CN108964424A - 高电位侧栅极驱动电路、半导体模块及3相逆变器系统 - Google Patents

高电位侧栅极驱动电路、半导体模块及3相逆变器系统 Download PDF

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Abstract

本发明的目的是，在高电位侧栅极驱动电路中，对信号的传递损耗和延迟时间的增加进行抑制，且对噪声的影响进行抑制。高电位侧栅极驱动电路(103)具有：脉冲生成电路，其生成与输入信号同步的第1脉冲；以及电平移位电路，其将第1脉冲的基准电压向高电位侧开关元件的电源电压进行电平移位。电平移位电路具有由第1脉冲驱动的MOSFET。高电位侧栅极驱动电路(103)具有：遮蔽信号生成电路(26)，其生成在MOSFET的源极电位成为高电平的期间成为高电平的遮蔽信号；以及再发出电路(36、37)，它们在遮蔽信号为高电平的期间即遮蔽期间中第1脉冲被输入至电平移位电路的情况下，在遮蔽期间后，将第2脉冲输入至电平移位电路。

Description

高电位侧栅极驱动电路、半导体模块及3相逆变器系统
技术领域
本发明涉及高电位侧栅极驱动电路。
背景技术
HVIC(High Voltage MOS Gate Driver IC)是通过微型计算机等的输入信号，直接对栅极进行驱动的高耐压IC。HVIC具有对高压侧(高电位侧)开关元件进行驱动的高电位侧栅极驱动电路、对低压侧(低电位侧)开关元件进行驱动的低电位侧栅极驱动电路。
高电位侧栅极驱动电路生成与高电位侧输入信号HIN的上升同步的接通脉冲和与高电位侧输入信号HIN的下降同步的断开脉冲。接通脉冲和断开脉冲的基准电压分别通过高耐压的电平移位MOSFET从GND向高压进行电平移位。并且，接通脉冲和断开脉冲由高压侧的逻辑电路传递至锁存电路，从输出电路输出至高电位侧开关元件。这样，决定了高电位侧开关元件的栅极驱动信号的脉冲宽度。
在现有的高电位侧栅极驱动电路中，存在下述问题，即，在高电位侧开关元件接通或断开时，高电位侧浮置电源偏移(offset)电压VS与接地GND之间的电压变化dV/dt成为噪声，信号不会正常地向高压侧传递。
当前对于该问题，提出了通过将接通脉冲和断开脉冲的周期设为比噪声期间长而避免噪声的影响的方法。另外，在专利文献1中提出了下述方法，即，由以规定的周期构成的多个脉冲构成接通脉冲和断开脉冲，从而避免噪声的影响。
专利文献1：日本特开2003-79131号公报
但是，如果将接通脉冲和断开脉冲的周期设为比噪声期间长，则存在向高电位侧开关元件的信号传递时的损耗增加的问题。另外，在由多个脉冲构成接通脉冲和断开脉冲的情况下，尽管噪声期间根据高电位侧开关元件的动作环境而变化，但仍需要将脉冲的周期预先设定为恒定。因此，在高电位侧输入信号是窄幅脉冲的情况下，从高电位侧输入信号向高电位侧开关元件的信号传递过度地延迟。因此，存在窄幅脉冲的输入受到限制，或死区增加这样的问题。
发明内容
本发明就是鉴于上述问题而提出的，其目的在于，在高电位侧栅极驱动电路中，对信号的传递损耗和延迟时间的增加进行抑制，且对噪声的影响进行抑制。
本发明的高电位侧栅极驱动电路对高电位侧开关元件进行驱动。高电位侧栅极驱动电路具有：脉冲生成电路，其生成与输入信号同步的第1脉冲；以及电平移位电路，其将第1脉冲的基准电压向高电位侧开关元件的电源电压进行电平移位。电平移位电路具有由第1脉冲驱动的MOSFET。高电位侧栅极驱动电路具有：遮蔽信号生成电路，其生成在MOSFET的源极电位成为高电平的期间成为高电平的遮蔽信号；以及再发出电路，其在遮蔽信号为高电平的期间即遮蔽期间中第1脉冲被输入至电平移位电路的情况下，在遮蔽期间后，将第2脉冲输入至电平移位电路。
发明的效果
本发明的高电位侧栅极驱动电路具有：脉冲生成电路，其生成与输入信号同步的第1脉冲；以及电平移位电路，其将第1脉冲的基准电压向高电位侧开关元件的电源电压进行电平移位。电平移位电路具有由第1脉冲驱动的MOSFET。高电位侧栅极驱动电路具有：遮蔽信号生成电路，其生成在MOSFET的源极电位成为高电平的期间成为高电平的遮蔽信号；以及再发出电路，其在遮蔽信号为高电平的期间即遮蔽期间中第1脉冲被输入至电平移位电路的情况下，在遮蔽期间后，将第2脉冲输入至电平移位电路。根据本发明的高电位侧栅极驱动电路，在产生了噪声的情况下，能够通过第2脉冲避免噪声的影响而将输入信号传递至高电位侧开关元件。因此，无需为了避免噪声的影响而将第1脉冲的周期设为比遮蔽期间长。因此，能够对信号的传递损耗和延迟时间的增加进行抑制，且对噪声的影响进行抑制。
附图说明
图1是前提技术的HVIC的电路图。
图2是表示前提技术的HVIC的接通脉冲及断开脉冲的图。
图3是表示实施方式1的HVIC的高电位侧栅极驱动电路的图。
图4是表示实施方式1的HVIC的高电位侧栅极驱动电路的一部分的结构的图。
图5是遮蔽信号生成电路、脉冲状态生成电路及再发出电路的各输出信号的时序图。
图6是表示实施方式2的6合1模块的图。
图7是表示实施方式3的电力变换系统的结构的框图。
标号的说明
11接通脉冲生成电路，12断开脉冲生成电路，13、14VCC电平移位电路，15、16或门，17、18VB电平移位电路，19、20、173、183电阻，21、22、27、28、29、30、261、262、263、264、266非门，23联锁电路，24锁存电路，25输出电路，26遮蔽信号生成电路，31脉冲状态生成电路，32、33第1延迟电路，34、35第2延迟电路，36、37再发出电路，100HVIC，101、103高电位侧栅极驱动电路，102低电位侧栅极驱动电路，104半导体模块，171、172、181、182MOSFET，174、175、184、185双极晶体管，176、186电平移位用MOSFET，200电力变换装置，201主变换电路，202驱动电路，203控制电路，265、361、362、363、371、372、373与非门，300负载，312、313、364、365、374、375与门，314RS触发电路。
具体实施方式
<A.前提技术>
图1是表示前提技术的HVIC 100的图。HVIC 100具有：对高电位侧开关元件Q1进行驱动的高电位侧栅极驱动电路101；以及对低电位侧开关元件Q2进行驱动的低电位侧栅极驱动电路102。高电位侧开关元件Q1和低电位侧开关元件Q2都是MOSFET，且反向并联连接有续流二极管D1、D2。
下面，对高电位侧栅极驱动电路101的结构进行说明。高电位侧栅极驱动电路101具有接通脉冲生成电路11、断开脉冲生成电路12、电平移位用MOSFET 176、186、电阻19、20、非门21、22、联锁电路23、锁存电路24及输出电路25。
将输入至高电位侧栅极驱动电路101的高电位侧输入信号HIN输入至接通脉冲生成电路11和断开脉冲生成电路12。接通脉冲生成电路11生成与高电位侧输入信号HIN的上升定时(timing)同步的接通脉冲A。断开脉冲生成电路12生成与高电位侧输入信号HIN的下降定时同步的断开脉冲B。图2示出了高电位侧输入信号HIN、接通脉冲A、断开脉冲B的关系。
接通脉冲生成电路11的输出与电平移位用MOSFET 176的栅极连接。电平移位用MOSFET 176的漏极经由电阻19而固定于高电位侧驱动电源电压VB，且经由非门21而与联锁电路23的输入端子连接。电平移位用MOSFET 176的源极接地。如果接通脉冲A从接通脉冲生成电路11输入至电平移位用MOSFET 176的栅极，则电平移位用MOSFET 176导通，在其漏极-源极间流过电平移位电流ILF。
断开脉冲生成电路12的输出与电平移位用MOSFET 186的栅极连接。电平移位用MOSFET 186的漏极经由电阻20而固定于高电位侧驱动电源电压VB，且经由非门22而与联锁电路23的输入端子连接。电平移位用MOSFET 186的源极接地。如果断开脉冲B从断开脉冲生成电路12输入至电平移位用MOSFET 186的栅极，则电平移位用MOSFET 186导通，在其漏极-源极间流过电平移位电流ILF。
如果在电平移位用MOSFET 176流过电平移位电流ILF，则其漏极电压下降。其结果，从非门21流向联锁电路23的输入信号成为高电平。同样地，如果在电平移位用MOSFET 186流过电平移位电流ILF，则其漏极电压下降。其结果，从非门22流向联锁电路23的输入信号成为高电平。
联锁电路23在2个输入信号均成为高电平时，将先成为高电平的输入信号输出至锁存电路24，将另一个输入信号的输出切断。
锁存电路24由RS触发电路等构成，将来自联锁电路23的输出锁存而输出至输出电路25。
输出电路25在锁存电路24的输出信号为高电平时输出高电位侧驱动电源电压VB，在锁存电路24的输出信号为低电平时输出高电位侧浮置电源偏移电压VS。
在高电位侧开关元件Q1接通或断开时，如果高电位侧浮置电源偏移电压VS与接地GND之间的电压产生时间变化dV/dt，则其成为噪声，存在信号无法从高电位侧栅极驱动电路101的低压侧向高压侧正常地传递的问题。在这里，高电位侧栅极驱动电路101的与电平移位用MOSFET 176、186相比来说的输入侧是低压侧，输出侧是高压侧。
对于该问题，想到的是通过将接通脉冲A及接通脉冲B的周期设为比噪声期间长，或如图2所示地由周期Δt的2个脉冲构成接通脉冲A及接通脉冲B，从而去除噪声的影响。但是，如果将接通脉冲A及接通脉冲B的周期设为比噪声期间长，则向高压侧的信号传递时的损耗增加。另外，在由周期Δt的2个脉冲构成接通脉冲A及接通脉冲B的情况下，尽管噪声期间会根据高电位侧开关元件Q1的动作环境而变化，但也不得不将接通脉冲A及接通脉冲B的周期Δt预先设定为恒定。因此，特别在高电位侧输入信号HIN为窄幅脉冲的情况下，从高电位侧输入信号HIN向高电位侧开关元件Q1的信号传递过度地延迟。因此，存在下述问题，即，由于窄幅脉冲的输入限制或死区的增加等，栅极驱动系统的效率下降。
对于这样的问题，在实施方式1中对高电位侧栅极驱动电路实施了下面的改进。
<B.实施方式1>
<B-1.结构、动作>
图3是表示实施方式1的高电位侧栅极驱动电路103的结构的图。在图3中，对与图1所示的前提技术相同的结构标注了相同的参照标号。高电位侧栅极驱动电路103对由U相、V相及W相构成的3相共6个开关元件进行驱动。就高电位侧栅极驱动电路103而言，对各相的开关元件进行驱动的电路的结构是相同的，因此在图3中省略了V相及W相的电路的内部结构的图示。下面，作为代表对U相的电路结构进行说明。
高电位侧栅极驱动电路103具有接通脉冲生成电路11、断开脉冲生成电路12、VCC电平移位电路13、14、或门15、16、VB电平移位电路17、18、电阻19、20、非门21、22、联锁电路23、锁存电路24、输出电路25、遮蔽信号生成电路26、脉冲状态生成电路31、再发出电路36、37。在图3中，UIN示出了高电位侧输入信号，UVB示出了高电位侧驱动电源电压，UVS示出了高电位侧浮置电源偏移电压，UOUT示出了输出端子。虽然在图3中未图示，但在输出端子UOUT与图1的高电位侧栅极驱动电路101同样地连接有驱动对象即高电位侧开关元件Q1，在高电位侧开关元件Q1反向并联连接有续流二极管D1。
接通脉冲生成电路11生成与高电位侧输入信号UIN的上升同步的单触发脉冲(下面，称作“接通脉冲”)。断开脉冲生成电路12生成与高电位侧输入信号UIN的下降定时同步的单触发脉冲(下面，称作“断开脉冲”)。这样，接通脉冲生成电路11和断开脉冲生成电路12都生成与高电位侧输入信号UIN同步的脉冲。这些脉冲的基准电压是稳定化电源电压VREG。
VCC电平移位电路13将从接通脉冲生成电路11输入的接通脉冲的基准电压从稳定化电源电压VREG向低电位侧固定电源电压VCC进行电平移位。VCC电平移位电路14将从断开脉冲生成电路12输入的断开脉冲的基准电压从稳定化电源电压VREG向低电位侧固定电源电压VCC进行电平移位。VCC电平移位电路13的输出经过或门15而输入至VB电平移位电路17。VCC电平移位电路14的输出经过或门16而输入至VB电平移位电路18。
VB电平移位电路17将接通脉冲的基准电压从低电位侧固定电源电压VCC向高电位侧驱动电源电压VB进行电平移位。VB电平移位电路17具有n沟道型的MOSFET 171、p沟道型的MOSFET 172、电阻173、NPN型的双极晶体管174、175及电平移位用MOSFET 176。MOSFET171、172构成半桥电路，在MOSFET 171、172的漏极间连接有电阻173。双极晶体管174、175构成电流反射镜电路。在电流反射镜电路的1次侧配置双极晶体管175，在2次侧配置双极晶体管174。双极晶体管174的发射极与MOSFET 172的漏极连接，双极晶体管174的集电极与MOSFET 172的源极连接。双极晶体管175的集电极与电平移位用MOSFET 176的源极连接。电平移位用MOSFET 176的漏极经由电阻19而固定于高电位侧驱动电源电压UVB。
如果或门15的输出信号成为高电平，则MOSFET 171导通，电平移位用MOSFET 176导通。即，电平移位用MOSFET 176是由接通脉冲驱动的接通侧MOSFET。如果电平移位用MOSFET 176导通，则在其漏极-源极间流过电流。其结果，高电平的信号从非门21输入至联锁电路23。另一方面，如果或门15的输出信号成为低电平，则MOSFET 172导通，电平移位用MOSFET 176成为非导通。其结果，低电平的信号从非门21输入至联锁电路23。由此，接通脉冲的基准电压从低电位侧固定电源电压VCC向高电位侧驱动电源电压VB进行电平移位。
VB电平移位电路18是将断开脉冲的基准电压从低电位侧固定电源电压VCC向高电位侧驱动电源电压VB进行电平移位的电路。VB电平移位电路18具有n沟道型的MOSFET 181、p沟道型的MOSFET 182、电阻183、NPN型的双极晶体管184、185及电平移位用MOSFET 186。MOSFET 181、182构成半桥电路，在MOSFET 181、182的漏极端子间连接有电阻183。双极晶体管184、185构成电流反射镜电路。在电流反射镜电路的1次侧配置双极晶体管185，在2次侧配置双极晶体管184。双极晶体管184的集电极-发射极间与MOSFET 182的漏极-源极间连接。双极晶体管185的集电极与电平移位用MOSFET 186的源极连接。电平移位用MOSFET 186的漏极经由电阻20而与高电位侧驱动电源电压UVB连接。
如果或门16的输出信号成为高电平，则MOSFET 181导通，电平移位用MOSFET 186导通。即，电平移位用MOSFET 186是由断开脉冲驱动的断开侧MOSFET。如果电平移位用MOSFET 186导通，则在其漏极-源极间流过电流。其结果，高电平的信号从非门22输入至联锁电路23。另一方面，如果或门16的输出信号成为低电平，则MOSFET 182导通，电平移位用MOSFET 186成为非导通。其结果，低电平的信号从非门22输入至联锁电路23。由此，断开脉冲的基准电压从低电位侧固定电源电压VCC向高电位侧驱动电源电压VB进行电平移位。
联锁电路23在非门21、22的输出信号都为高电平时，将先成为高电平的信号输出至锁存电路24，将另一个信号切断。另外，联锁电路23具有下述功能，即，在高电位侧浮置电源偏移电压UVS与接地GND之间的电压产生了时间变化dV/dt(噪声)时，将非门21、22的输出信号均切断。由此，在产生了噪声时，高电位侧输入信号UIN的向锁存电路24的输出被切断。
锁存电路24将联锁电路23的输出锁存而输出至输出电路25。输出电路25与锁存电路24的输出相应地将向输出端子UOUT的输出电压在高电位侧驱动电源电压UVB与高电位侧浮置电源偏移电压UVS之间切换。
遮蔽信号生成电路26在高电位侧浮置电源偏移电压UVS与接地GND之间的电压产生了时间变化dV/dt(噪声)时，生成遮蔽信号。向遮蔽信号生成电路26输入双极晶体管174、175的基极信号Ab、双极晶体管184、185的基极信号Bb，其中，双极晶体管174、175构成VB电平移位电路17的电流反射镜电路，双极晶体管184、185构成VB电平移位电路18的电流反射镜电路。遮蔽信号生成电路26基于这些基极信号Ab、Bb即基极电位，对噪声的产生进行检测而生成遮蔽信号。
图4是表示遮蔽信号生成电路26、脉冲状态生成电路31、再发出电路36、37的内部结构的图。图5是遮蔽信号生成电路26、脉冲状态生成电路31、及再发出电路36、37的各输出信号的时序图。
遮蔽信号生成电路26在高电位侧浮置电源偏移电压UVS与接地GND之间的电压产生时间变化dV/dt的期间，即产生噪声的期间，生成成为高电平的遮蔽信号M。遮蔽信号生成电路26具有非门261、262、263、264、266、与非门265。双极晶体管174、175的基极信号Ab经由2级的非门261、262而输入至与非门265的第1输入端子。双极晶体管184、185的基极信号Bb经由2级的非门263、264而输入至与非门265的第2输入端子。与非门265的输出被输入至非门266。非门266输出遮蔽信号M。因此，遮蔽信号M在基极信号Ab、Bb均成为高电平时成为高电平，在其以外的条件下成为低电平。
如果高电位侧浮置电源偏移电压UVS与接地GND之间的电压产生时间变化dV/dt，则在电平移位用MOSFET 176、186的输出电容流过电流。并且，与电平移位用MOSFET 176、186连接的电流反射镜电路的基极电位增加，基极信号Ab、Bb均成为高电平。因此，遮蔽信号M在高电位侧浮置电源偏移电压UVS与接地GND之间的电压产生时间变化dV/dt的期间，即产生噪声的期间，成为高电平。
在这里，遮蔽信号生成电路26通过对构成电流反射镜电路的双极晶体管的基极电位进行监视，从而对噪声的产生进行检测而生成遮蔽信号。但是，对噪声的产生进行检测的方法不限定于此，只要能够对电平移位用MOSFET 176、186的源极电位进行监视即可。例如，也可以在电平移位用MOSFET 176、186的源极与GND之间，取代电流反射镜电路而连接电阻，遮蔽信号生成电路26通过对电阻两端的电位进行监视而对噪声的产生进行检测。即，遮蔽信号生成电路26生成在作为接通侧MOSFET的电平移位用MOSFET 176的源极电位与作为断开侧MOSFET的电平移位用MOSFET 186的源极电位均成为高电平的期间成为高电平的遮蔽信号M。
这样，高电位侧栅极驱动电路103不仅通过高压侧的联锁电路23在产生噪声时切断输出，而且还通过低压侧的遮蔽信号生成电路26对噪声进行监视。
脉冲状态生成电路31对在遮蔽期间中接通脉冲或断开脉冲是否被输入至VB电平移位电路17、18进行判断。在这里，遮蔽期间是指，遮蔽信号M成为高电平的期间。脉冲状态生成电路31具有与门312、313、RS触发电路314、315。
向与门312、313的一个输入端子分别输入遮蔽信号M。电平移位用MOSFET 176的栅极信号Ag经由2级的非门28、27输入至与门312的另一个输入端子。电平移位用MOSFET 186的栅极信号Bg经由2级的非门30、29输入至与门313的另一个输入端子。
向RS触发电路314的置位(set)端子输入与门312的输出。向RS触发电路315的置位端子输入与门313的输出。再发出电路36的输出信号Re经由第2延迟电路34而输入至RS触发电路314的重置端子。再发出电路37的输出信号Re经由第2延迟电路35而输入至RS触发电路315的重置端子。因此，当在遮蔽期间中电平移位用MOSFET 176的栅极信号Ag成为高电平时RS触发电路314的输出信号ST成为高电平，直至从再发出信号Re随后成为高电平起经过第2延迟电路34的延迟时间Delay2为止该输出信号ST维持高电平。另外，当在遮蔽期间中电平移位用MOSFET 186的栅极信号Bg成为高电平时RS触发电路315的输出信号ST成为高电平，直至从再发出信号Re随后成为高电平起经过由第2延迟电路35产生的延迟时间Delay2为止该输出信号ST维持高电平。换言之，脉冲状态生成电路31在遮蔽信号M和电平移位用MOSFET176、186的栅极电位都为高电平时生成成为高电平的状态信号。
再发出电路36在遮蔽期间中接通脉冲被输入至VB电平移位电路17的情况下，在遮蔽期间之后对接通脉冲进行再发出。再发出电路36具有与非门361、362、363、与门364、365。向与非门361的一个输入端子输入延迟遮蔽信号MD。该延迟遮蔽信号MD是由第1延迟电路32使遮蔽信号M延迟了延迟时间Delay1的信号。向与非门361的另一个输入端子输入RS触发电路314的输出信号ST。向与非门362的一个输入端子输入遮蔽信号M，向另一个输入端子输入RS触发电路314的输出信号ST。与非门361的输出端子和与非门363的一个输入端子连接。向与非门363的另一个输入端子输入RS触发电路314的输出信号ST。与非门362的输出端子和与门364的一个输入端子连接。向与门364的另一个输入端子输入RS触发电路314的输出信号ST。与非门363的输出端子和与门365的一个输入端子连接，与门364的输出端子和与门365的另一个输入端子连接。从与门365的输出端子输出再发出信号Re。再发出信号Re与或门15、第2延迟电路34连接。
再发出电路36的再发出信号Re在遮蔽信号M为低电平且延迟遮蔽信号MD和RS触发电路314的输出信号ST为高电平时成为高电平，在其以外的条件下成为低电平。
再发出电路37在遮蔽期间中断开脉冲被输入至VB电平移位电路18的情况下，在遮蔽期间之后对断开脉冲进行再发出。再发出电路37具有与非门371、372、373、与门374、375。向与非门371的一个输入端子输入延迟遮蔽信号MD。该延迟遮蔽信号MD是由第1延迟电路33使遮蔽信号M延迟了延迟时间Delay1的信号。向与非门371的另一个输入端子输入RS触发电路315的输出信号ST。向与非门372的一个输入端子输入遮蔽信号M，向另一个输入端子输入RS触发电路315的输出信号ST。与非门371的输出端子和与非门373的一个输入端子连接。向与非门373的另一个输入端子输入RS触发电路315的输出信号ST。与非门372的输出端子和与门374的一个输入端子连接。向与门374的另一个输入端子输入RS触发电路315的输出信号ST。与非门373的输出端子和与门375的一个输入端子连接，与门374的输出端子和与门375的另一个输入端子连接。从与门375的输出端子输出再发出信号Re。再发出信号Re与或门16、第2延迟电路35连接。
再发出电路37的再发出信号Re在遮蔽信号M为低电平且延迟遮蔽信号MD和RS触发电路315的输出信号ST为高电平时成为高电平，在其以外的条件下成为低电平。
再发出电路36、37的再发出信号Re分别经由或门15、16而输入至VB电平移位电路17、18。再发出信号Re在遮蔽期间中接通脉冲被输入至VB电平移位电路17或断开脉冲被输入至VB电平移位电路18的情况下，以遮蔽期间后的延迟时间Delay1成为高电平。换言之，再发出电路36、37在遮蔽期间中接通脉冲或断开脉冲被作为第1脉冲输入至VB电平移位电路17、18的情况下，取代第1脉冲而将第2脉冲在遮蔽期间后输入(再发出)至VB电平移位电路17、18。
在遮蔽期间内状态信号ST是高电平时，再发出电路36、37在遮蔽期间后将第2脉冲输入至VB电平移位电路17、18。
这样，实施方式1的高电位侧栅极驱动电路103具有：接通脉冲生成电路11及断开脉冲生成电路12，它们生成与输入信号同步的第1脉冲；以及VB电平移位电路17、18，它们将第1脉冲的基准电压向高电位侧开关元件的电源电压进行电平移位。VB电平移位电路17、18具有由第1脉冲驱动的电平移位用MOSFET 176、186。高电位侧栅极驱动电路103具有：遮蔽信号生成电路26，其生成在电平移位用MOSFET 176、186的源极电位成为高电平的期间成为高电平的遮蔽信号；以及再发出电路36、37，它们在遮蔽信号为高电平的期间即遮蔽期间中第1脉冲被输入至VB电平移位电路17、18的情况下，在遮蔽期间后将第2脉冲输入至VB电平移位电路17、18。这样，在高电位侧栅极驱动电路103中，在遮蔽期间中输入至VB电平移位电路17、18的第1脉冲被作为第2脉冲在遮蔽期间后再发出至VB电平移位电路17、18，因此能够对以下情况进行抑制，即，在遮蔽期间中第1脉冲没有向输出电路25传递。另外，能够将第1脉冲的周期设为比遮蔽期间短。由此，能够在高电位侧输入信号HIN是窄幅脉冲的情况下，对信号传递时间的延迟进行抑制，提高栅极驱动系统的效率。另外，遮蔽期间是作为噪声dV/dt的产生期间而确定出的，因此虽然会根据高电位侧开关元件的动作环境而变化，但不论遮蔽期间是如何确定出的，都能够对在遮蔽期间中产生的正规信号没有向输出电路25传递这一情况进行抑制。
<B-2.宽带隙半导体>
由高电位侧栅极驱动电路103驱动的高电位侧开关元件Q1例如由硅形成，但不限定于此。高电位侧开关元件Q1也可以由比硅带隙大的宽带隙半导体形成。宽带隙半导体是例如碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。
通过这样的宽带隙半导体形成的高电位侧开关元件Q1的耐电压性高，容许电流密度也高，因此能够将元件小型化。通过使用小型化的高电位侧开关元件Q1，从而能够将组装有高电位侧开关元件Q1的半导体模块小型化。
另外，宽带隙半导体与硅半导体相比能够高速地动作，因此高电位侧开关元件Q1能够进行高频动作。实施方式1的高电位侧栅极驱动电路103消除了信号传递时间的过度延迟、窄幅脉冲输入的限制、死区tdead的增加等高频动作的阻碍要因，因此适用于通过宽带隙半导体形成的高电位侧开关元件Q1的驱动。
另外，通过宽带隙半导体形成的高电位侧开关元件Q1的耐热性高，因此能够将散热器的散热鳍片小型化。因此，有利于包含高电位侧开关元件Q1的半导体模块的小型化。
另外，通过宽带隙半导体形成的高电位侧开关元件Q1电力损耗低而高效率，因此能够将包含高电位侧开关元件Q1的半导体模块高效率化。
此外，在上面记载了将高电位侧开关元件Q1通过宽带隙半导体构成，但也可以将与高电位侧开关元件Q1反向并联连接的续流二极管D1通过宽带隙半导体构成。只要将高电位侧开关元件Q1和续流二极管D1的任一方通过宽带隙半导体构成，就能够得到上述的小型化、高频动作、高效率化等由宽带隙半导体产生的效果。
<C.实施方式2>
图6是表示实施方式2的半导体模块104的图。半导体模块104是将实施方式1的6个高电位侧栅极驱动电路103集成于1个封装件的6合1模块。6合1模块与分立模块相比，导线配线的容易性及散热构造更为优越，能够进行高频动作。
<D.实施方式3>
实施方式3是将实施方式1的高电位侧栅极驱动电路103或实施方式2的半导体模块应用于电力变换装置。本发明不限定于特定的电力变换装置，但在实施方式3中，对将本发明应用于三相的逆变器的情况进行说明。
图7是表示实施方式3的电力变换系统的结构的框图。实施方式3的电力变换系统具有电源100、电力变换装置200及负载300。电源100是直流电源，向电力变换装置200供给直流电力。电源100能够由各种电源构成。例如可以由直流系统、太阳能电池、蓄电池构成电源100，也可以由与交流系统连接的整流电路或AC/DC转换器构成电源100。另外，也可以通过将从直流系统输出的直流电力变换为规定的电力的DC/DC转换器构成电源100。
电力变换装置200是在电源100与负载300之间连接的三相逆变器，将从电源100供给的直流电力变换为交流电力，向负载300供给交流电力。电力变换装置200如图7所示，具有主变换电路201、驱动电路202及控制电路203。主变换电路201将直流电力变换为交流电力而输出。驱动电路202输出对主变换电路201的各开关元件进行驱动的驱动信号。控制电路203将对驱动电路202进行控制的控制信号输出至驱动电路202。
负载300是通过从电力变换装置200供给的交流电力而驱动的三相电动机。此外，负载300不限定于特定的用途，是搭载于各种电气设备的电动机，例如是面向混合动力汽车、电动汽车、铁道车辆、电梯或空调设备的电动机。
下面，对电力变换装置200的详细内容进行说明。主变换电路201具有开关元件和续流二极管(未图示)，通过开关元件的通断，从而将从电源100供给的直流电力变换为交流电力，供给至负载300。主变换电路201的具体的电路结构有各种结构，但本实施方式涉及的主变换电路201是2电平的三相全桥电路，能够由6个开关元件和与各个开关元件反向并联的6个续流二极管构成。6个开关元件两个两个地串联连接而构成上下桥臂，各上下桥臂构成全桥电路的各相(U相、V相、W相)。并且，各上下桥臂的输出端子，即主变换电路201的3个输出端子与负载300连接。
驱动电路202生成对主变换电路201的开关元件进行驱动的驱动信号，供给至主变换电路201的开关元件的控制电极。具体地说，根据来自下述的控制电路203的控制信号，将使开关元件成为接通状态的驱动信号和使开关元件成为断开状态的驱动信号输出至各开关元件的控制电极。在使开关元件维持接通状态的情况下，驱动信号是大于或等于开关元件的阈值电压的电压信号(接通信号)，在使开关元件维持断开状态的情况下，驱动信号成为小于或等于开关元件的阈值电压的电压信号(断开信号)。向驱动电路202应用上述的实施方式1的高电位侧栅极驱动电路103。
控制电路203以向负载300供给所希望的电力的方式对主变换电路201的开关元件进行控制。具体地说，基于应供给至负载300的电力计算出主变换电路201的各开关元件应成为接通状态的时间(接通时间)。控制电路203例如能够通过与应输出的电压对应地对开关元件的接通时间进行调制的PWM控制而对主变换电路201进行控制。并且，控制电路203以在各时刻将接通信号输出至应成为接通状态的开关元件，将断开信号输出至应成为断开状态的开关元件的方式，将控制指令(控制信号)输出至驱动电路202。驱动电路202根据该控制信号，将接通信号或断开信号作为驱动信号输出至各开关元件的控制电极。
在本实施方式涉及的电力变换装置中，向驱动电路202应用实施方式1的高电位侧栅极驱动电路103，因此能够减少HVIC的损耗及温度上升，特别地能够实现高频动作的半导体装置(模块)及系统。
在本实施方式中，对向2电平的三相逆变器应用本发明的例子进行了说明，但本发明不限定于此，能够应用于各种电力变换装置。在本实施方式中，设为2电平的电力变换装置，但也可以是3电平或多电平的电力变换装置，在向单相负载供给电力的情况下也可以将本发明应用于单相的逆变器。另外，在向直流负载等供给电力的情况下也可以是向DC/DC转换器、AC/DC转换器应用本发明。
另外，电力变换装置200的负载300不限定于电动机。例如，电力变换装置200也可以作为放电加工机、激光加工机、感应加热烹调器、或非接触式供电系统的电源装置而使用，也可以作为太阳能发电系统或蓄电系统等的功率调节器使用。
此外，本发明在其发明的范围内，能够对各实施方式适当地进行变形或省略。

Claims (7)

1.一种高电位侧栅极驱动电路，其对高电位侧开关元件进行驱动，
该高电位侧栅极驱动电路具有：
脉冲生成电路，其生成与输入信号同步的第1脉冲；以及
电平移位电路，其将所述第1脉冲的基准电压向所述高电位侧开关元件的电源电压进行电平移位，
所述电平移位电路具有通过所述第1脉冲进行驱动的MOSFET，
所述高电位侧栅极驱动电路具有：
遮蔽信号生成电路，其生成在所述MOSFET的源极电位成为高电平的期间成为高电平的遮蔽信号；以及
再发出电路，其在所述遮蔽信号为高电平的期间即遮蔽期间中所述第1脉冲被输入至所述电平移位电路的情况下，在所述遮蔽期间后，将第2脉冲输入至所述电平移位电路。
2.根据权利要求1所述的高电位侧栅极驱动电路，其中，
所述电平移位电路还具有电流反射镜电路，该电流反射镜电路的1次侧与所述MOSFET的源极端子连接，
向所述遮蔽信号生成电路输入构成所述电流反射镜电路的双极晶体管的基极信号。
3.根据权利要求1或2所述的高电位侧栅极驱动电路，其中，还具有：脉冲状态生成电路，其在所述遮蔽信号和所述MOSFET的栅极电位都为高电平时，生成成为高电平的状态信号，
所述再发出电路在所述遮蔽期间内所述状态信号为高电平时，在所述遮蔽期间后，将所述第2脉冲输入至所述电平移位电路。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的高电位侧栅极驱动电路，其中，
所述第1脉冲包含与所述输入信号的上升同步的接通脉冲和与所述输入信号的下降同步的断开脉冲，
所述MOSFET具有：接通侧MOSFET，其通过所述接通脉冲进行驱动；以及断开侧MOSFET，其通过所述断开脉冲进行驱动，
所述遮蔽信号生成电路生成在所述接通侧MOSFET的源极电位和所述断开侧MOSFET的源极电位都成为高电平的期间成为高电平的所述遮蔽信号。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的高电位侧栅极驱动电路，其中，
所述高电位侧开关元件是宽带隙半导体。
6.一种半导体模块，其将6个权利要求1至5中任一项记载的高电位侧栅极驱动电路集成于1个封装件。
7.一种3相逆变器系统，其具有权利要求1至4中任一项记载的高电位侧栅极驱动电路。
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