CN109314473A - 高效率ac到dc转换器和方法 - Google Patents

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Abstract

一种改进的AC到DC转换系统，该系统包括电子开关，所述电子开关用于在AC干线的周期的一部分上将现有技术的串联电压调节器电路的输入与整流的AC干线电源断开，以降低串联调节器内消耗的功率。

Description

高效率AC到DC转换器和方法
相关申请的交叉引用
本申请要求2016年10月28日提交的题为“High Efficiency AC to DC Converterand Methods”的美国临时申请62/414467以及2016年5月7日提交的题为“AC Direct powermanagement semiconductor device and power management method”的美国临时专利申请62/333193的优先权。两个申请包括共同的发明人，并且当前待决。
关于联邦政府资助的研究或开发的声明
不适用。
技术领域
本发明涉及以非常高的效率从AC干线(mains)提供低电压DC电流的电源管理系统和方法。
背景技术
用于从AC干线提供DC电源的传统早期装置是通过模拟线路，该模拟线路包括降压变压器、二极管整流器以及包括电解电容器和电阻器的滤波器。输出电压主要取决于变压器的匝数比，并且该电路效率适中。然而，实现低频变压器所需的磁结构的尺寸和重量避免在微型装备中使用这种方法。
不使用变压器的后续方法涉及AC干线的直接整流，该AC干线在串联或并联(shunt)连接的任一个中直接连接到包括有源固态器件的电压调节电路。并联调节器通过以下方式工作：跨过通过可变电阻器件输出的整流干线提供电流路径，从而将电流从负载转移出去。在并联调节器的最简单的实现方式中，齐纳(Zener)二极管与负载并联连接，同时电阻器与该并联支路串联。任何超过齐纳电压的整流器输出电压跨过该电阻器都会下降，导致多余的功率作为热量消耗。因此，这种调节器配置非常低效。由于齐纳电流必须大于负载电流以通过齐纳效应维持调节，因此该调节器电路的效率比输出电压与整流的供电电压的rms值的比率小得多。
改进的方法使用串联连接的诸如双极或场效应晶体管之类的固态器件来缓冲齐纳电压基准。有源器件在源极跟随器或射极跟随器配置中与在源极或发射极连接的负载以及在栅极或基极连接的齐纳基准连接。齐纳电流可以比在并联配置中小得多，因此总电流主要是供应给负载的电流。因此，该电路的效率通常不会优于输入与输出电压的比率。
对该电路功能的进一步改进被称为开关模式电源。在本领域中已知有许多这样的设计，但是共同的性质是输入整流器——以高速操作以将存储元件(电感器或电容器)切换到供电并从供电切换出来的开关元件。如果需要隔离输入和输出，则包括高速变压器以用于隔离和调节输出电压。包括RC滤波器以减少输出中的纹波。由于早期线性系统的功率损耗机制在很大程度上被消除，开关模式电源具有提高效率的优点。然而，如果需要隔离，则存在变压器损耗。而且，高速切换是相当大的RF噪声以及由于趋肤效应导致的导体损耗的来源。在专门设计的系统中可以并且已经获得理论上的高效率。据报道，效率高达95％，但是实际上对于低成本的隔离系统，正常效率为60％至70％。迄今为止所有已知系统的缺点是它们不能容易地集成。除了受限制的特殊应用外，对现有AC到DC转换器的设计不能集成在具有其它系统功能的芯片上。在单独的电路元件中消耗的功率对于片上系统级的集成而言太大。诸如所需的变压器类型之类的组件完全不可用于硅上集成。
普遍存在的电子器件典型地以3.3或5伏工作。将120或240伏AC干线转换成这些低操作电压的要求降低了(taxes)迄今为止可用的电源转换器的效率。对于线性和开关电源两者，输入和输出电压之间的差异越大，效率越低。需要高效率和低电压的电源来向无数低功率、低电压的消费设备供应电源。电子产品在“智能”汽车和“智能”住宅中激增。需要可以支持永远在线的传感器和网络的小型、高效的电源。越来越多的住宅、工厂和办公楼，包括新建筑和改造物两者，正合并电子传感器来控制对提高效率的电源的所有使用。需要一种低电压、集成的高效率电源来支持新建筑和改造住宅、工厂和办公楼中存在的电网。电源必须能够集成到传感器和控制电子设备中，以使得这样的设备能够物理地装配在用于供应本地电源的插头和插座的范围内。需要高效率来避免在住宅、办公室和工厂的墙壁和电网的范围内的热量消耗。需要具有99％至100％范围内的效率的功率转换器。需要紧凑的电源转换器，其可以安装在各种设备中，而不是作为设备外部的体积大的盒子存在。需要可以集成的功率转换器。
发明内容
描述一种AC到DC电源转换系统。该系统和相关设备解决对紧凑、集成、低成本设计的需要，该设计高效并且提供对用于驱动在住宅传感器和联网、智能车等中使用的典型硅基电子器件的低电压的访问。在一个实施例中，该系统包括有效的电子开关，该电子开关用于将串联电压调节器电路的输入与整流的AC干线电源断开以降低串联调节器内消耗的功率。当开关闭合时，能量累积并存储在并联能量存储元件中。当整流的AC干线波形超过阈值值时，电子开关断开。在开关断开的同时，能量由能量存储元件通过调节器电路供应给负载。以这种方式，调节器电路的益处产生于附加的负载线路，而与现有技术相比，调节器电路内消耗的功率大大降低。比较器用于控制电子开关。在一个实施例中，比较器由运算放大器和基准电压源组成。在另一个实施例中，比较器由MOS场效应晶体管组成。在一个实施例中，通过分压器控制MOS场效应晶体管。在另一个实施例中，用基准电压源代替分压器。在其它实施例中，基准电压是可调节的。
具体示例不旨在将发明构思限于示例性应用。从附图和具体实施方式中，本发明的其它方面和优点将显而易见。
附图说明
图1是现有技术AC-DC转换器的示意图。
图2是具有电流限制的现有技术AC-DC转换器的示意图。
图3是示出改进电路中的功能的示意图。
图4是示出改进的AC-DC转换器的示意图。
图5是使用MOS场效应晶体管的改进电路的实施例的示意图。
图6是包括电流限制功能的图5的实施例的示意图。
图7是使用MOS晶体管的改进的AC-DC转换器的实施例的示意图。
图8是使用MOS场效应晶体管的改进电路的实施例的示意图，其中输出电压是手动可调节的。
图9是使用MOS场效应晶体管的改进电路的实施例的示意图，其中输出电压是电子可调节的。
图10是不需要整流器的实施例的示意图。
图11是对图10的实施例进行修改的实施例的示意图。
具体实施方式
图1示出现有技术AC-DC转换器电路的示意图。AC干线101由二极管电桥102全波整流，并且所得到的时变DC电压波形由电容器103平滑。平滑的电压波形被施加到串联调节器电路的输入，该串联调节器电路包括偏置电阻器104、具有特性齐纳电压VZ的齐纳二极管105、以及这里被表示为具有特征阈值电压VT的增强型MOS场效应晶体管(MOSFET)的传输晶体管106。调节器输出被施加到负载107。
在操作中，传输晶体管106动态调节其漏极-源极电压以将负载电压保持在VZ-VT。换句话说，传输晶体管106形成缓冲齐纳电压VZ的源极-跟随器电路。由于满载电流通过传输晶体管106，因此该调节器电路的效率仅仅是负载电压与供电电压的rms值的比率。因此，如果期望的负载电压标称为3.3V并且供电电压为120V rms，则效率小于3％。此外，如果负载仅需要几十毫安的电流，则传输晶体管106必须连续地消耗几瓦的功率作为热量。这种消耗量典型地导致在微型封闭设备中不可接受的温度上升。
图1的电路的进一步限制是它不提供对可能损坏传输晶体管106的输出电流瞬态的保护。这样的瞬态可能由于在操作或测试期间输出端的意外短路或者由于电容性负载阻抗分量而出现。图2示出现有技术AC-DC转换器的示意图，其包括限制输出电流的附加组件，从而保护传输晶体管。在图2中，小电流感测电阻器201与负载串联放置，并且双极晶体管202连接在传输晶体管106的栅极和负载之间。现在，如果跨过电阻器201的电压降超过约0.7V(对于硅双极晶体管)，则晶体管202开始导通，这减小了传输晶体管106上的栅极-源极偏置，从而减小输出电流。然而，与图1中所示的电路的效率相比，这种改进电路的效率基本上不变。
为了改进这些现有技术的串联调节器电路的效率，必须显著降低传输晶体管中消耗的功率。在本发明的一个实施例中，当不需要时，传输晶体管与整流的供电电压断开。图3示出改进的整流器电路的示意图，该整流器电路包括AC干线101、二极管电桥102和滤波电容器103，但是具有在二极管电桥102输出和滤波电容器103之间插入的附加线路。二极管电桥102输出处的波形仅仅是全波整流正弦波形，对于具有120V的rms值的传统AC干线，该全波整流正弦波形传统上在0V至约170V峰值之间变化。然而，注意：下述方法适用于任何周期性功率波形，假设受影响的组件的数值规范被适当调节。另外，如果功率波形小于下述基准电压，则该功率波形可以包括DC偏移。
附加线路包括比较器电路302，比较器电路302使其反相输入连接到二极管电桥102输出以及使电压基准301连接到其非反相输入，其中比较器302控制串联开关303，如果二极管电桥输出电压超过基准电压VR，则串联开关303将二极管电桥输出从后续线路断开(断开开关303)。当基准电压VR超过二极管电桥输出电压时，则开关303闭合，并且电容器103通过串联二极管304充电。当二极管电桥输出电压降低时，二极管304反过来阻止电容器103通过开关303放电。二极管304和电容器103的组合形成“峰值检测器(peak detector)”电路，该电路在AC干线周期的每一半中存储能量以供应到随后的调节器线路和负载305。跨过电容器103的电压仅需要足够大到满足随后的调节器线路和负载305的能量需求。与AC干线的rms值相比，串联调节器的输入电压显著降低。“峰值检测器”电路的操作确保存储在电容器103上的稳态电压始终为VR，而不管AC干线的峰值电压的波动，只要AC干线的电压仍然大于VR即可。开关电路的该实施例本身作为电压调节器电路操作。由于开关303的操作使用可忽略的能量，因此图3中所示的整体改进的AC-DC转换器电路的效率远大于针对图1和2的现有技术电路所见的效率。附加的益处是操作温度上升的显著减少。虽然比较器302是众所周知的模拟电路元件，但是可能采用其它模拟或数字电路来实现操作开关303所需的期望的阈值功能。
在一个实施例中，基准电压VR是固定的。在另一个实施例中，基准电压可以变化。在另一个实施例中，基准电压是可选择的。在一个实施例中，图3的电路连接到负载，并且电路的调节器方面用于控制供应给负载的电压。在另一个实施例中，附加调节器与图3的电路和负载串联使用。
图4示出互连到来自图1的串联调节器103-106的改进的整流器电路的示意图，并且为了在新的整流器电路中建立设计变量之间的关系而提供方便的基础。为了维持输出电压的调节，跨过电容器103的电压必须超过齐纳电压VZ。然而，由于提供给负载107的电流，电容器103将在AC干线的半个周期内线性地放电。因此，电容器103必须最初充电到峰值电压Vpeak＝VZ+Iload*tMAINS/(2*C103)，其中tMAINS是AC干线波形的周期。这给出电容器103作为Vpeak和VZ之间的差的函数的值。较高的Vpeak值导致传输晶体管106中较高的功率消耗，并且这可以与电容器103的最大实际值进行折衷。调节器的效率是传递到负载的功率除以电路中消耗的总功率的比率，并且由2*(VZ-VT)/(VZ+Vpeak)给出。
图5示出改进的整流器电路的示意图，其中开关303使用增强型MOSFET 505实现，并且比较器电路被实现为也使用由阈值电压VT表征的增强型MOSFET 504以及负载电阻器503的单个共源极放大器级。因此，当包括电阻器501和502的分压器网络的输出超过MOSFET504的阈值电压VT时，开关505的栅极被拉到地，从而断开开关505。当分压器网络的输出小于VT时，MOSFET 505的栅极连接到其漏极，从而闭合开关。然而，MOSFET 505不是理想的开关，并且在其处于其导通状态时可经历显著的功率消耗，使得使用MOSFET实现的电路的效率将不会像图4中所示的理想情况中获得的效率一样大。另外，由于其独特的制造工艺，功率MOSFET典型地包括寄生源极-漏极二极管506，该二极管可以允许电容器103在MOSFET505“断开”时放电。串联二极管304避免这种寄生放电路径。在随后的图中假设存在寄生二极管506。注意，可能的是：可能除了能量存储电容器103之外，图5的所有的组件都可能被制造在单个半导体芯片上。
该具体电路享有图1的简单串联调节器电路的缺点在于：通过传输晶体管505的电流不受限制，导致MOSFET 505和二极管304受到过大瞬态电流的潜在损坏，特别是当电容器103可被完全放电的启动情况期间。
图6示出现在包括双极晶体管601和电流感测电阻器602的进一步改进的整流器电路，以限制通过MOSFET 505和二极管304的充电电流，如先前在图2中所图示，作为对图1中所示的现有技术串联调节器电路的改进。
图7是示出完整的高效率AC-DC转换器的示意图，其中图6的改进的整流器电路连接到图1中所示的串联调节器103-106。
图8是使用MOSFET的改进电路的实施例的示意图，其中输出电压是手动可调节的。用电位计801代替图5中的电阻器501和502，该电位计801可以被手动调节以改变施加到MOSFET 504的栅极的电压波形，从而改变存储在电容器103上的电压。
图9是使用MOSFET的改进电路的实施例的示意图，其中输出电压是电子可调节的。连接附加的MOSFET 901以代替图5中的电阻器502，并且外部DC控制电压VC被施加到MOSFET901的栅极，从而改变施加到MOSFET 504的栅极的电压并且改变存储在电容器103上的电压。
在另一个实施例中，如图10中所示，消除全波桥式整流器102，并且AC干线101直接连接到分压器501、502。在另一个实施例(未示出)中，使用图6中所示的实施例而没有整流器102。类似的其它实施例包括图7-9中所述的实施例，除了整流器102被移除之外。
将AC源极101直接连接到分压器可需要异常稳健的开关505或对AC源极的性质的限制。图11是图10中所示的实施例的修改，其包括用作半波整流器并减轻由图10的电路施加在开关505上的这样严格的电气要求的整流二极管1101。
总结
描述一种改进的AC到DC转换系统。该系统包括有效的电子开关，所述电子开关用于将现有技术的串联电压调节器电路的输入与整流的AC干线电源断开，以降低串联调节器内消耗的功率。当开关断开的同时，调节器从能量存储元件向负载提供功率。以这种方式，调节器电路的益处产生于附加的负载线路，而与现有技术相比，调节器电路内消耗的功率大大降低。

Claims (36)

1.一种系统，用于从具有周期性波形的电源向电子负载提供作为直流的能量，所述系统包括：
a.整流器电路，所述整流器电路由所述电源驱动并且提供时变直流电压波形作为输出，
b.能量存储元件，所述能量存储元件能够以直流的形式提供能量并且可操作地连接到所述电子负载，以及
c.具有阈值电压的电子开关，所述电子开关介于所述整流器电路和所述能量存储元件之间，其中：
i.当整流的所述电压波形超过所述阈值电压值时，所述电子开关断开，以及
ii.当整流的所述电压波形被所述阈值值超过时，所述电子开关闭合。
2.如权利要求1所述的系统，进一步包括介于所述能量存储元件和所述电子负载之间的电压调节电路。
3.如权利要求1所述的系统，进一步包括介于所述电子开关和所述能量存储元件之间以限制流过所述电子开关的电流的电子线路。
4.如权利要求1所述的系统，其中所述整流器电路是全波二极管桥式整流器。
5.如权利要求1所述的系统，其中所述整流器电路是半波整流器电路。
6.如权利要求1所述的系统，其中所述能量存储元件包括电容器和半导体二极管，并且所述二极管介于所述电子开关和所述电容器之间。
7.如权利要求1所述的系统，其中所述整流器电路包括半导体二极管阵列，并且所述电子开关包括由半导体比较器电路控制的半导体开关器件，所述半导体比较器电路具有可操作地连接到整流器输出的一个输入和连接到电压基准的第二输入。
8.如权利要求7所述的系统，其中所述半导体开关器件是MOS场效应晶体管。
9.如权利要求7所述的系统，其中所述半导体开关器件是双极晶体管。
10.如权利要求7所述的系统，其中所述半导体比较器电路包括以共源极放大器配置连接的负载器件以及具有特征阈值栅极-源极电压的MOS场效应晶体管，其中所述电压基准是所述MOS场效应晶体管的所述阈值栅极-源极电压。
11.如权利要求7所述的系统，其中所述半导体比较器电路包括以共射极放大器配置连接的负载器件以及具有特征基极-发射极导通电压的双极晶体管，其中所述电压基准是所述双极晶体管的所述基极-发射极导通电压。
12.如权利要求7所述的系统，其中所有半导体器件都被制造在单个集成电路芯片上。
13.如权利要求2所述的系统，其中所述电压调节电路是串联电压调节器电路。
14.如权利要求2所述的系统，其中所述电压调节电路是并联电压调节器电路。
15.一种系统，用于从具有周期性波形的电源向电子负载提供作为直流的能量，所述系统包括：
a.整流器电路，所述整流器电路由所述电源驱动并且提供时变直流电压波形作为输出，
b.能量存储元件，所述能量存储元件能够以直流的形式提供能量并且可操作地连接到所述电子负载，以及
c.电子开关电路，所述电子开关电路介于所述整流器电路和所述能量存储元件之间，其中所述开关电路包括：
i.分压器，所述分压器连接到所述整流器电路的输出；
ii.电压基准；
iii.比较器电路，所述比较器电路具有连接到所述分压器的输出的第一输入、连接到所述电压基准的第二输入以及输出；以及
iv.电子开关器件，所述电子开关器件连接在整流器输出和所述能量存储元件之间，并且比较器电路输出控制所述电子开关器件的状态，以及
1.当在第一比较器输入处的电压超过在第二比较器输入处的电压时，所述电子开关器件断开，以及
2.当在第二比较器输入处的电压超过在第一比较器输入处的电压时，所述电子开关器件闭合。
16.如权利要求15所述的系统，进一步包括介于所述能量存储元件和所述电子负载之间的电压调节电路。
17.如权利要求15所述的系统，进一步包括介于所述电子开关和所述能量存储元件之间以限制流过所述电子开关的电流的电子线路。
18.如权利要求15所述的系统，其中所述整流器电路是全波二极管桥式整流器。
19.如权利要求15所述的系统，其中所述整流器电路是半波整流器电路。
20.如权利要求15所述的系统，其中所述能量存储元件包括电容器和半导体二极管，并且所述二极管介于所述电子开关和所述电容器之间。
21.如权利要求15所述的系统，其中所述分压器是手动可调节的。
22.如权利要求15所述的系统，其中所述分压器是电子可调节的。
23.如权利要求15所述的系统，其中所述整流器电路包括半导体二极管阵列，并且所述电子开关包括由半导体比较器电路控制的半导体开关器件，所述半导体比较器电路具有可操作地连接到分压器输出的一个输入以及连接到所述电压基准的第二输入。
24.如权利要求23所述的系统，其中所述半导体开关器件是MOS场效应晶体管。
25.如权利要求23所述的系统，其中所述半导体开关器件是双极晶体管。
26.如权利要求23所述的系统，其中所述半导体比较器电路包括以共源极放大器配置连接的负载器件以及具有特征阈值栅极-源极电压的MOS场效应晶体管，其中所述电压基准是所述MOS场效应晶体管的所述阈值栅极-源极电压。
27.如权利要求23所述的系统，其中所述半导体比较器电路包括以共射极放大器配置连接的负载器件以及具有特征基极-发射极导通电压的双极晶体管，其中所述电压基准是所述双极晶体管的所述基极-发射极导通电压。
28.如权利要求23所述的系统，其中所有半导体器件都被制造在单个集成电路芯片上。
29.如权利要求16所述的系统，其中所述电压调节电路是串联电压调节器电路。
30.如权利要求16所述的系统，其中所述电压调节电路是并联电压调节器电路。
31.一种系统，用于从具有周期性波形的电源向电子负载提供作为直流的能量，所述系统包括：
a.能量存储元件，所述能量存储元件能够以直流的形式提供能量并且可操作地连接到所述电子负载，以及
b.电子开关电路，所述电子开关电路介于所述电源和所述能量存储元件之间，其中所述开关电路包括：
i.分压器，所述分压器连接到交流电源；
ii.具有阈值电压的电子开关器件，所述电子开关器件连接在交流电源和所述能量存储元件之间，并且所述分压器的输出控制所述电子开关器件的状态，以及
1.当所述分压器的所述输出超过所述阈值电压值时，所述电子开关断开，以及
2.当所述分压器的所述输出被所述阈值值超过时，所述电子开关闭合。
32.如权利要求31所述的系统，进一步包括介于所述能量存储元件和所述电子负载之间的电压调节电路。
33.如权利要求31所述的系统，进一步包括介于所述电子开关和所述能量存储元件之间以限制流过所述电子开关的电流的电子线路。
34.如权利要求31所述的系统，其中所述能量存储元件包括电容器和半导体二极管，并且所述二极管介于所述电子开关和所述电容器之间。
35.如权利要求31所述的系统，其中所述分压器是手动可调节的。
36.如权利要求31所述的系统，其中所述分压器是电子可调节的。
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