JP2014124004A - 交流／直流変換回路および直流電源 - Google Patents

Abstract

【課題】 高い交流電圧を発生する２次巻線から無駄な電力消費を招くことなく低い電源電圧を取り出すことができる交流／直流変換回路を提供する。
【解決手段】 トランスＴの２次巻線Ｌ２には交流／直流変換回路１００および２００ｂが並列接続されている。交流／直流変換回路２００ｂは、２次巻線Ｌ２に発生する交流電圧を全波整流する全波整流回路を構成するダイオード２１１および２１２と、その後段の振幅制限回路２５０を有する。振幅制限回路２５０は、全波整流回路の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ未満である場合にＯＦＦ、基準電圧Ｖｒｅｆ以上である場合にＯＮとなるＰＮＰトランジスタ２５１と、ＰＮＰトランジスタ２５１がＯＦＦである期間のみＯＮとなって全波整流回路の出力電圧ＶＡＣを通過させるＰＮＰトランジスタ２５２を有する。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流電源に用いられる交流／直流変換回路に関する。

図６は第１の従来技術である直流電源の構成を示す回路図である。この直流電源は、オーディオアンプに使用される直流電源である。図６において、トランスＴの１次巻線Ｌ１には、商用交流電源からの交流電圧が与えられる。このトランスＴの２次巻線Ｌ２には、２種類の交流／直流変換回路が接続されている。１つはオーディオアンプのパワーアンプ段に供給する直流電源電圧を発生する交流／直流変換回路１００である。もう１つはオーディオアンプの低信号増幅段に供給する直流電源電圧を発生する交流／直流変換回路２００である。

交流／直流変換回路１００において、ダイオード１１１および１１２は、各々のアノードが２次巻線Ｌ２の両端１０１および１０２に各々接続されており、各々のカソードが交流／直流変換回路１００の正電圧出力端子＋Ｂに共通接続されている。また、ダイオード１１３および１１４は、各々のカソードが２次巻線Ｌ２の両端１０１および１０２に各々接続されており、各々のアノードが交流／直流変換回路１００の負電圧出力端子−Ｂに共通接続されている。これらのダイオード１１１〜１１４は、２次巻線Ｌ２に発生する交流電圧を全波整流するフルブリッジを構成している。２次巻線Ｌ２の中間タップ１０３は接地されている。電解コンデンサ１２１は、正電圧出力端子＋Ｂおよび接地間に介挿されており、電解コンデンサ１２２は、負電圧出力端子−Ｂおよび接地間に介挿されている。そして、正電圧出力端子＋Ｂおよび負電圧出力端子−Ｂに発生する正および負の直流電圧、例えば±５０Ｖが電源電圧としてパワーアンプ段に供給される。

交流／直流変換回路２００において、ダイオード２１１および２１２は、各々のアノードが２次巻線Ｌ２の両端１０１および１０２に各々接続され、各々のカソードが電解コンデンサ２２１の正極に接続されている。このダイオード２１１および２１２は、２次巻線Ｌ２に発生する交流電圧を全波整流する全波整流回路を構成している。電解コンデンサ２２１の負極は接地されている。この電解コンデンサ２２１は、全波整流回路の出力電圧を平滑化する役割を果たす。

ここで、電解コンデンサ２２１は、ダイオード２１１および２１２を介すことにより２次巻線Ｌ２の両端１０１および１０２と中間タップ１０３との間に介挿されている。この点は、交流／直流変換回路１００の電解コンデンサ１２１および１２２と同様である。従って、電解コンデンサ１２１および１２２の各々が５０Ｖに充電される場合、電解コンデンサ２２１も５０Ｖに充電される。しかしながら、低信号増幅段には、このような５０Ｖもの高電圧ではなく、５Ｖ程度の低い電源電圧を供給する必要がある。そこで、交流／直流変換回路２００には、抵抗２３１と３端子レギュレータ２３２が設けられている。図示の例において、３端子レギュレータ２３２は、出力電圧を常に一定に保つ機能を備えた安定化電源であり、低信号増幅段に対し、＋５Ｖの電源電圧および１００ｍＡの電流を供給する。抵抗２３１は、電解コンデンサ２２１の正極とこの３端子レギュレータ２３２の入力端子との間に介挿されている。この抵抗２３１では、４０Ｖ程度の電圧降下を発生させている。このため、３端子レギュレータ２３２には、許容範囲内の１０Ｖ程度の入力電圧が供給される。

以上のように、第１の従来技術である直流電源では、高電圧を発生する２次巻線Ｌ２から低信号増幅段向けの低い電源電圧を取り出すために、電解コンデンサ２２１および３端子レギュレータ２３２間に抵抗２３１を設け、この抵抗２３１に電圧降下を生じさせていた。このように従来の直流電源では、３端子レギュレータ２３２およびその負荷（低信号増幅段）の電力消費の他に、抵抗２３１の発熱という無駄な電力消費が発生していた。ここで、抵抗２３１を省略した回路構成も考えられる。しかし、抵抗２３１を省略した場合、３端子レギュレータ２３２の内部で発熱が起こり、抵抗２３１がある場合と同様な無駄な電力消費が発生する。

このような無駄な電力消費を回避したのが、第２の従来技術である直流電源である。図７はこの第２の従来技術である直流電源の構成を示す回路図である。この直流電源では、図６におけるトランスＴが２系統の２次巻線Ｌ２およびＬ２ａを有するトランスＴ’に置き換えられている。２次巻線Ｌ２には、図６に示すものと同様な交流／直流変換回路１００が接続されている。一方、２次巻線Ｌ２ａには、交流／直流変換回路２００ａが接続されている。ここで、２次巻線Ｌ２ａは、２次巻線Ｌ２よりも巻回数が少ない。この２次巻線Ｌ２ａには、２次巻線Ｌ２に発生する電圧よりも低い電圧が発生する。このため、交流／直流変換回路２００ａでは、図６における抵抗２３１に相当するものが設けられておらず、電解コンデンサ２２１の充電電圧が３端子レギュレータ２３２に直接入力される。なお、このような２系統の２次巻線を持ったトランスにより構成された直流電源は例えば特許文献１に開示されている。

このように第２の従来技術である直流電源は、図６における抵抗２３１に相当するものが不要であり、図６に示すもののような無駄な電力消費、無駄な発熱がないという利点を有する。しかしながら、第２の従来技術である直流電源は、低信号増幅段向けの低い電源電圧を発生するために、トランスに２系統の２次巻線を設ける必要がある。

特開２０１２−１００４６５号公報

以上のように、第１の従来技術である直流電源は、高電圧を発生する２次巻線Ｌ２から低い電源電圧を取り出すために、抵抗の電圧降下を利用していたため、無駄な電力消費、無駄な発熱が発生する問題があった。一方、第２の従来技術である直流電源は、このような無駄な電力消費、無駄な発熱は発生しないが、低い電源電圧を得るために、高電圧を発生する２次巻線の他に、低電圧を発生する２次巻線をトランスに設ける必要があるという問題があった。

本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、無駄な電力消費、無駄な発熱を招くことなく、高い交流電圧から低い直流電源電圧を取り出すことができる交流／直流変換回路を提供することを目的としている。

この発明は、交流電圧を整流して出力する整流回路と、前記整流回路の出力電圧の供給経路に介挿されたスイッチ手段および前記整流回路の出力電圧が基準電圧未満である場合に前記スイッチ手段をＯＮさせるスイッチ制御手段を有する振幅制限回路とを具備することを特徴とする交流／直流変換回路を提供する。

かかる発明によれば、整流回路の出力電圧値が基準電圧値未満である期間内のみ整流回路の出力電圧が振幅制限回路のスイッチ手段を通過する。従って、無駄な電力消費、無駄な発熱を発生させることなく、高い交流電圧から低い直流電源電圧を取り出すことができる。

この発明の一実施形態である交流／直流変換回路を含む直流電源の構成を示す回路図である。 同実施形態の各部の波形を示す波形図である。 この発明の他の実施形態における第２のスイッチの構成例を示す回路図である。 この発明の他の実施形態における基準電圧源の構成例を示す回路図である。 この発明の他の実施形態における第１および第２のスイッチの構成例を示す回路図である。 第１の従来技術である直流電源の構成を示す回路図である。 第２の従来技術である直流電源の構成を示す回路図である。

以下、図面を参照し、この発明の実施の形態を説明する。

図１はこの発明の一実施形態である交流／直流変換回路を含む直流電源の構成を示す回路図である。なお、この図において、上述した図６と対応する部分には共通の符号を付けて、その説明を省略する。図１に示す直流電源では、図６のものと同様、１系統の２次巻線Ｌ２のみを有するトランスＴを備えている。このトランスＴの２次巻線Ｌ２には、パワーアンプ段向けの電源電圧を発生する交流／直流変換回路１００と、低信号増幅段向けの電源電圧を発生する交流／直流変換回路２００ｂが並列接続されている。これらのうち後者の交流／直流変換回路２００ｂが、この発明の一実施形態による交流／直流変換回路である。この交流／直流変換回路２００ｂは、図６の交流／直流変換回路２００から抵抗２３１を取り除き、その代わりに、全波整流回路を構成するダイオード２１１および２１２と、電解コンデンサ２２１との間に振幅制限回路２５０を挿入した構成となっている。

振幅制限回路２５０において、ＰＮＰトランジスタ２５１は、ダイオード２１１および２１２からなる全波整流回路の出力電圧が基準電圧未満の場合にＯＦＦ、基準電圧以上の場合にＯＮとなる第１のスイッチである。

さらに詳述すると、ＰＮＰトランジスタ２５１のエミッタは、全波整流回路の出力端子、すなわち、ダイオード２１１および２１２のカソードの共通接続点に接続されている。このＰＮＰトランジスタ２５１のエミッタと接地線（＝２次巻線Ｌ２の中間タップ１０３）との間には抵抗２５３およびツェナーダイオード２５４が直列に介挿されている。また、ＰＮＰトランジスタ２５１のベースは、抵抗２５５を介して抵抗２５３とツェナーダイオード２５４との共通接続点に接続されている。そして、ＰＮＰトランジスタ２５１のコレクタは、抵抗２５６を介して接地線に接続されている。

このような構成において、全波整流回路の出力電圧ＶＡＣがツェナーダイオード２５４のツェナー電圧ＶＺとＰＮＰトランジスタ２５１のエミッタ−ベース間の順方向バイアス電圧Ｖｅｂとを加算した基準電圧Ｖｒｅｆ（＝ＶＺ＋Ｖｅｂ）未満である場合は、ＰＮＰトランジスタ２５１にベース電流が流れないため、ＰＮＰトランジスタ２５１はＯＦＦとなる。一方、ＶＡＣ≧Ｖｒｅｆになると、ＰＮＰトランジスタ２５１にベース電流が流れ、ＰＮＰトランジスタ２５１はＯＮとなる。

また、振幅制限回路２５０において、ＰＮＰトランジスタ２５２は、第１のスイッチであるＰＮＰトランジスタ２５１がＯＦＦである場合にＯＮ、ＯＮである場合にＯＦＦとなる第２のスイッチである。

さらに詳述すると、このＰＮＰトランジスタ２５２のエミッタは、全波整流回路の出力端子であるダイオード２１１および２１２のカソード共通接続点に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ２５２のベースは、ＰＮＰトランジスタ２５１のコレクタに接続されている。そして、ＰＮＰトランジスタ２５２のコレクタは、抵抗２５７を介して接地されるとともに、ダイオード２５８を順方向に介して電解コンデンサ２２１の正極に接続されている。

このような構成において、ＰＮＰトランジスタ２５１がＯＦＦである場合は、全波整流回路の出力電圧ＶＡＣがＰＮＰトランジスタ２５２のエミッタ−ベース間のＰＮ接合と抵抗２５６に印加されるため、ＰＮＰトランジスタ２５２にベース電流が流れ、ＰＮＰトランジスタ２５２がＯＮとなる。一方、ＰＮＰトランジスタ２５１がＯＮである場合は、ＰＮＰトランジスタ２５２のエミッタ−ベース間がＰＮＰトランジスタ２５１により短絡されるため、ＰＮＰトランジスタ２５２はＯＦＦとなる。従って、ＰＮＰトランジスタ２５２は、第１のスイッチであるＰＮＰトランジスタ２５１がＯＦＦである場合にＯＮ、ＯＮである場合にＯＦＦとなる。

以上総括すると、第２のスイッチであるＰＮＰトランジスタ２５２は、全波整流回路の出力電圧の供給経路上に介挿されたスイッチ手段としての役割を果たす。そして、第１のスイッチであるＰＮＰトランジスタ２５１は、全波整流回路の出力電圧ＶＡＣが基準電圧Ｖｒｅｆ未満である場合にスイッチ手段をＯＮさせるスイッチ制御手段としての役割を果たす。
以上が本実施形態の構成である。

次に本実施形態の動作を説明する。交流／直流変換回路２００ｂにおいて、ダイオード２１１および２１２からなる全波整流回路はトランスＴの２次巻線Ｌ２に発生する交流電圧を全波整流して出力する。図２（ａ）はこの全波整流回路の出力電圧ＶＡＣの波形を示す波形図である。

この全波整流回路の出力電圧ＶＡＣが基準電圧Ｖｒｅｆ＝ＶＺ＋Ｖｅｂ未満である場合、ＰＮＰトランジスタ２５１がＯＦＦとなるため、ＰＮＰトランジスタ２５２がＯＮとなる。一方、全波整流回路の出力電圧ＶＡＣが基準電圧Ｖｒｅｆ＝ＶＺ＋Ｖｅｂ以上である場合、ＰＮＰトランジスタ２５１がＯＮとなるため、ＰＮＰトランジスタ２５２がＯＦＦとなる。従って、抵抗２５７の両端の電圧Ｖ１は、図２（ｂ）に示すように、電圧ＶＡＣが基準電圧Ｖｒｅｆ＝ＶＺ＋Ｖｅｂ未満である期間（図２（ｂ）において点ａの前、点ｂ−ｃ間、点ｄの後の各期間）は電圧ＶＡＣとなり、電圧ＶＡＣが基準電圧Ｖｒｅｆ以上である期間（図２（ｂ）において点ａ−ｂ間、点ｃ−ｄ間の各期間）は０Ｖとなる。

この抵抗２５７の両端の電圧Ｖ１は、ダイオード２５８を介して電解コンデンサ２２１に印加される。ここで、電解コンデンサ２２１の充電電圧をＶ２、ダイオード２５８の順方向電圧をＶｄとすると、電圧Ｖ１が立ち上がってＶ１≧Ｖ２＋Ｖｄとなる期間は、ダイオード２５８がＯＮとなって電解コンデンサ２２１の充電電圧Ｖ２が図２（ｃ）に示すように電圧Ｖ１に追従する。一方、Ｖ１＜Ｖ２＋Ｖｄとなる期間は、ダイオード２５８がＯＦＦとなる。この間、電解コンデンサ２２１の充電電荷は、３端子レギュレータ２３２以降の回路により消費されるので、電解コンデンサ２２１の充電電圧Ｖ２は次第に低下する。

以上のように、本実施形態において、振幅制限回路２５０は、全波整流回路の出力電圧ＶＡＣが基準電圧Ｖｒｅｆ未満である期間のみ電圧ＶＡＣを通過させる。そして、電解コンデンサ２２１の充電電圧Ｖ２（３端子レギュレータ２３２の入力電圧）は、このＶＡＣ＜Ｖｒｅｆの期間内に振幅制限回路２５０を通過する電圧ＶＡＣの波形に依存する。従って、２次巻線Ｌ２に高い交流電圧が発生する場合でも、抵抗による電圧降下を利用することなく、基準電圧Ｖｒｅｆに依存した低い直流電圧を発生して３端子レギュレータ２３２に供給することができ、適切な直流電源電圧を３端子レギュレータ２３２から低信号増幅段に供給することができる。

また、本実施形態によれば、交流／直流変換回路２００ｂが出力する直流電源電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆに依存するので、ツェナーダイオード２５４のツェナー電圧ＶＺを適切に選ぶことにより、２次巻線Ｌ２に発生する交流電圧のピーク値と無関係に、任意の大きさの直流電源電圧を発生することができる。

また、本実施形態において、振幅制限回路２５０のＰＮＰトランジスタ２５１および２５２は、ＯＦＦ状態またはＯＮ状態（コレクタ損失の殆どない飽和領域）の一方の状態をとる。従って、本実施形態によれば、ＰＮＰトランジスタ２５１および２５２の電力消費は極めて少なく、全体として極めて低損失の交流／直流変換回路を実現することができる。

＜他の実施形態＞
以上、この発明の一実施形態を説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。例えば次の通りである。

（１）３端子レギュレータ２３２が必要とする電流が大きい場合、ＰＮＰトランジスタ２５２として大電流を流せる構成のものが必要である。そこで、図３に例示するように、ダーリントン接続されたＰＮＰトランジスタ２５２ａおよび２５２ｂによりＰＮＰトランジスタ２５２を構成してもよい。

（２）上記実施形態では、ツェナーダイオード２５４を用いて固定の基準電圧Ｖｒｅｆを発生してＰＮＰトランジスタ２５１のベースに与えたが、可変電圧源により可変の基準電圧Ｖｒｅｆを発生してＰＮＰトランジスタ２５１のベースに与えてもよい。図４はこの可変電圧源を利用した交流／直流変換回路の構成例を示す回路図である。この例では、ダイオード２１１および２１２のカソードの共通接続点と接地線との間に抵抗２６１および可変抵抗２６２が直列に介挿されている。また、抵抗２５３の一端はＮＰＮトランジスタ２６３のコレクタに接続されており、このＮＰＮトランジスタ２６３のエミッタは接地されている。そして、このＮＰＮトランジスタ２６３のベースは、抵抗２６１および可変抵抗２６２の共通接続点に接続されている。この態様によれば、可変抵抗２６２の抵抗値を例えば手動により調整してＮＰＮトランジスタ２６３のコレクタ電位を調整し、ＰＮＰトランジスタ２５１をＯＮさせる基準電圧Ｖｒｅｆを調整することができる。ここで、基準電圧Ｖｒｅｆを大きくすると、前掲図２（ｂ）において、振幅制限回路２５０のデューティ比、すなわち、全波整流回路の出力電圧ＶＡＣを通過させる期間の比率が大きくなるので、３端子レギュレータ２３２に対する入力電圧を大きくすることができる。従って、この態様によれば、可変抵抗２６２の調整により、交流／直流変換回路２００ｂの出力電圧を調整することができる。

（３）上記実施形態では、第１および第２のスイッチをバイポーラトランジスタにより構成したが、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；金属−酸化膜−半導体構造の電界効果トランジスタ）等の他のスイッチング素子により構成してもよい。図５に第１および第２のスイッチをＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ２６５および２６６により構成した例を示す。この態様においても上記実施形態と同様な効果が得られる。

（４）上記実施形態では、振幅制限回路の前段の整流回路を全波整流回路としたが、これを半波整流回路としてもよい。

（５）上記実施形態では、全波整流回路の出力電圧が基準電圧未満の場合にＯＦＦ、基準電圧以上の場合にＯＮとなる第１のスイッチ（ＰＮＰトランジスタ２５１）によりスイッチ制御手段を構成し、全波整流回路の出力電圧の供給経路に介挿され、第１のスイッチがＯＦＦである場合にＯＮ、ＯＮである場合にＯＦＦとなる第２のスイッチ（ＰＮＰトランジスタ２５２）によりスイッチ手段を構成した。しかし、スイッチ手段およびスイッチ制御手段の構成はこれに限定されるものではない。スイッチ制御手段は全波整流回路の出力電圧と基準電圧との大小関係に応じて状態の変化するものであればよく、スイッチ手段はこのスイッチ制御手段の状態の変化に連動し、全波整流回路の出力電圧が基準電圧未満の場合にＯＮとなって全波整流回路の出力電圧を通過させるものであればよい。

Ｔ……トランス、１Ｌ……１次巻線、２Ｌ……２次巻線、２００ｂ……交流／直流変換回路、２５０……振幅制限回路、２１１，２１２……全波整流回路を構成するダイオード、２５１……第１のスイッチであるＰＮＰトランジスタ、２５２……第２のスイッチであるＰＮＰトランジスタ、２５４……ツェナーダイオード、２５３，２５５，２５６，２５７……抵抗、２５２……ダイオード、２３１……電解コンデンサ、２３２……３端子レギュレータ。

Claims (5)

1. 交流電圧を整流して出力する整流回路と、
   前記整流回路の出力電圧の供給経路に介挿されたスイッチ手段および前記整流回路の出力電圧が基準電圧未満である場合に前記スイッチ手段をＯＮさせるスイッチ制御手段を有する振幅制限回路と
   を具備することを特徴とする交流／直流変換回路。
2. 前記スイッチ制御手段は、前記整流回路の出力電圧が基準電圧未満の場合にＯＦＦ、基準電圧以上の場合にＯＮとなる第１のスイッチを有し、前記スイッチ手段は、前記整流回路の出力電圧の供給経路に介挿され、前記第１のスイッチがＯＦＦである場合にＯＮ、ＯＮである場合にＯＦＦとなる第２のスイッチを有することを特徴とする請求項１に記載の交流／直流変換回路。
3. 前記第１のスイッチは、エミッタに前記整流回路の出力電圧が与えられ、ベースが基準電圧源に接続され、コレクタが抵抗を介して基準電源線に接続された第１のトランジスタを含み、
   前記第２のスイッチは、エミッタに前記整流回路の出力電圧が与えられ、ベースが前記第１のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが前記振幅制限回路の出力端子となる第２のトランジスタを含むことを特徴とする請求項２に記載の交流／直流変換回路。
4. 前記基準電圧が可変であることを特徴とする請求項１に記載の交流／直流変換回路。
5. トランスの２次巻線に複数の交流／直流変換回路が並列接続され、
   前記複数の交流／直流変換回路における少なくとも１つの交流／直流変換回路が請求項１〜４のいずれか１の請求項に記載の交流／直流変換回路であることを特徴とする直流電源。

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