CN1574620A - 表面声波滤波器和包括该表面声波滤波器的双工器 - Google Patents

Abstract

一种表面声波滤波器，包括：输入交指型变换器和输出交指型变换器，形成在压电基板上；电容，设置在输入交指型变换器的输入端子与输出交指型变换器的输出端子之间；第一公共接地端子，连接输入交指型变换器的接地端子和输出交指型变换器的接地端子；以及电感，设置在第一公共接地端子与地之间。

Description

表面声波滤波器和包括该表面声波滤波器的双工器

技术领域

本发明涉及表面声波滤波器以及包括该表面声波滤波器的双工器。

背景技术

通常将表面声波(SAW)滤波器用于便携式电话装置的射频(RF)滤波器和天线双工器。

在涉及这些便携式电话装置的移动通信系统中，发送频带和接收频带彼此非常靠近。为避免所发送的信号与所接收的信号之间的串扰，需要一发送滤波器来抑制接收频带，并且需要一接收滤波器来抑制发送频带。与任何其他的滤波器件相比，SAW滤波器通常在通带附近表现出更陡的截止特性。然而，对于具有更大的抑制度的SAW滤波器的需求日益增长。

为增大在发送滤波器或接收滤波器的通带的高频侧的抑制度，可以在SAW滤波器的输入端子与输出端子之间设置一电容元件。在日本未审专利公开No.1-135113、No.11-251861、No.9-172342、以及No.9-321569中公开了这种技术，在下文中将其称为现有技术1。图1B示出了代表现有技术1的结构的电气等效电路。为进行比较，图1A示出了在输入端子与输出端子之间未设置电容元件的传统结构的电气等效电路。

如图1B所示，现有技术1的SAW滤波器200在输入端子4与输出端子5之间具有三个谐振器。在此SAW滤波器200中，还在输入端子4与输出端子5之间设有电容C。图2显示了为考查图1A中的SAW滤波器100的滤波特性和图1B中的SAW滤波器200的滤波特性而进行的模拟的结果。在此模拟中，将SAW滤波器100和200制作为1.9GHz频带滤波器。

如图2所示，SAW滤波器100的滤波特性在通带的高频侧具有相对平缓的截止特性。另一方面，SAW滤波器200的滤波特性在通带与高频侧的阻带之间的边界附近具有陡的截止特性，并且在接近2.1GHz处出现零点。在输入端子4与输出端子5之间设置的电容C使在通带高频侧的频带(阻带)中产生了零点。因此，可以极大地增加高频侧的抑制度。

为增加发送滤波器或接收滤波器的通带低频侧的抑制度，可以通过一电感元件将SAW滤波器的输入接地端子和输出接地端子接地。在日本未审专利公开No.9-162676以及No.54-123892中公开了该技术，在下文中将其称为现有技术2。图3示出现有技术2的结构。

如图3所示，现有技术2的SAW滤波器300在输入端子4与输出端子5之间具有多个交指型变换器(IDT)11。在此SAW滤波器300中，连接多个接地端子以形成公共接地端子8，并且通过电感L将该公共接地端子8接地。图4示出为考查图3所示的SAW滤波器300的滤波特性所进行的模拟的结果。在该模拟中，将SAW滤波器300制作为1.9GHz频带滤波器。为进行对比，图4还显示了图1A所示的SAW滤波器100的滤波特性。

如图4所示，SAW滤波器300的滤波特性在通带与低频侧频带之间的边界附近具有陡的截止特性，并且在大约1.8GHz处出现零点。SAW滤波器300的输入接地端子和输出接地端子被连接然后通过电感L接地，从而可以在通带的低频侧的频带(另一阻带)中出现零点。因此，可以极大地增加在低频侧的抑制度。

然而，根据现有技术1在输入端子与输出端子之间设置电容的技术存在以下缺点，即，尽管增加了在通带高频侧的抑制，但是降低了在通带低频侧的抑制。例如，在1.8GHz或更低的频带中的抑制度会随电容的添加而降低，如图2所示。

另一方面，根据现有技术2通过一电感将所连接的接地端子接地的技术存在以下缺点，即，尽管增加了在通带低频侧的抑制，但是降低了在通带高频侧的抑制。例如，在2.1GHz或更高的频带中的抑制度会随电感的添加而降低，如图4所示。

发明内容

因此，本发明的一个目的在于提供一种消除了上述缺点的表面声波滤波器和双工器。

本发明的更具体的目的在于提供一种在高频侧和低频侧都具有增加的阻带抑制度的表面声波滤波器，以及包括该表面声波滤波器的双工器。

本发明的这些目的通过一表面声波滤波器来实现，该表面声波滤波器包括：形成在压电基板上的输入交指型变换器和输出交指型变换器；电容，设置在输入交指型变换器的输入端子与输出交指型变换器的输出端子之间；第一公共接地端子，连接输入交指型变换器的接地端子和输出交指型变换器的接地端子；以及设置在第一公共接地端子与地之间的电感。

本发明的上述目的还通过一种表面声波滤波器来实现，该表面声波滤波器包括级联连接的多个表面声波滤波器，每个级联连接的表面声波滤波器包括：形成在压电基板上的输入交指型变换器和输出交指型变换器；电容，设置在输入交指型变换器的输入端子与输出交指型变换器的输出端子之间；第一公共接地端子，连接输入交指型变换器的接地端子和输出交指型变换器的接地端子；以及设置在第一公共接地端子与地之间的电感。

本发明的上述目的还通过一种表面声波滤波器来实现，该表面声波滤波器包括并联连接的多个表面声波滤波器，每个并联连接的表面声波滤波器包括：形成在压电基板上的输入交指型变换器和输出交指型变换器；电容，设置在输入交指型变换器的输入端子与输出交指型变换器的输出端子之间；第一公共接地端子，连接输入交指型变换器的接地端子和输出交指型变换器的接地端子；以及设置在第一公共接地端子与地之间的电感。

本发明的上述目的还通过一种包括一表面声波滤波器的双工器来实现，该表面声波滤波器包括：形成在压电基板上的输入交指型变换器和输出交指型变换器；电容，设置在输入交指型变换器的输入端子与输出交指型变换器的输出端子之间；第一公共接地端子，连接输入交指型变换器的接地端子和输出交指型变换器的接地端子；以及设置在第一公共端子与地之间的电感。

附图说明

结合附图阅读以下具体说明，本发明的其他目的、特征和优点将变得更加清楚，其中：

图1A示出不具有电容元件的传统SAW滤波器的等效电路；

图1B示出根据现有技术1的传统SAW滤波器的等效电路；

图2是显示图1A和图1B中所示的SAW滤波器的带通特性的曲线图；

图3示出根据现有技术2的传统SAW滤波器的等效电路；

图4是显示图1A所示的SAW滤波器和图3所示的SAW滤波器的带通特性的曲线图；

图5示出具体实现本发明的原理的SAW滤波器的等效电路；

图6示出其中将图5的SAW滤波器的二端子对(two-terminal pair)电路和串联电容二端子对电路进行并联连接的结构的等效电路；

图7A至图7C是显示通过向图1A中的SAW滤波器添加电容C所引起的y₂₁的实部和虚部的变化以及频率特性和带通特性的变化的曲线图；

图8示出采用二端子对电路形式的图5的SAW滤波器的等效电路；

图9A至图9C是显示通过向图1B中的SAW滤波器添加电感L所引起z₂₁的实部和虚部的变化以及频率特性和带通特性的变化的曲线图；

图10是集中显示图1A、1B、和图3的传统SAW滤波器的滤波特性以及图5的SAW滤波器的滤波特性的曲线图；

图11A和11B示出根据本发明的各具有三个谐振频率的SAW滤波器的电气等效电路；

图12A至图12C是显示通过在图11B的SAW滤波器的输入端子与输出端子之间添加电容C所引起y₂₁的实部和虚部的变化以及带通特性的变化的曲线图；

图13A至13C是曲线图，显示了通过对与已经在输入端子与输出端子之间设置有电容C的图11B中所示的SAW滤波器相同的SAW滤波器的接地端子添加电感L所引起z₂₁的实部和虚部的变化以及带通特性的变化；

图14A至14H示出根据本发明的用于实现其中最低频率谐振和最高频率谐振是同相谐振的结构的条件；

图15是一曲线图，显示了根据本发明为实现抑制增加效果对电极指排列所进行的实验的结果；

图16A至16H示出图14A至14H所示的“S-G”排列、“G-G”排列、以及“S-S”排列的变型例；

图17A是根据本发明第一实施例的SAW滤波器的俯视图；

图17B是沿图17A中的线B-B所截取的SAW滤波器的剖面图；

图18A-18C是显示对根据第一实施例的SAW滤波器的滤波特性与具有电容C但无电感L的传统SAW滤波器的滤波特性进行比较的曲线图；

图19A是根据本发明第二实施例的SAW滤波器的俯视图；

图19B是沿图19A中的线A-A所截取的SAW滤波器的剖面图；

图20A是根据本发明第三实施例的SAW滤波器的俯视图；

图20B是沿图20A中的线C-C所截取的SAW滤波器的剖面图；

图21A是根据本发明第三实施例的SAW滤波器的变型例的俯视图；

图21B是沿图21A中的线C-C所截取的SAW滤波器的变型例的剖面图；

图22A和22B是根据本发明第四实施例的SAW滤波器的电路图；

图23A是具体实现图22B中所示结构的SAW滤波器的俯视图；

图23B是沿图23A中的线D-D所截取的SAW滤波器的剖面图；

图24是显示根据本发明第四实施例的SAW滤波器的滤波特性的曲线图；

图25是显示根据本发明第五实施例的天线双工器的电路图；

图26是显示根据本发明第五实施例的天线双工器的频率特性的曲线图；

图27A是根据本发明第六实施例的SAW滤波器的俯视图；

图27B是沿图27A中的线E-E所截取的SAW滤波器的剖面图；以及

图28是根据本发明第七实施例的具有形成在压电基板上的多个IDT、一输入端子和一输出端子的结构的俯视图。

具体实施方式

(本发明的原理)

首先对本发明的原理进行说明。

图5是具体实现本发明的原理的表面声波(SAW)滤波器10A的电路图。如图5所示，SAW滤波器10A包括多个交指型变换器(IDT)11和一并联连接在输入端子4和输出端子5之间的电容C。所述多个交指型变换器11的多个接地端子彼此相连以形成一公共接地端子8，并且通过电感L接地。在此结构中，电感L位于公共接地端子8与外部接地端子9之间。

通过在SAW滤波器10A的输入端子4与输出端子5之间设置电容C，在通带的高频侧出现了零点(衰减极点)并且增加了抑制度。以下将对该机制进行更加详细的说明。

可以将图5所示的SAW滤波器10A看作二端子对电路。因此，可以利用导纳(Y)矩阵的元素将SAW滤波器10A的带通特性(滤波特性)(s₂₁)表达为以下公式(3)：

$s_{21}=\frac{-\frac{{2y}_{21}}{y_{\mathrm{out}}}}{(1+\frac{y_{11}}{y_{\mathrm{in}}})(1+\frac{y_{22}}{y_{\mathrm{out}}})-\frac{y_{12}{y}_{21}}{y_{\mathrm{in}}{y}_{\mathrm{out}}}}----\left(3\right)$

其中y_in是输入端的端子阻抗的倒数，而y_out是输出端的端子阻抗的倒数。

根据公式(3)，当y₂₁为0时，s₂₁也变为0，并且在带通特性中出现零点。因此，对于通过添加电容来增加抑制度的机制，应该仅对二端子对电路的y₂₁分量进行考虑。在此，在图6中所示的结构中可以采用在SAW滤波器10A的输入端子与输出端子之间具有电容C的结构。在图6所示的结构中，将SAW滤波器10A的二端子对电路与一串联电容二端子对电路并联。在将这两个二端子对电路进行并联连接之后所得到的导纳矩阵等于相应各电路的导纳矩阵之和(Y＝Y_S+Y_C)。在此，可将串联电容的导纳矩阵Y_C表达为以下公式(4)：

$Y_C=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{j\ωC}& -\mathrm{j\ωC}\\ -\mathrm{j\ωC}& \mathrm{j\ωC}\end{array}\right]----\left(4\right)$

根据公式(4)，y₂₁的实部不随在输入端子与输出端子之间添加电容C而改变，但是y₂₁的虚部减小了ωC。图7A至图7C显示了在有电容C和无电容C的情况下计算y₂₁的实部和虚部的频率特性和带通特性的示例。如图7A至7C所示，在对SAW滤波器10A的导纳矩阵进行的计算中，使用了与图1A所示的等效电路相同的电路结构。图7A显示了SAW滤波器100和SAW滤波器10A的各导纳y₂₁的实部Re(y₂₁[s])的频率特性。图7B显示了SAW滤波器100和SAW滤波器10A的各导纳y₂₁的虚部Im(y₂₁[s])的频率特性。图7C显示了SAW滤波器100和SAW滤波器10A的滤波特性。在这些曲线图中，箭头表示SAW滤波器10A的导纳特性和滤波特性相对于SAW滤波器100的导纳特性和滤波特性的偏移方向。在图7C中，向下的箭头表示抑制度的增加，而向上的箭头表示抑制度的降低。

由图7A至7C中可以看出，添加电容C使y₂₁的虚部减小了，并且产生了使y₂₁的虚部在2080MHz附近为零的频率。在此频率处，y₂₁的实部也近似为0，因此，y₂₁的绝对值变得近似为0。因此，在带通特性中出现了零点。

然而，当在输入端子与输出端子之间设有电容C时，y₂₁的虚部的绝对值在通带的低频侧变大了，并且s₂₁的绝对值变大了，如曲线图所示。结果，在带通特性中抑制度降低了。

为解决这一问题，在本发明的SAW滤波器10A的公共接地端子8与外部接地端子9之间设置了电感L，如图5所示。图8是一电路图，示意性地显示了采用二端子对电路形式的SAW滤波器10A。可以使用阻抗(Z)矩阵的元素将SAW滤波器10A的带通特性(s₂₁)表达为以下公式(5)：

$s_{21}=\frac{\frac{{2z}_{21}}{z_{\mathrm{in}}}}{(1+\frac{z_{11}}{z_{\mathrm{in}}})(1+\frac{z_{22}}{z_{\mathrm{out}}})-\frac{z_{12}{z}_{21}}{z_{\mathrm{in}}{z}_{\mathrm{out}}}}----\left(5\right)$

其中z_in是输入端的端子阻抗，而z_out是输出端的端子阻抗。

根据公式(5)，当z₂₁为0时，s₂₁也变为0，并且在带通特性中出现了零点。因此，对于通过添加电感来增加抑制度的机制，应该仅对二端子对电路的z₂₁分量进行考虑。这里，在图8中所示的结构中可以采用在SAW滤波器10A的公共接地端子8与外部接地端子9之间具有电感L的结构。在如图8所示的结构中，将SAW滤波器10A的二端子对电路与一并联电感二端子对电路串联连接。在将这两个二端子对电路进行串联连接之后所得到的阻抗矩阵等于相应各电路的阻抗矩阵之和(Z＝Z_SC+Zl)。在此，可将并联电感的阻抗矩阵Zl表达为以下公式(6)：

$\mathrm{Zl}=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{j\ωL}& \mathrm{j\ωL}\\ \mathrm{j\ωL}& \mathrm{j\ωL}\end{array}\right]---\left(6\right)$

根据公式(6)，z₂₁的实部不随连接到公共接地端子8的电感L而改变，但是z₂₁的虚部增加了ωL。图9A至图9C显示了在有电感L和无电感L的情况下计算z₂₁的实部和虚部的频率特性和带通特性的示例。在图9A至9C所示的对SAW滤波器10A的阻抗矩阵进行的计算中，采用了与图1A所示的等效电路相同的电路结构。图9A显示了SAW滤波器100和SAW滤波器10A的各阻抗z₂₁的实部Re(z₂₁[Ω])的频率特性。图9B显示了SAW滤波器100和SAW滤波器10A的各阻抗z₂₁的虚部Im(z₂₁[Ω])的频率特性。图9C显示了SAW滤波器100和SAW滤波器10A的滤波特性。在这些曲线图中，箭头表示SAW滤波器10A的阻抗特性和滤波特性相对于SAW滤波器100的阻抗特性和滤波特性的偏移方向。在图9C中，向下的箭头表示抑制度的增加，而向上的箭头表示抑制度的降低。

由图9A至9C可知，将电感L连接到公共接地端子8使z₂₁的虚部增大了，并且产生了使z₂₁的虚部在1730MHz和1830MHz附近为零的频率。在这些频率处，z₂₁的实部也近似为0，因此，z₂₁的绝对值变得近似为0。因此，在带通特性中出现了零点。

同时，在通带的高频侧，添加电感L使z₂₁的虚部的绝对值减小了，并且因此使s₂₁的绝对值变小了。因此，在带通特性中增加了阻带抑制度。

如上所述，根据本发明，通过在输入端子与输出端子之间设置电容并且将电感L连接到接地端子，在高频侧和低频侧都增加了抑制度，因此极大地提高了阻带抑制度。此外，抑制度的这种增加比在仅添加电容C或电感L之一的情况下所实现的增加要大。在此结构中，可以通过调节电容C和电感L的值来任意地设定各零点的频率。因此，可以容易地制造在设计上具有很大自由度的表面声波滤波器。为进行比较，图10集中地显示了图1A至图3所示的传统SAW滤波器100、200和300的滤波特性、以及根据本发明的SAW滤波器10A的滤波特性。由图10中可以看出，特别是在通带附近，本发明的SAW滤波器10A表现出比任何传统的SAW滤波器100、200和300都大的抑制度。采用这种方式，可以将本发明的原理应用于SAW滤波器，以便与仅具有电容C或电感L之一的SAW滤波器相比，获得更大的阻带抑制度和更好的滤波特性。

而且，可以将本发明容易地应用于多种表面声波滤波器，诸如具有两个或更多个输入IDT和输出IDT的多电极表面声波滤波器，具有一个输入IDT和两个输出IDT的双模表面声波滤波器，以及横向耦合谐振器滤波器。根据本发明的这些滤波器中的任何一个都可以表现出具有大的抑制度和陡的截止特性的优异滤波特性。

标准的SAW滤波器通常具有多个谐振频率，并且表现出在多个谐振频率附近形成通带的带通特性。为形成通带，需要使两个相邻谐振频率之间的通过相位(pass phase)(S₂₁的相位)之差近似为180°。现在参照图11A和11B，对用于形成通带的条件进行说明。

图11A显示了例如具有三个谐振频率的SAW滤波器10B的电气等效电路。在图11A中，用fr1表示利用(L1，C1，R1)进行谐振的频率，用fr2表示利用(L2，C2，R2)进行谐振的频率，并且用fr3表示利用(L3，C3，R3)进行谐振的频率。将这些频率之间的关系表示为：fr1＜fr2＜fr3。

由于在如图11A所示的结构中谐振频率fr2经过了具有1：-1的绕线比的“理想变压器”10b，所以频率fr2的通过相位为180°。以下将具有180°的通过相位的谐振频率称为“反相谐振”。限定“反相谐振”的通过相位不必精确为180°，而是近似为180°。在本发明中，由于在实际的生产和设计中无法避免误差，所以通过相位可能偏离180°，但是只要可以获得希望的特性即可。谐振频率fr1和fr3不经过上述变压器，因此谐振频率fr1和fr2中的每个的通过相位都为0°。以下将具有0°的通过相位的谐振频率称为“同相谐振”。限定“同相谐振”的通过相位不必精确为0°，而是近似为0°。在本发明中，由于在实际的生产和设计中无法避免误差，所以通过相位可能偏离0°，只要可以获得希望的特性即可。为便于说明，在以下说明中将忽略这些误差。

在图11A中所示的SAW滤波器10B中，每两个相邻的谐振频率之间的通过相位之差为180°。更具体地，谐振频率fr1与fr2之间的通过相位之差为180°，而谐振频率fr2与fr3之间的通过相位之差也为180°。图11B显示了也具有三个谐振频率、但是与图11A所示的结构相比具有不同的谐振相位的SAW滤波器10C的电气等效电路。在图11B中所示的SAW滤波器10C中，谐振频率fr1和fr3表示反相谐振，而谐振频率fr2表示同相谐振。在此结构中，每两个相邻的谐振频率之间的通过相位之差近似为180°，这也满足形成通带的条件。

如上所述，为形成通带应该交替地出现同相谐振和反相谐振。在图11A所示的结构中，从低频侧看，可以将谐振表示为“同-反-同”(“同”表示同相谐振，而“反”表示反相谐振)。在图11B所示的结构中，从低频侧看，可以将谐振表示为“反-同-反”。

根据本发明为了增加抑制度，需要使最低频率的谐振和最高频率的谐振为同相谐振。因此，必须具有奇数个谐振频率，并且将谐振设为“同-反-同”或者“同-反-同-反-同”的顺序。由于图11A所示的结构具有“同-反-同”的谐振顺序，所以SAW滤波器10B满足用于根据本发明增加抑制度的条件。另一方面，图11B中所示的结构具有“反-同-反”的谐振顺序，从而SAW滤波器10C不能获得根据本发明的抑制增加效果。

现在参照图12A至13C，对具有“反-同-反”的谐振顺序的SAW滤波器不能得到根据本发明的抑制增加效果的原因进行说明。图12A至12C显示了在图11B所示的具有“反-同-反”谐振顺序的SAW滤波器10C的输入端子与输出端子之间设置电容C所引起的y₂₁的实部Re[y₂₁(s)]以及虚部Im[y₂₁(s)]的变化、以及带通特性的变化。根据图11B所示的等效电路计算出图12A至12C所示的结果。图7A至7C显示了与此相反的情况的结果，在这些图中显示了在具有“同-反-同”谐振频率顺序的SAW滤波器的输入端子与输出端子之间设置电容C所引起的y₂₁的实部和虚部的变化、以及带通特性的变化。

在图12A和12B的曲线图中所示的y₂₁的实部和虚部的变化、与在图7A和7B的曲线图中所示的变化是关于x轴对称的。因此，电容C的添加减小了y₂₁的虚部，并且在通带的低频侧产生了零点。然而，通带的高频侧的抑制度也降低了。而且，在此结构中，由于阻抗不匹配，使通带发生了极大的畸变。

图13A至13C显示了在具有“反-同-反”的谐振顺序并且具有设置在输入端子与输出端子之间的电容C的SAW滤波器(类似图11B的SAW滤波器10C)中向接地端子附连电感L所引起的z₂₁的实部Re[z₂₁(Ω)]和虚部Im[z₂₁(Ω)]的变化、以及带通特性的变化。根据图11B所示的等效电路计算出图13A至13C所示的结果。由图13A至13C可见，向接地端子连接电感L使z₂₁的虚部增大了。因此，在通带的低频侧的零点消失了。另一方面，通带的高频侧的抑制度略微有所增加。然而，低频侧和高频侧的抑制度都小于无电容C和电感L的情况下的抑制度。尽管阻抗匹配得到了略微的改进，但是通带的形状比无电容C和电感L的情况下的通带形状畸变得更厉害。为此，具有“反-同-反”的谐振频率顺序的SAW滤波器不能获得根据本发明的抑制增加效果。因此，根据本发明，SAW滤波器应该具有“同-反-同”的谐振频率顺序。

另外，为获得根据本发明的抑制增加效果，如上所述，最低频率谐振和最高频率谐振应该为同相谐振。下面参照图14A至14H，对满足上述要求的条件进行说明。图14A至14H显示了各包括一个输入IDT 11(输入IDT 11a)和两个输出IDT 11(输出IDT 11b)的多个双模SAW(DMS)滤波器。

每个DMS滤波器都具有三个谐振频率。首先，下面对用于获得“同-反-同”的谐振频率顺序的条件进行说明。尽管在以下说明中输入IDT 11a和输出IDT 11b各具有2.5对电极指，但是在本发明中电极指的对数并不限于2.5。根据所需的结构，每个IDT中的电极指的对数可以在7至20的范围内变化，并且可以进行其他的各种修改。在大多数情况下，输入IDT 11a与输出IDT 11b具有不同的对数。为简化起见，在图14A至14H中的各图中未示出被设置成夹着输入IDT 11a和输出IDT 11b的一对SAW反射器。

在图14A至14D中，每个输入IDT 11a中距离输出IDT 11b最近的电极指或者输出IDT 11b中距离输入IDT 11a最近的电极指中的任一个为接地电极指，而无论哪个为接地电极指，另一个都为信号电极指。其中，将这两个电极指的中心之间的距离D(d)设在由以下公式(7)所表示的范围内：

$\frac{\mathrm{\&lambda;}}{4}<d<\frac{3\mathrm{\&lambda;}}{4}----\left(7\right)$

其中λ是通带的中心频率处的表面声波的波长。下文中将图14A至14D所示的排列称为“S-G”排列。对于相同的寄生阻抗，图14A至14D中所示的所有排列都表现出相同的滤波特性。

另一方面，在下文中将图14E和14G所示的排列称为“G-G”排列，将图14F和14H所示的排列称为“S-S”排列。在“G-G”排列中，每个输入IDT 11a中最靠近输出IDT 11b的电极指和输出IDT 11b中最靠近输入IDT 11a的电极指都是接地电极指。在“S-S”排列中，每个输入IDT11a中最靠近输出IDT 11b的电极指和输出IDT 11b中最靠近输入IDT 11a的电极指都是信号电极指。在此，将这两个电极指的中心之间的距离D(d)也设为在由上述公式(7)所表示的范围中。对于相同的寄生阻抗，图14E至14H所示的所有排列都表现出相同的滤波特性。

通过多次模拟和实验，本发明揭示出：由于具有“G-G”排列或“S-S”排列的DMS滤波器具有“同-反-同”的谐振顺序，所以“G-G”排列或“S-S”排列对获得抑制增加效果是必要的。另一方面，具有“S-G”排列的DMS滤波器具有“反-同-反”的谐振顺序，从而不能获得根据本发明的抑制增加效果。

图15显示了为获得根据本发明的抑制增加效果而进行的关于电极指排列的实验的结果。在图15所示的曲线图中，细线表示既不具有电容C又不具有电感L的DMS滤波器的带通特性。粗线表示具有“G-G”电极指排列或“S-S”电极指排列并且同时具有电容C和电感L的DMS滤波器的带通特性。此外，虚线表示具有“S-G”电极指排列并且同时具有电容C和电感L的DMS滤波器的带通特性。

由图15可以看出，具有“G-G”电极指排列或“S-S”电极指排列的DMS滤波器表现出增加的抑制度，具有“同-反-同”的谐振顺序并且在通带附近产生了零点。另一方面，具有“S-G”电极指排列的DMS滤波器表现出较差的阻带抑制度，具有“反-同-反”的谐振顺序。而且，由于阻抗不匹配，该DMS滤波器的通带的形状也发生了畸变。

现在参照图16A至16H，对“S-G”排列、“G-G”排列以及“S-S”排列的变型例进行说明。如图16A至16D所示，当电极中心间的距离D为d+λ/2时，具有“S-G”排列的DMS滤波器可以具有180°的通过相位以及“同-反-同”的谐振顺序。通过进行模拟可以发现，如果电极中心之间的距离D为d+λ/2，则即使在具有“S-G”排列的DMS滤波器中，抑制度也可以随电容C和电感L而增加，如图15中的粗线所示。而且，DMS滤波器具有这样的特性，即，距离D每隔λ都表现出相同的特性，从而只要距离D为d+λ/2+nλ(n为整数)，就可以采用“S-G”排列。因此，应将距离D设在由以下公式(2)所表示的范围之中：

$\frac{3\mathrm{\&lambda;}}{4}+\mathrm{n\&lambda;}<D<\frac{5\mathrm{\&lambda;}}{4}+\mathrm{n\&lambda;}----\left(2\right)$

同样，在“G-G”排列或“S-S”排列中，距离D每隔λ都表现出相同的特性。因此，应将距离D设在由以下公式(1)所表示的范围之中：

$\frac{\mathrm{\&lambda;}}{4}+\mathrm{n\&lambda;}<D<\frac{3\mathrm{\&lambda;}}{4}+\mathrm{n\&lambda;}----\left(1\right)$

下面对基于上述原理的本发明的实施例进行说明。

(第一实施例)

以下将参照附图对本发明的第一实施例进行说明。

图17A和17B示出了根据该实施例的SAW滤波器20的结构。图17A为SAW滤波器20的俯视图。图17B为沿图17A中的线B-B所截取的SAW滤波器20的剖面图。在该实施例中，SAW滤波器20为在输入侧具有一个IDT 11并且在输出侧具有两个IDT 11的DMS滤波器。

如图17A和17B所示，SAW滤波器20具有一容纳在封装21的空腔中的SAW器件。该SAW器件具有多个反射器12，该多个反射器12形成在压电基板22上，并且沿SAW传播方向夹着多个IDT 11。在SAW器件中，将位于输入侧的IDT 11的一端的电极连接到与对应的电极具有相同的层结构的输入端子13。同样，将位于输入侧的IDT 11的另一端的电极连接到与对应的电极具有相同的层结构的接地端子16。此外，将位于输出侧的每个IDT 11的一端的电极连接到具有与对应的电极相同的层结构的输出端子14。同样，将位于输出侧的每个IDT 11的另一端的电极连接到与对应的电极具有相同层结构的接地端子15。

在本实施例的上述结构中，在两个输出IDT 11之间共用输出端子14。将输入端子13的背对IDT 11的一端与输出端子14的背对IDT 11的一端设置成在压电基板22上相互靠近，并由此形成电容C1。

封装21由基板材料(如陶瓷、铝陶瓷、双马来酰亚胺-三嗪树脂、聚亚苯醚、聚酰亚胺树脂、玻璃纤维环氧树脂、玻璃纤维织物、或硅)制成，并且具有通过将多个基板层叠而形成的结构。压电基板22可以是42°旋转Y切割X传播钽酸锂单晶压电基板(以下称为LT基板)，或者可以是64°旋转Y切割X传播铌酸锂单晶压电基板(以下称为LN基板)，或者可以是由诸如石英等压电材料制成的压电基板。如果例如采用LT基板，则滤波特性表现出低插入损耗。所述多个IDT 11以及与这些IDT 11一体地形成的输入端子13、输出端子14、以及接地端子15和16包含铝(Al)、铜(Cu)、金(Au)、钼(Mo)、钨(W)、钽(Ta)、铬(Cr)、钛(Ti)、铂(Pt)、钌(Ru)、或者铑(Rh)作为主要成分，并且具有由上述材料中的一种或更多种所制成的单层或者多层结构。

利用接合导线17将输入端子13与输入焊盘24相连接。利用接合导线17将输出端子14与输出焊盘25相连接。利用接合导线17将各接地端子15与输出接地焊盘26相连接。利用接合导线17将接地端子16与输入接地焊盘27相连接。在此实施例中，将SAW器件面向上地安装到封装21中，并将那些元件相互进行导线接合。各接合导线17由金属材料(如铝(Al)、铜(Cu)或者金(Au))制成。

利用在封装21内部延伸的多个通孔28将多个输出接地焊盘26和多个输入接地焊盘27连接到封装21中的公共接地端子29，使得输出接地焊盘26和输入接地焊盘27彼此相连。公共接地端子29是通过通孔31、与通孔31相连的传输线路径32、以及通孔33连接到接地脚图案34的传输线路径。将接地脚图案34形成在封装21的底面上(以空腔面作为顶面)。而且，通过形成在封装21的多个侧面的多个垛形结构35可以建立与接地脚图案34的连接，如图17B所示。设计通孔31和33、传输线路径32以及多个垛形结构35中的至少一个以形成上述电感L。

通过图中未示出的多个通孔或多条传输线路径还将输入焊盘24和输出焊盘25连接到外部输入脚图案、输出脚图案等。在封装21的底部上设有多个脚图案34。

采用上述结构，在通带的高频侧和低频侧都增加了抑制度。换言之，极大提高了阻带抑制度。而且，在低频侧和高频侧的抑制的增加都大于在仅添加电容C或电感L之一的情况下所实现的抑制的增加。在此结构中，可以通过调节电容C和电感L的值来任意地设定零点的频率。因此，可以容易地制造在设计上具有很大自由度的表面声波滤波器。

尽管上述电容C(图17A中的C1)是由形成在压电基板22上的输入端子13和输出端子14的端部形成的，但是本发明并不限于该结构。例如，可以采用与IDT 11相同的结构或者中间夹有电介质膜的三维结构。

另外，在上述说明中将接地端子15和16连接在封装21中。然而，本发明并不限于该结构，而可以采用其中将接地端子15和16连接在压电基板22上或者封装21的外部(例如，在封装21的底面上)的结构。

下面参照图18A至18C，将本实施例的SAW滤波器20的滤波特性与仅具有电容C但无电感L的传统SAW滤波器(例如，图1B中所示的SAW滤波器200)的滤波特性进行比较。图18A显示了SAW滤波器200和20的各z₂₁的实部Re(z₂₁[Ω])的频率特性。图18B显示了SAW滤波器200和20的各z₂₁的虚部Im(z₂₁[Ω])的频率特性。图18C显示了SAW滤波器200和20的滤波特性。在这些曲线图中，箭头表示SAW滤波器20的阻抗特性和滤波特性相对于SAW滤波器200的阻抗特性和滤波特性的偏移方向。在图18C中，向下的箭头表示抑制度的增加，而向上的箭头表示抑制度的降低。

如图18A至18C所示，添加到公共接地端子8的电感L使z₂₁的虚部增大了，并且产生了使z₂₁的虚部在1870MHz和1910MHz附近为0的多个频率。在这些频率处，z₂₁的实部也近似为0，因此，z₂₁的绝对值变得近似为0。因此，在带通特性中出现了多个零点。此外，由于z₂₁的虚部的绝对值在通带的高频侧减小了，所以改进了抑制度。

如在对本发明原理的说明中所述，将本实施例设计为，使得最低谐振频率和最高谐振频率都为“同相谐振”频率。采用这种结构，可以可靠地实现上述效果。而且，将电极中心距离D设在由公式7和2所表示的范围之中。

(第二实施例)

现在参照附图对本发明的第二实施例进行详细说明。本实施例是包括位于输入侧的一个IDT 11和位于输出侧的两个IDT的双模SAW(DMS)滤波器(第一实施例的SAW滤波器20)的第一变型例。图19A和19B示出了根据本实施例的SAW滤波器40的结构。图19A为SAW滤波器40的俯视图。图19B为沿图19A中的A-A线所截取的SAW滤波器40的剖面图。

如图19A和19B所示，该SAW滤波器40具有这样的结构，其中，连接第一实施例的接地端子15和16以形成公共接地端子45，将该公共接地端子45通过接合导线17与多个输入接地焊盘27或多个输出接地焊盘26之一相连接。在图19A中，将公共接地端子45连接到多个输入接地焊盘27中的一个。而且，在该实施例中，将在第一实施例中形成在输入端子13与输出端子14之间的电容C1形成在封装21中。可以通过形成经由通孔48连接到输入焊盘24的传输线路径46和经由通孔49连接到输出焊盘25的传输线路径47、并且使这些传输线路径46和47相互靠近，来实现该结构。在这种情况下，在封装21中在传输线路径46与47之间插入另外一层，或者将传输线路径46和47设置在封装21中的同一层上。

此外，在该实施例中，由以下元件中的至少一个来形成连接到公共接地端子45的电感L：多条接合导线17、与从多个输入接地焊盘27之一延伸到封装21中的通孔49具有相同结构的通孔，以及多个垛形结构35。连接到输入和输入接地焊盘27和26的通孔穿透封装21与接地脚图案34相连接。由于将公共接地端子45形成在压电基板22上，所以可以使到接地脚图案的布线距离更长。因此，可以使电感L的值更大。

利用本实施例的上述结构，按照与第一实施例中相同的方式，抑制度在通带的高频侧和低频侧都增加了。而且，该抑制度的增加大于在仅添加电容C或电感L之一的情况下所实现的增加。因此，可以实现在高频侧和低频侧都表现出更大的抑制度的表面声波滤波器。在此结构中，可以通过调节电容C和电感L的值来任意地设定各零点的频率。因此，可以容易地制造在设计上具有很大自由度的表面声波滤波器。本实施例的其他方面与第一实施例的相同，因此在此省略对其的说明。

(第三实施例)

下面参照附图对本发明的第三实施例进行详细说明。本实施例是包括位于输入侧的一个IDT 11和位于输出侧的两个IDT 11的双模SAW(DMS)滤波器(第一实施例的SAW滤波器20)的第二变型例。图20A和20B示出了根据本实施例的SAW滤波器60的结构。图20A为SAW滤波器60的俯视图。图20B为沿图20A中的C-C线所截取的SAW滤波器60的剖面图。

如图20A和20B所示，该SAW滤波器60具有这样的结构，其中，连接第一实施例的接地端子15和16以形成公共接地端子65，将该公共接地端子65通过接合导线17与多个输入接地焊盘27或多个输出接地焊盘26之一相连接。在图20A中，将公共接地端子65连接到多个输入接地焊盘27中的一个。在该实施例中，输入IDT 11和多个输出IDT 11具有在同一方向上延伸的各相应的接地电极指。利用该排列，将电容C3和C4形成在构成一输入端子63和多个输出端子64的相应的汇流排之间。而且，输入端子63和所述多个输出端子64的汇流排可以在压电基板22上容易地产生相同大小的电容C3和C4。

此外，在该实施例中，通过以下元件中的至少一个来形成连接到公共接地端子65的电感L：多条接合导线17、通孔66、传输线路径67、通孔31、传输线路径32、通孔33、以及多个垛形结构35。由于将公共接地端子65形成在压电基板22上，所以可以使到接地脚图案34布线距离更长。因此，也可以使电感L的值更大。如图20B所示，采用在封装21中横向延伸的传输线路径67可在任何结构中有效地延长公共接地端子65与接地脚图案34之间的布线距离。

利用本实施例的上述结构，按与第一实施例相同的方式，在通带的高频侧和低频侧都增加了抑制度，并且因此极大地增加了阻带抑制度。而且，该抑制度的增加大于在仅添加电容C或电感L之一的情况下所实现的增加。因此，可以实现在高频侧和低频侧都表现出更大抑制度的表面声波滤波器。在此结构中，可以通过调节电容C和电感L的值来任意地设定各零点的频率。因此，可以容易地制造在设计上具有很大自由度的表面声波滤波器。本实施例的其他方面与第一实施例的相同，因此在此省略对其的说明。

如图21A和21B所示，可以对本实施例的SAW滤波器60进行修改。具体而言，将输入端子63的汇流排的背对电极指的一端形成为T形，使得利用输入端子63′和多个输出端子64所形成的电容C3′和C4′可以变得更大。

(第四实施例)

以下将参照附图对本发明的第四实施例进行详细说明。本实施例为将根据本发明的原理的两个SAW滤波器10A进行级联连接的示例。图22A和22B为根据本实施例的SAW滤波器20A和20A′的电路图。

更具体地，图22A显示了通过连接两个图5的SAW滤波器10A而形成的SAW滤波器20A的等效电路。图22B显示了也是通过连接两个SAW滤波器10A而形成的SAW滤波器20A′的等效电路。在SAW滤波器20A′中，将两个电感L1的更靠近外部接地端子9的端部相互连接，并且在连接点(形成第二级公共接地端子8b)与外部接地端子9之间设置了电感L2。图22B中的第一级接地端子8a等效于图22A中的公共接地端子8。

图23A和23B示出了具体实现图22B所示的SAW滤波器20A′的SAW滤波器80。通过将各包括位于输入侧的一个IDT 11和位于输出侧的两个IDT 11的两个双模SAW(DMS)滤波器进行级联连接来形成SAW滤波器80。图23A为SAW滤波器80的俯视图。图23B是沿图23A中的线D-D所截取的SAW滤波器80的剖面图。

如图23A所示，SAW滤波器80具有在各级中(在各DMS滤波器中)沿相同方向延伸的输入IDT 11的多个接地电极指和输出IDT 11的多个接地电极指。采用这种排列，可以容易地在压电基板22上的小空间内形成输出端子和输入端子83a和83b之间的电容C5至C8。在各级中，可以容易地连接输入IDT 11的接地端子和输出IDT 11的接地端子以在压电基板22上形成公共接地端子85a和85b，并且可以使在外部接地端子9与各公共接地端子85a/85b之间设置的电感L变大。在第一级和第二级中，都可以利用以下元件中的至少一个来形成从各公共接地端子85a/85b延伸的电感L1：多条接合导线17、通孔28、传输线路径86、通孔87、以及公共接地端子29。其中，可以通过在各级中并联所述多条接合导线17(例如，三条接合导线17)来调节各电感L1的值。

在该实施例中，通过通孔31、传输线路径32、通孔33以及垛形结构35将各级的电感L1的连接点连接到外部接地端子(接地脚图案34)。该连接路径等效于图22B中所示的电感L2。

图24显示了具有上述结构的SAW滤波器80的滤波特性。为进行比较，图24还显示了不具有电感L2的SAW滤波器(具有与图22A所示的SAW滤波器相同的结构)的滤波特性。由图24可以看出，通过级联连接本发明的两个DMS滤波器所形成的两级结构可以极大地增加阻带抑制度。而且，图22B所示的电感L2的添加还增加了在低频侧的抑制度。本实施例的其他方面与前述实施例的相同，因此在此省略对其的说明。

(第五实施例)

现在将参照附图对本发明的第五实施例进行具体说明。本实施例为利用前述实施例中的SAW滤波器之一制造天线双工器的示例。图25为根据本实施例的天线双工器90的电路图。

如图25所示，天线双工器90包括发送滤波器91和接收滤波器92。在此天线双工器90中，将用于匹配输入阻抗的匹配电路93设置在发送滤波器91与接收滤波器92之间的公共端子(天线端子：Ant)处。

在该结构中，发送滤波器91可以是其中将多个IDT 11按梯状方式连接的梯型滤波器。接收滤波器92例如可以是图22B所示的第四实施例的SAW滤波器20A′。

图26显示了具有以上结构的天线双工器90的频率特性。由图26可知，由根据本发明的具有大的阻带抑制度的SAW滤波器(20A′)形成的接收滤波器92可以清楚地将发送信号与接收信号分离开。本实施例的其他方面与前述实施例的相同，因此在此省略对其的说明。

(第六实施例)

在本发明中，还可以采用其中将上述SAW滤波器输入阻抗乘以N的结构，或者采用其中将包括各具有1/N的开口长度的多个IDT 11的N个SAW滤波器并联地电连接的结构。在这种结构中，可以将电极指阻抗减小到1/N²。在以下内容中，将对作为本发明第六实施例的这种结构进行详细说明。

图27A和27B示出了根据本实施例的SAW滤波器80A。图27A为SAW滤波器80A的俯视图。图27B为沿图27A中的线E-E所截取的SAW滤波器80A的剖面图。在此实施例中，将第四实施例的SAW滤波器80的各IDT11的开口长度设为1/N，并且将两个SAW滤波器80级联连接在两级中。而且，将该两级级联连接结构与另一个与此完全相同的两级级联连接结构进行并联连接。

如图27A所示，SAW滤波器80A在各级中(在各DMS滤波器中)具有沿相同方向延伸的输入IDT 11的多个接地电极指和输出IDT 11的多个接地电极指。采用这种排列，可以容易地在压电基板22上的小空间内形成输出端子与输入端子83A、83B、83C和83D之间的电容C5a至C8a以及C5b至C8b。在各级中，可以容易地连接输入IDT 11的接地端子和输出IDT 11的接地端子，以在压电基板22上形成公共接地端子85A和85B，并且可以使在外部接地端子9与各公共接地端子85A/85B之间设置的电感L更大。在该级联连接结构的第一级和第二级中，和在并联结构的第一级和第二级中，都可以利用以下元件中的至少一个来形成从各公共接地端子85B/85B延伸出的电感L1：多条接合导线17、通孔28、传输线路径86、通孔87、以及公共接地端子29。其中，还可以通过在各级中将多条接合导线17(例如，两条接合导线17)进行并联连接来调节各电感L1的值。

在此实施例中，将各级的电感L1的连接点通过通孔31、传输线路径32、通孔33以及垛形结构35连接到外部接地端子(接地脚图案34)。该连接路径等效于图22B中所示的电感L2。

采用具有上述结构的SAW滤波器80A，可以实现随减小的电极指电阻而表现出低损耗的滤波特性，并且可以实现根据第四实施例所获得的效果。由于在每一级中所设置的电容C的值与在非并联连接结构中所使用的电容值相同，所以在上述两级并联结构中可以将要添加到每一个滤波器的电容C的值减半。本实施例的其他方面与任何前述实施例的相同，因此，在此省略对其的说明。

(第七实施例)

现在将具有形成在压电基板22上的多个IDT 11、输入端子13、输出端子14的又一示例结构作为本发明的第七实施例进行详细说明。

图28为根据本实施例的具有形成在压电基板22上的多个IDT(包括一输入IDT 11a和多个输出IDT 11b)、输入端子13a和输出端子14a的结构的俯视图。输入端子13a向输入IDT 11a提供输入信号，而输出端子14a从输出IDT 11b接收输出信号。如图28所示，根据本实施例的结构具有沿相同方向从同一点延伸出的输入端子13a和输出端子14a。而且，在输入汇流排11A与各输出汇流排11B之间形成有电容C，其中，输入汇流排11A与输入IDT 11a的多个信号电极指相连接，而各输出汇流排11B与各对应的输出IDT 11b的多个信号电极指相连接。采用这种结构，可以在一个非常小的空间中精确地形成电容C(C9和C10)。从而，可以获得小尺寸的SAW滤波器。

另外，在电极指的背对输入端子13a和输出端子14a的一侧设有共用的接地端子(公共接地端子8A)。然后将电感L按与各前述实施例中的方式相同的方式连接到公共接地端子8A，使得可以制造出采用本发明的原理的SAW滤波器。本实施例的其他方面与任何前述实施例的都相同，因此在此省略对其的说明。

(其他实施例)

尽管已经说明了1.9GHz频带SAW滤波器，但是根据本发明的SAW滤波器并不限于该频带，并且在实践中可以选择任何合适的频带。

此外，在各前述实施例中，使用接合导线17来把SAW器件安装到封装上。然而，本发明并不限于该结构，例如可以采用这样一种结构，其中，以面向下的状态将SAW器件倒装地安装到封装的小片连接面上。在这种结构中，将通向接地脚图案的连接路径(包括传输线路径、通孔以及垛形结构)用作电感L。例如，可以在小片连接面上形成蛇形线路径，以形成电感。

尽管已经示出并说明了本发明的一些优选实施例，但是本领域的技术人员应该理解，在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行改变，本发明的范围由权利要求及其等同物来限定。

Claims (19)

1.一种表面声波滤波器，包括：

输入交指型变换器和输出交指型变换器，形成在压电基板上；

电容，设置在所述输入交指型变换器的输入端子与所述输出交指型变换器的输出端子之间；

第一公共接地端子，连接所述输入交指型变换器的接地端子和所述输出交指型变换器的接地端子；以及

电感，设置在第一公共接地端子与地之间。

2.根据权利要求1所述的表面声波滤波器，除所述输入交指型变换器和所述输出交指型变换器外，还包括一个或更多个输入交指型变换器和/或一个或更多个输出交指型变换器。

3.根据权利要求1所述的表面声波滤波器，具有奇数个谐振频率，

其中，在所述奇数个谐振频率中，最低谐振频率的通过相位和最高谐振频率的通过相位都近似为0°。

4.根据权利要求1所述的表面声波滤波器，具有奇数个谐振频率，

其中，在所述奇数个谐振频率中，从最低谐振频率算起各第偶数编号个谐振频率的通过相位近似为180°。

5.根据权利要求1所述的表面声波滤波器，其中，将所述电容形成在所述压电基板上。

6.根据权利要求1所述的表面声波滤波器，其中，将所述第一公共接地端子形成在所述压电基板上。

7.根据权利要求1所述的表面声波滤波器，其中，连接到所述输入交指型变换器的所述接地端子的多个电极指与连接到所述输出交指型变换器的所述接地端子的多个电极指按照相同的方向延伸。

8.根据权利要求1所述的表面声波滤波器，其中，所述输入端子和所述输出端子位于同一侧，并且沿同一方向延伸。

9.根据权利要求1所述的表面声波滤波器，其中，将所述电容形成在所述输入交指型变换器的输入汇流排与所述输出交指型变换器的输出汇流排之间。

10.根据权利要求1所述的表面声波滤波器，还包括一容纳所述压电基板的封装，

其中，所述电感包括以下元件中的至少一个：传输线路径，设置在所述封装中；通孔，设置在所述封装中；垛形结构，设置在所述封装中；以及导线，电连接所述第一公共接地端子和所述封装。

11.一种表面声波滤波器，包括级联连接的多个表面声波滤波器，每个级联连接的表面声波滤波器包括：

输入交指型变换器和输出交指型变换器，形成在压电基板上；

电容，设置在所述输入交指型变换器的输入端子与所述输出交指型变换器的输出端子之间；

第一公共接地端子，连接所述输入交指型变换器的接地端子和所述输出交指型变换器的接地端子；以及

电感，设置在所述第一公共接地端子与地之间。

12.根据权利要求11所述的表面声波滤波器，还包括：

第二公共接地端子，用于将所述表面声波滤波器的各级的所述第一公共接地端子与其它级的所述第一公共接地端子相连接，

其中，所述电感设置在所述第一公共接地端子与所述第二公共接地端子之间，并且还设置在所述第二公共接地端子与所述地之间。

13.根据权利要求12所述的表面声波滤波器，还包括一容纳所述压电基板的封装，

其中，所述电感包括以下元件中的至少一个：传输线路径，设置在所述封装中；通孔，设置在所述封装中；垛形结构，设置在所述封装中；以及导线，电连接所述第一公共接地端子和所述封装。

14.一种表面声波滤波器，包括并联连接的多个表面声波滤波器，每个并联连接的表面声波滤波器包括：

输入交指型变换器和输出交指型变换器，形成在压电基板上；

电容，设置在所述输入交指型变换器的输入端子与所述输出交指型变换器的输出端子之间；

第一公共接地端子，连接所述输入交指型变换器的接地端子和所述输出交指型变换器的接地端子；以及

电感，设置在所述第一公共接地端子与地之间。

15.根据权利要求1所述的表面声波滤波器，其中，将所述输出交指型变换器沿表面声波传播方向设置在所述输入交指型变换器的两侧。

16.根据权利要求1所述的表面声波滤波器，其中，所述输入交指型变换器的距离所述输出交指型变换器最近的电极指和所述输出交指型变换器的距离所述输入交指型变换器最近的电极指都是接地电极指或信号电极指。

17.根据权利要求16所述的表面声波滤波器，其中，所述输入交指型变换器的距离所述输出交指型变换器最近的电极指和所述输出交指型变换器的距离所述输入交指型变换器最近的电极指的电极中心之间的距离D满足以下公式(1)：

$\frac{\mathrm{\&lambda;}}{4}+\mathrm{n\&lambda;}<D<\frac{3\mathrm{\&lambda;}}{4}+\mathrm{n\&lambda;}--\left(1\right)$

其中，λ表示表面声波的中心波长，n是0或者更大的整数。

18.根据权利要求1所述的表面声波滤波器，其中：

所述输入交指型变换器的距离所述输出交指型变换器最近的电极指和所述输出交指型变换器的距离所述输入交指型变换器最近的电极指中的一个是接地电极指，而另一个是信号电极指；并且

所述输入交指型变换器的距离所述输出交指型变换器最近的电极指和所述输出交指型变换器的距离所述输入交指型变换器最近的电极指的电极中心之间的距离D满足以下公式(2)：

$\frac{3\mathrm{\&lambda;}}{4}+\mathrm{N\&lambda;}<D<\frac{5\mathrm{\&lambda;}}{4}+\mathrm{n\&lambda;}---\left(2\right)$

其中，λ表示表面声波的中心波长，n是0或者更大的整数。

19.一种双工器，包括一表面声波滤波器，该表面声波滤波器包括：

输入交指型变换器和输出交指型变换器，形成在压电基板上；

电容，设置在所述输入交指型变换器的输入端子与所述输出交指型变换器的输出端子之间；

第一公共接地端子，连接所述输入交指型变换器的接地端子和所述输出交指型变换器的接地端子；以及

电感，设置在所述第一公共接地端子与地之间。

Images