CN108872941B - 波导路装置、具备该波导路装置的天线装置以及雷达装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供波导路装置、具备该波导路装置的天线装置以及雷达装置。本发明抑制电磁波在波导部件的分支部中的反射。一实施方式中的波导路装置包括：具有导电性表面的导电部件；沿所述导电性表面延伸的波导部件；及所述波导部件的两侧的人工磁导体。所述波导部件具有：沿一个方向延伸的第一部分；以及包含从所述第一部分的一端向彼此不同的方向延伸的第二部分以及第三部分的至少两个分支部。由所述导电性表面、波导面以及所述人工磁导体规定的波导路包含所述导电性表面与所述波导面之间的间隙局部扩大的间隙扩大部。从与所述导电性表面垂直的方向观察时，所述波导部件的所述第一部分与所述至少两个分支部连接的连接部的至少一部分与间隙扩大部重合。

Description

波导路装置、具备该波导路装置的天线装置以及雷达装置
技术领域
本公开涉及一种波导路装置、具备该波导路装置的天线装置以及雷达装置。
背景技术
在专利文献1至3以及非专利文献1至3中公开了具有人工磁导体的波导路结构的例。人工磁导体为通过人工方式实现了自然界中不存在的理想磁导体(PMC：PerfectMagnetic Conductor)的性质的结构体。理想磁导体具有“磁场在表面中的切线分量为零”的性质。这是与理想电导体(PEC：Perfect Electric Conductor)的性质、即“电场在表面中的切线分量为零”的性质相反的性质。理想磁导体虽不存在于自然界中，但能够通过例如多个导电性杆的排列那样的人工结构实现。人工磁导体在由该结构规定的特定频带中作为理想磁导体发挥功能。人工磁导体抑制或阻止具有特定频带(传播阻止频带)中所包含的频率的电磁波沿着人工磁导体的表面传播。因此，人工磁导体的表面有时被称作高阻抗面。
在专利文献1至3以及非专利文献1至3中公开的波导路装置中，通过在行方向以及列方向上排列的多个导电性杆实现了人工磁导体。这种杆是有时还被称作柱或销的突出部。这些波导路装置分别在整体上具有相对的一对导电板。一个导电板具有：向另一导电板侧突出的脊部；以及位于脊部两侧的人工磁导体。脊部的上表面(具有导电性的面)隔着间隙与另一导电板的导电性表面相对。具有人工磁导体的传播阻止频带中所包含的波长的电磁波在该导电性表面与脊部的上表面之间的空间(间隙)中沿着脊部传播。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第8779995号
专利文献2：美国专利第8803638号
专利文献3：欧洲专利申请公开第1331688号
非专利文献
非专利文献1：H.Kirino and K.Ogawa,"A 76GHz Multi-Layered Phased ArrayAntenna using a Non-Metal Contact Metamaterial Wavegude",IEEE Transaction onAntenna and Propagation,Vol.60,No.2,pp.840-853,February,2012
非专利文献2：A.Uz.Zaman and P.-S.Kildal,"Ku Band Linear Slot-Array inRidge Gapwaveguide Technology，EUCAP 2013,7th European Conference on Antennaand Propagation
非专利文献3：A.Uz.Zaman and P.-S.Kildal,“Slot Antenna in Ridge GapWaveguide Technology,”6th European Conference on Antennas and Propagation,Prague,March,2012
非专利文献4：川端一彰他，“有限要素法による微波平面电路的计算機分析：直角コーナ及びT分支”，Bulletin of the Faculty of Engineering,Hokkaido University,77：61-68
发明内容
发明要解决的技术课题
在天线馈线(feeding network)等的波导路中，能够在波导部件设置分支部。波导部件延伸的方向在分支部分为两个以上。在这样的分支部中，若直接使用，则产生阻抗的不匹配，因此导致所传播的电磁波产生不必要的反射。这样的反射不仅成为信号传播损失的原因，还能成为产生不必要的噪声的原因。
本公开的实施方式提供一种提高了波导部件的分支部中的阻抗的匹配度的波导路装置。
用于解决课题的手段
本申请的一方式所涉及的波导路装置包括：导电部件，其具有导电性表面；波导部件，其具有与所述导电性表面相对的导电性的波导面，并沿所述导电性表面延伸；以及人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧。所述波导部件具有：第一部分，其沿一个方向延伸；以及至少两个分支部，所述至少两个分支部包含从所述第一部分的一端向彼此不同的方向延伸的第二部分以及第三部分。由所述导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体规定的波导路包含所述导电性表面与所述波导面之间的间隙局部扩大的间隙扩大部。所述间隙扩大部中的所述间隙的大小比所述导电性表面与所述波导面之间的间隙在所述波导路中与所述间隙扩大部邻接的部位处的大小大，并且比所述导电性表面与所述波导部件的基部之间的距离小。从与所述导电性表面垂直的方向观察时，所述波导部件的所述第一部分与所述至少两个分支部连接的连接部中的至少一部分与所述间隙扩大部重合。
发明效果
根据本公开的实施方式，波导面与导电性表面之间的间隙在波导部件的分支部的至少一部分扩大。由此，能够提高波导部件的分支部中的阻抗的匹配度。
附图说明
图1是示意地示出波导路装置所具有的基本结构的非限定性例的立体图。
图2A是示意地示出波导路装置100的与XZ面平行的截面的结构的图。
图2B是示意地示出波导路装置100的与XZ面平行的截面的另一结构的图。
图3是示意地示出处于为了容易理解将导电部件110与导电部件120之间的间隔过大地分开的状态的波导路装置100的立体图。
图4是示出图2A所示的结构中的各部件的尺寸范围的例的图。
图5A示意地示出在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的间隙中的宽度较窄的空间中传播的电磁波。
图5B是示意地示出中空波导管130的截面的图。
图5C是示出在导电部件120上设置有两个波导部件122的实施方式的剖视图。
图5D是示意地示出并排配置有两个中空波导管130的波导路装置的截面的图。
图6A是示意地示出用于微带线路的阻抗变换结构(阻抗变换器)的例的图。
图6B是示出在微带线路中在分支部设置切槽来调整宽度的结构的例的图。
图7是示意地示出比较例所涉及的波导路装置的结构的一部分的立体图。
图8A是示意地示出比较例所涉及的波导路装置的结构的一部分的立体图。
图8B是放大示出图8A中的分支部136的附近的结构的图。
图9A是示意地示出具有在阻抗变换部缩小波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的距离的结构的波导路装置的结构的一部分的立体图。
图9B是放大示出图9A中的分支部136的附近的结构的图。
图10是示意地示出将图9A所示的波导路装置利用通过波导部件122的第一部分122A并与YZ面平行的平面切断的情况的截面的结构的图。
图11是示出图9A所示的波导路结构的等效电路的图。
图12A是示意地示出本公开的实施方式1中的波导路装置的结构的一部分的立体图。
图12B是从+Z方向观察图12A所示的波导路装置的俯视图。
图12C是从+Y方向观察图12A所示的波导路装置的图。
图12D是在图12B所示的波导路装置中只示出波导部件的图。
图12E是示出图12D所示的波导路装置的变形例的图。
图13是实施方式1中的脊形波导路的等效电路的图。
图14A是示出如图9A的比较例那样具有阶梯状的阻抗匹配结构的波导路装置的例的图。
图14B是示出如图8A的比较例那样具有使波导面122a的宽度越靠近分支部136则越大的阻抗匹配结构的波导路装置的例的图。
图15A是示出实施方式1的另一其他变形例的图。
图15B是示出实施方式1的另一其他变形例的图。
图16A是示出实施方式1的另一其他变形例的图。
图16B是示出实施方式1的另一其他变形例的图。
图17A示出了图9A所示的比较例的结构中的输入反射系数的频率依赖性。
图17B示出了图14A所示的实施方式中的输入反射系数的频率依赖性。
图18A是示意地示出本公开的实施方式2中的波导路装置的结构的一部分的立体图。
图18B是从Z方向观察图18A所示的波导路装置的俯视图。
图19是示意地示出本公开的实施方式3中的波导路装置的结构的一部分的立体图。
图20A是示意地示出实施方式1的变形例中的波导路装置的结构的一部分的立体图。
图20B是从+Z方向观察图20A所示的波导路装置的俯视图。
图21A是示意地示出实施方式1的另一变形例中的波导路装置的结构的一部分的立体图。
图21B是从+Z方向观察图21A所示的波导路装置的俯视图。
图22A是示意地示出本公开的实施方式4中的波导路装置的结构的一部分的立体图。
图22B是从+Z方向观察图22A所示的波导路装置的俯视图。
图23A是只放大示出图22A所示的结构中的波导部件122的俯视图。
图23B是示出实施方式4的变形例的俯视图。
图24是从+Z方向观察作为实施方式4的另一变形例的具有包含三个分支部的波导部件122的波导路装置的俯视图。
图25A是示出实施方式4的另一其他变形例中的波导路装置的结构的一部分的立体图。
图25B是从+Z方向观察图25A所示的结构的俯视图。
图26A是示出本公开的实施方式5中的波导路装置的结构的一部分的立体图。
图26B是从Z方向观察图26A所示的结构的俯视图。
图27是为了容易理解只放大示出波导部件122的一部分的立体图。
图28是示出实施方式5中的脊形波导路的等效电路的图。
图29A是示意地示出阻抗变换部的另一例的剖视图。
图29B是示意地示出阻抗变换部的另一其他例的剖视图。
图30A是示出从与导电性表面110a垂直的方向观察时间隙扩大部141在波导部件的第一部分122A的宽度方向上的尺寸越靠近第一部分122A越小的例的图。
图30B是示出从与导电性表面110a垂直的方向观察时间隙扩大部141在波导部件的第一部分122A的宽度方向上的尺寸越靠近第一部分122A越大的例的图。
图30C是示出椭圆形状的间隙扩大部141设置于波导部件的分支部的中央部且未到达第一部分122A、第二部分122B、第三部分122C中的任一方的边缘的例的图。
图30D是示出半圆形状的间隙扩大部141与波导部件的第一部分122A的一端邻接的例的图。
图31A是示出波导路装置的另一其他变形例的图。
图31B是示出波导路装置的另一其他变形例的图。
图32A是本公开的实施方式中的阵列天线的从+Z方向观察的俯视图。
图32B是图32A的B-B线剖视图。
图33A是示出第一波导路装置100a中的波导部件122U的平面布局的图。
图33B是示出第二波导路装置100b中的波导部件122L的平面布局的图。
图34A是示出只有波导部件122的上表面即波导面122a具有导电性且波导部件122的除波导面122a以外的部分不具有导电性的结构的例的剖视图。
图34B是示出波导部件122未形成于导电部件120上的变形例的图。
图34C是示出导电部件120、波导部件122以及多个导电性杆124分别在电介质的表面涂布有金属等导电性材料的结构的例的图。
图34D是示出在导电部件110、120、波导部件122以及导电性杆124各自的最表面具有电介质层110c、120c的结构的例的图。
图34E是示出在导电部件110、120、波导部件122以及导电性杆124各自的最表面具有电介质层110c、120c的结构的另一例的图。
图34F是示出波导部件122的高度比导电性杆124的高度低且导电部件110的导电性表面110a中的与波导面122a相对的部分向波导部件122侧突出的例的图。
图34G是示出在图34F的结构中还使导电性表面110a中的与导电性杆124相对的部分向导电性杆124侧突出的例的图。
图35A是示出导电部件110的导电性表面110a具有曲面形状的例的图。
图35B是示出还使导电部件120的导电性表面120a具有曲面形状的例的图。
图36是示出本车辆500和在与本车辆500相同的车道上行驶的先行车辆502的图。
图37示出本车辆500的车载雷达系统510。
图38A是示出车载雷达系统510的阵列天线AA与多个入射波k之间的关系的图。
图38B是示出接收第k个入射波的阵列天线AA的图。
图39是示出基于本公开的车辆行驶控制装置600的基本结构的一例的框图。
图40是示出车辆行驶控制装置600的结构的另一例的框图。
图41是示出车辆行驶控制装置600的更具体的结构的例的框图。
图42是示出本应用例中的雷达系统510的更详细的结构例的框图。
图43是示出根据三角波生成电路581生成的信号调制的发送信号的频率变化的图。
图44是示出“上行”期间的拍频fu以及“下行”期间的拍频fd的图。
图45是示出通过具有处理器PR以及存储装置MD的硬件实现信号处理电路560的实施方式的例的图。
图46是示出三个频率f1、f2、f3之间的关系的图。
图47是示出复平面上的合成频谱F1～F3之间的关系的图。
图48是示出求出相对速度以及距离的处理步骤的流程图。
图49是与包括具有缝隙阵列天线的雷达系统510以及车载摄像头系统700的融合装置有关的图。
图50是示出通过将毫米波雷达510和摄像头放置在车厢内的大致相同的位置而各自的视野、视线一致且核对处理变得容易的图。
图51是示出基于毫米波雷达的监控系统1500的结构例的图。
图52是示出数字式通信系统800A的结构的框图。
图53是示出包含能够改变电波的发射模式的发射机810B的通信系统800B的例的框图。
图54是示出装配有MIMO功能的通信系统800C的例的框图。
符号说明
100 波导路装置
110 第一导电部件
110a 第一导电部件的导电性表面
112 缝隙
114 喇叭的侧壁
120 第二导电部件
120a 第二导电部件的导电性表面
122 波导部件
122a 波导面
124 导电性杆
124a 导电性杆的末端部
124b 导电性杆的基部
125 人工磁导体的表面
130 中空波导管
132 中空波导管的内部空间
140 第三导电部件
145 端口
200 电子电路
500 本车辆
502 先行车辆
510 车载雷达系统
520 行驶支援电子控制装置
530 雷达信号处理装置
540 通信设备
550 计算机
552 数据库
560 信号处理电路
570 物体检测装置
580 收发电路
596 选择电路
600 车辆行驶控制装置
700 车载摄像头系统
710 摄像头
720 图像处理电路
800A、800B、800C 通信系统
810A、810B、830 发射机
820A、840 接收机
813、832 编码器
823、842 解码器
814 调制器
824 解调器
1010、1020 传感器部
1011、1021 天线
1012、1022 毫米波雷达检测部
1013、1023 通信部
1015、1025 监控对象
1100 主体部
1101 处理部
1102 数据存储部
1103 通信部
1200 其他系统
1300 通信线路
1500 监控系统
具体实施方式
在对本公开的实施方式进行说明之前，对成为本公开的基础的见解进行说明。
前述的专利文献1至3以及非专利文献1以及2中公开的脊形波导路设置于作为人工磁导体发挥功能的对开式铁芯结构中。根据本公开，利用这样的人工磁导体的脊形波导路(以下，有时称作WRG：Waffle-iron Ridge waveGuide。)能够在微波段或毫米波段中实现损耗低的天线馈线。通过利用这样的脊形波导路，还能够高密度地配置天线元件。以下，对这样的波导路结构的基本结构以及工作的例进行说明。
人工磁导体为通过人工方式实现自然界中不存在的理想磁导体(PMC：PerfectMagnetic Conductor)的性质的结构体。理想磁导体具有“表面的磁场的切线分量为零”的性质。这是与理想电导体(PEC：Perfect Electric Conductor)的性质、即“表面的电场的切线分量为零”的性质相反的性质。理想磁导体虽不存在于自然界中，但是能够通过例如多个导电性杆的排列这样的人工结构实现。人工磁导体在由该结构规定的特定频带中作为理想磁导体发挥功能。人工磁导体抑制或阻止具有特定频带(传播阻止频带)中所包含的频率的电磁波沿着人工磁导体的表面传播。因此，人工磁导体的表面有时被称作高阻抗面。
在专利文献1至3以及非专利文献1以及2中公开的波导路装置中，通过在行以及列方向上排列的多个导电性杆实现了人工磁导体。这样的杆是有时还被称作柱或销的突出部。这些波导路装置各自在整体上具有相对的一对导电板。一个导电板具有向另一导电板侧突出的脊部和位于脊部两侧的人工磁导体。脊部的上表面(具有导电性的面)隔着间隙而与另一导电板的导电性表面相对。人工磁导体的具有传播阻止频带中所包含的波长的电磁波(信号波)在该导电性表面与脊部的上表面之间的空间(间隙)中沿着脊部传播。
图1是示意地示出这样的波导路装置所具有的基本结构的非限定性例的立体图。在图1中示出了表示相互垂直的X、Y、Z方向的XYZ坐标。图示的波导路装置100包括相对平行地配置的板形状(板状)的导电部件110以及120。在导电部件120排列有多个导电性杆124。
另外，本申请的附图所示的结构物的方向是考虑说明的理解容易度而设定的，并不对本公开的实施方式在实际实施时的方向进行任何限制。并且，附图所示的结构物的整体或一部分的形状以及大小也不限制实际的形状以及大小。
图2A是示意地示出波导路装置100的与XZ面平行的截面的结构的图。如图2A所示，导电部件110在与导电部件120相对的一侧具有导电性表面110a。导电性表面110a沿着与导电性杆124的轴向(Z方向)垂直的平面(与XY面平行的平面)二维扩展。该例中的导电性表面110a是平滑的平面，但是如后述，导电性表面110a无需为平面。
图3是示意地示出处于为了容易理解将导电部件110与导电部件120之间的间隔过大地分开的状态的波导路装置100的立体图。如图1以及图2A所示，在实际的波导路装置100中，导电部件110与导电部件120之间的间隔窄，导电部件110以覆盖导电部件120的所有导电性杆124的方式配置。
图1至图3只示出了波导路装置100的一部分。实际上，导电部件110、120、波导部件122以及多个导电性杆124还向图示部分的外侧扩展而存在。如后述，在波导部件122的端部设置有防止电磁波向外部空间泄漏的扼流结构。扼流结构例如包含与波导部件122的端部邻接配置的导电性杆的列。
再次参照图2A。排列在导电部件120上的多个导电性杆124分别具有与导电性表面110a相对的末端部124a。在图示的例中，多个导电性杆124的末端部124a位于同一平面上。该平面形成人工磁导体的表面125。导电性杆124无需其整体具有导电性，只要具有沿杆状结构物的至少上表面以及侧面扩展的导电层即可。该导电层可以位于杆状结构物的表层，但是也可以由绝缘涂装或树脂层构成表层，并在杆状结构物的表面不存在导电层。并且，只要导电部件120能够支承多个导电性杆124而实现人工磁导体，则无需其整体具有导电性。只要导电部件120的表面中的排列有多个导电性杆124的一侧的面120a具有导电性，并且相邻的多个导电性杆124的表面通过导电体电连接即可。导电部件120的具有导电性的层也可以被绝缘涂装或树脂层覆盖。换句话说，只要导电部件120以及多个导电性杆124的组合的整体具有与导电部件110的导电性表面110a相对的凹凸状的导电层即可。
在导电部件120上的多个导电性杆124之间配置有脊状的波导部件122。更详细地说，在波导部件122的两侧分别存在人工磁导体，波导部件122被两侧的人工磁导体夹持。由图3可知，该例中的波导部件122被导电部件120支承，并沿着Y方向直线延伸。在图示的例中，波导部件122具有与导电性杆124的高度以及宽度相同的高度以及宽度。如后述，波导部件122的高度以及宽度也可以具有与导电性杆124的高度以及宽度不同的值。与导电性杆124不同，波导部件122在沿着导电性表面110a引导电磁波的方向(在该例中为Y方向)上延伸。波导部件122也无需整体具有导电性，只要具有与导电部件110的导电性表面110a相对的导电性的波导面122a即可。导电部件120、多个导电性杆124以及波导部件122也可以是连续的单一结构体的一部分。而且，导电部件110也可以是该单一结构体的一部分。
在波导部件122的两侧，各人工磁导体的表面125与导电部件110的导电性表面110a之间的空间不传播具有特定频带内的频率的电磁波。这种频带称作“受限带”。人工磁导体被设计成在波导路装置100内传播的电磁波(信号波)的频率(以下，有时称作“工作频率”)包含于受限带。受限带能够根据导电性杆124的高度、即形成于相邻的多个导电性杆124之间的槽的深度、导电性杆124的宽度、配置间隔以及导电性杆124的末端部124a与导电性表面110a之间的间隙的大小进行调整。
接下来，参照图4对各部件的尺寸、形状、配置等的例进行说明。
图4是示出图2A所示的结构中的各部件的尺寸范围的例的图。波导路装置用于规定频带(称作“工作频带”。)的电磁波的发送以及接收中的至少一方。在本说明书中，将在导电部件110的导电性表面110a与波导部件122的波导面122a之间的波导路中传播的电磁波(信号波)在自由空间中的波长的代表值(例如，与工作频带的中心频率对应的中心波长)设为λo。并且，将工作频带中的最高频率的电磁波在自由空间中的波长设为λm。将各导电性杆124中的与导电部件120接触的一端的部分称作“基部”。如图4所示，各导电性杆124具有末端部124a和基部124b。各部件的尺寸、形状、配置等的例如下。
(1)导电性杆的宽度
导电性杆124的宽度(X方向以及Y方向的大小)能够设定成小于λm/2。若在该范围内，则能够防止在X方向以及Y方向上产生最低次的谐振。另外，不仅是X方向以及Y方向，在XY截面的对角方向上也有可能引起谐振，因此优选导电性杆124的XY截面的对角线的长度也小于λm/2。杆的宽度以及对角线的长度的下限值为能够通过加工方法制作的最小长度，并无特别限定。
(2)从导电性杆的基部至导电部件110的导电性表面的距离
从导电性杆124的基部124b至导电部件110的导电性表面110a的距离能够设定成比导电性杆124的高度长且小于λm/2。在该距离为λm/2以上的情况下，在导电性杆124的基部124b与导电性表面110a之间产生谐振，失去信号波的锁定效应。
从导电性杆124的基部124b至导电部件110的导电性表面110a的距离相当于导电部件110与导电部件120之间的间隔。例如，在作为毫米波段的76.5±0.5GHz的信号波在波导路中传播的情况下，信号波的波长在3.8934mm至3.9446mm的范围内。因而，在该情况下，λm为3.8934mm，因此导电部件110与导电部件120之间的间隔能够设计成比3.8934mm的一半小。只要导电部件110与导电部件120以实现这样的窄间隔的方式相对配置即可，导电部件110与导电部件120无需严格地平行。并且，若导电部件110与导电部件120之间的间隔小于λm/2，则导电部件110和/或导电部件120的整体或一部分也可以具有曲面形状。另一方面，导电部件110、120的平面形状(与XY面垂直地投影的区域的形状)以及平面大小(与XY面垂直地投影的区域的大小)能够按照用途任意设计。
在图2A所示的例中，导电性表面120a是平面，但是本公开的实施方式并不限于此。例如，如图2B所示，导电性表面120a也可以是截面为接近U字或V字的形状的面的底部。在导电性杆124或波导部件122具有宽度朝向基部扩大的形状的情况下，导电性表面120a成为这样的结构。即使是这样的结构，只要导电性表面110a与导电性表面120a之间的距离比波长λm的一半短，则图2B所示的装置也能够作为本公开的实施方式中的波导路装置发挥功能。
(3)从导电性杆的末端部至导电性表面的距离L2
从导电性杆124的末端部124a至导电性表面110a的距离L2设定成小于λm/2。这是因为，在该距离为λm/2以上的情况下，产生电磁波在导电性杆124的末端部124a与导电性表面110a之间往返的传播模式，无法锁定电磁波。另外，关于多个导电性杆124中的至少与波导部件122相邻的导电性杆124，处于末端与导电性表面110a非电接触的状态。在此，导电性杆的末端与导电性表面非电接触的状态是指以下状态中的任一状态：在末端与导电性表面之间存在空隙的状态；在导电性杆的末端和导电性表面中的任一方存在绝缘层，并且导电性杆的末端与导电性表面隔着绝缘层接触的状态。
(4)导电性杆的排列以及形状
多个导电性杆124中的相邻的两个导电性杆124之间的间隙例如具有小于λm/2的宽度。相邻的两个导电性杆124之间的间隙的宽度由从该两个导电性杆124中的一个导电性杆124的表面(侧面)至另一导电性杆124的表面(侧面)的最短距离定义。该杆之间的间隙的宽度被确定成在杆之间的区域不引起最低次的谐振。产生谐振的条件由导电性杆124的高度、相邻的两个导电性杆之间的距离以及导电性杆124的末端部124a与导电性表面110a之间的空隙的容积的组合确定。由此，杆之间的间隙的宽度依赖其他设计参数适当地确定。杆之间的间隙的宽度并无明确的下限，但是为了确保制造的容易度，在使毫米波段的电磁波传播的情况下，例如能够为λm/16以上。另外，间隙的宽度并非必须固定。只要小于λm/2，则导电性杆124之间的间隙也可以具有各种各样的宽度。
多个导电性杆124的排列只要发挥作为人工磁导体的功能，则并不限定于图示的例。多个导电性杆124无需并排成垂直的行状以及列状，行以及列也可以以90度以外的角度相交。多个导电性杆124无需沿行或列排列在直线上，也可以不呈现简单的规律性而分散配置。各导电性杆124的形状以及大小也可以按照导电部件120上的位置发生变化。
多个导电性杆124的末端部124a所形成的人工磁导体的表面125无需严格地为平面，也可以是具有细微的凹凸的平面或曲面。即，各导电性杆124的高度无需相同，在导电性杆124的排列能够作为人工磁导体发挥功能的范围内，每个导电性杆124能够具有多样性。
各导电性杆124并不限于图示的棱柱形状，例如也可以具有圆筒状的形状。而且，各导电性杆124无需具有简单的柱状的形状。人工磁导体还能够通过导电性杆124的排列以外的结构实现，能够将多样的人工磁导体利用于本公开的波导路装置。另外，在导电性杆124的末端部124a的形状为棱柱形状的情况下，优选其对角线的长度小于λm/2。在为椭圆形状时，优选长轴的长度小于λm/2。即使在末端部124a呈另一其他形状的情况下，也优选其跨度尺寸在最长的部分中小于λm/2。
导电性杆124(尤其是与波导部件122邻接的导电性杆124)的高度、即从基部124b至末端部124a的长度能够设定成比导电性表面110a与导电性表面120a之间的距离(小于λm/2)短的值，例如λo/4。
(5)波导面的宽度
波导部件122的波导面122a的宽度、即波导面122a在与波导部件122延伸的方向垂直的方向上的大小能够设定成小于λm/2(例如λo/8)。这是因为，若波导面122a的宽度为λm/2以上，则在宽度方向上引起谐振，若引起谐振，则WRG不会作为简单的传输线路工作。
(6)波导部件的高度
波导部件122的高度(在图示的例中为Z方向的大小)设定成小于λm/2。这是因为，在该距离为λm/2以上的情况下，导电性杆124的基部124b与导电性表面110a之间的距离为λm/2以上。同样地，关于导电性杆124(尤其是与波导部件122邻接的导电性杆124)的高度，也设定成小于λm/2。
(7)波导面与导电性表面之间的距离L1
关于波导部件122的波导面122a与导电性表面110a之间的距离L1，设定成小于λm/2。这是因为，在该距离为λm/2以上的情况下，在波导面122a与导电性表面110a之间引起谐振，不会作为波导路发挥功能。在某一例中，该距离L1为λm/4以下。为了确保制造的容易度，在使毫米波段的电磁波传播的情况下，优选将距离L1设为例如λm/16以上。
导电性表面110a与波导面122a之间的距离L1的下限以及导电性表面110a与导电性杆124的末端部124a之间的距离L2的下限依赖于机械工作的精度和将上下两个导电部件110、120以保持一定的距离的方式组装时的精度。在利用冲压加工方法或注射加工方法的情况下，上述距离的实际下限是50微米(μm)左右。在利用MEMS(Micro-Electro-MechanicalSystem)技术制作例如太赫兹区域的产品的情况下，上述距离的下限是2～3μm左右。
根据具有上述结构的波导路装置100，工作频率的信号波无法在人工磁导体的表面125与导电部件110的导电性表面110a之间的空间中传播，而是在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的空间中传播。这样的波导路结构中的波导部件122的宽度与中空波导管不同，无需具有应传播的电磁波的半波长以上的宽度。并且，还无需利用沿厚度方向(与YZ面平行)延伸的金属壁连接导电部件110与导电部件120。
图5A示意地示出在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的间隙中的宽度较窄的空间中传播的电磁波。图5A中的三个箭头示意地示出所传播的电磁波的电场的方向。所传播的电磁波的电场与导电部件110的导电性表面110a以及波导面122a垂直。
在波导部件122的两侧分别配置有由多个导电性杆124形成的人工磁导体。电磁波在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的间隙中传播。图5A是示意图，并未准确地示出电磁波实际形成的电磁场的大小。在波导面122a上的空间中传播的电磁波(电磁场)的一部分也可以从根据波导面122a的宽度划分的空间向外侧(人工磁导体所在的一侧)横向扩展。在该例中，电磁波在与图5A的纸面垂直的方向(Y方向)上传播。这样的波导部件122无需沿着Y方向直线延伸，能够具有未图示的弯曲部和/或分支部。由于电磁波沿着波导部件122的波导面122a传播，因此传播方向在弯曲部发生变化，传播方向在分支部分支为多个方向。
在图5A的波导路结构中，在所传播的电磁波的两侧不存在中空波导管中必不可少的金属壁(电壁)。因此，在该例中的波导路结构中，所传播的电磁波形成的电磁场模式的边界条件不包含“因金属壁(电壁)产生的约束条件”，波导面122a的宽度(X方向的大小)小于电磁波的波长的一半。
图5B为了参考而示意地示出了中空波导管130的截面。在图5B中用箭头示意地示出了形成于中空波导管130的内部空间132的电磁场模式(TE10)的电场的方向。箭头的长度与电场的强度对应。中空波导管130的内部空间132的宽度必须设定成比波长的一半宽。即，中空波导管130的内部空间132的宽度不可能设定成小于所传播的电磁波的波长的一半。
图5C是示出在导电部件120上设置有两个波导部件122的实施方式的剖视图。在这样相邻的两个波导部件122之间配置有由多个导电性杆124形成的人工磁导体。更准确地说，在各波导部件122的两侧配置有由多个导电性杆124形成的人工磁导体，各波导部件122能够独立地传播电磁波。
图5D为了参考而示意地示出了并排配置有两个中空波导管130的波导路装置的截面。两个中空波导管130相互电绝缘。电磁波传播的空间的周围需要用构成中空波导管130的金属壁覆盖。因此，无法将电磁波传播的内部空间132的间隔比两张金属壁的厚度的总和还要缩短。两张金属壁的厚度的总和通常比所传播的电磁波的波长的一半长。因而，很难将中空波导管130的排列间隔(中心间隔)设成比所传播的电磁波的波长短。尤其在处理电磁波的波长为10mm以下的毫米波段或者其以下的波长的电磁波的情况下，很难形成足够薄于波长的金属壁。因此，在商业方面很难以现实的成本实现。
与此相比，具有人工磁导体的波导路装置100能够容易地实现使波导部件122靠近的结构。因此，能够适宜地用于向多个天线元件靠近配置而成的阵列天线供电。
在如以上的波导路装置的波导部件122中设置了将使信号波的传播方向分支为两个以上的分支部的情况下，要求抑制信号波不必要地反射。因此，需要提高分支部中的阻抗的匹配度。使波导分支的结构例如用于微带线路等传输线路。在将分支部导入微带线路等传输线路的情况下，由于在分支部之前存在多个传输线路，因此在从分支部的前方观察到的阻抗等于合成了多个传输线路的阻抗。由此，在不改变传输线路的特性阻抗的情况下，为了使阻抗在分支部的前后匹配，导入变换阻抗的结构。这样的阻抗变换结构被称作阻抗变换器。
图6A是示意地示出用于微带线路的阻抗变换器的例的图。图中的箭头示意地示出信号波的传播方向。在微带线路中，有时以信号波在波导路中的波长λr的1/4长度设置宽度比邻接的部分扩大的部分(以下，有时称作“宽大部”)。宽大部并不限于一个，还有时设置宽度不同的多个宽大部。各宽大部在沿线路的方向上的长度是λr/4，越靠近分支部，则宽度越扩大。这样的结构被称作λ/4变换器，用于分支部的前后的阻抗的匹配。
另一方面，在具有T字型的结构的分支部中，由于传输线路的宽度变宽，因此还在分支部设置切槽来调整宽度。图6B是示意地示出设置有这样的切槽的分支部的结构的例的图。例如在非专利文献4中公开了这样的结构的例。通过适当地设定切槽的形状以及大小，能够抑制信号波的反射。
考虑将如图6A以及图6B所示的结构也同样应用于前述的脊形波导路(WRG)。但是，本发明人等研究之后发现，只通过将如图6A以及图6B所示的结构应用于WRG，无法充分抑制信号波的反射。以下，参照图7至图11对该课题进行说明。
图7以及图8A是示意地示出比较例所涉及的波导路装置的结构的一部分的立体图。图7以及图8A示出了第二导电部件120和该第二导电部件120上的波导部件122以及多个导电性杆124的结构的一部分。在这些构成要素的上方存在前述的第一导电部件110。波导部件122具有沿着Y方向延伸的第一部分122A和沿着X方向延伸的第二部分122B以及第三部分122C。第一部分122A、第二部分122B以及第三部分122C在分支部136连接，形成了T字型的结构。在以下说明中，有时将第一部分122A称作“主干部”，将第二部分122B以及第三部分122C称作“分支部”。并且，将第一至第三部分122A～122C统称为“波导部件122”。
在图8A的例中，波导部件122的第一部分122A中的波导面的宽度根据与分支部136之间的距离而呈阶梯状发生变化。在第一部分122A中，具有相同宽度的部分的Y方向的长度是波导路中的信号波的波长λr的1/4。并且，具有相同宽度的部分的Y方向的长度无论在任一部位都比波导面的宽度长。第一部分122A中的波导面的宽度随着靠近分支部136而阶段性地变大。该结构作为前述的λ/4变换器(阻抗变换器)发挥功能。
图8B是放大示出图8A中的分支部136的附近的结构的图。在该比较例这样的结构中，无法充分抑制信号波在分支部136中的反射。本发明人等估计其理由是，在分支部136的内侧、即在主干部122A与分支部122B之间以及主干部122A与分支部122C之间产生静电耦合，产生多余的电容分量(寄生电容)。图8B中的箭头示意地示出主干部122A与分支部122B之间以及主干部122A与分支部122C之间的电场的方向。因在分支部136的内侧的侧面之间产生的电容分量而有可能产生如图示的电场。可以认为在WRG中该电容分量对阻抗的匹配带来不可忽视的影响。同样的课题在图7所示的结构中也产生。如此可知，即使将一直以来在微带线路等中使用的分支结构应用于WRG，也无法获得充分的匹配。
通常，为了使阻抗为Z1的传输线路与阻抗为Z2的传输线路匹配，在该两个传输线路之间导入具有用Zt＝(Z1Z2)1/2表示的阻抗Zt的阻抗变换器即可。例如，在主干部和两个分支部各自具有相同的特性阻抗的T字型的波导路中，从主干部的一侧观察到的分支结构的阻抗是主干部的阻抗的二分之一(即，Z2＝Z1/2)。因此，在这样的波导路中，只要将阻抗变换器的阻抗设为Zt＝Z1/21/2(＝Z1/√2)，则可实现匹配。
为了降低传输线路的特性阻抗，只要增加电容分量C或者减少电感分量L即可。如前述，在微带线路中，通过扩大波导路的宽度来实现阻抗变换器。在WRG中，也能够通过图8A的例那样扩大波导路的宽度来实现阻抗变换器。但是，如前述，由于在分支部136的内侧的侧面之间产生的寄生电容的影响，并非容易实现阻抗匹配。该课题是在微带线路这样的以往的传输线路中未曾认识到的WRG特有的课题。
在WRG中，通过缩小波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的距离，比较容易地获得与扩大波导面的宽度的情况同等以上的效果。本发明人等对这样的结构也进行了研究之后发现，仍需要考虑WRG特有的寄生电容的影响。
图9A是示意地示出具有在阻抗变换部缩小波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的距离的结构的波导路装置的结构的一部分的立体图。与图8A的例不同地，在该例中阶段性地发生变化的是波导部件122的第一部分122A中的波导面122a的高度，而不是宽度。使高度发生变化的情况也与使宽度发生变化的情况相同，具有增加波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的电容的效果。因此，通过调整波导部件122的高度，能够调整阻抗。在波导部件122的第一部分122A中，具有相同高度的部分的Y方向的长度是波导路中的信号波的波长λr的1/4。该结构也作为前述的λ/4变换器(阻抗变换部)发挥功能。
另外，阻抗变换部的长度并不限定于波导路中的信号波的波长λr的1/4。受WRG中附带的寄生电容等的影响，作为阻抗变换部的最佳长度能够在λr的1/4的前后发生变化。但是，阻抗变换部至少具有与波导面122a的宽度相等的长度，不超过波导面122a的宽度的三倍。
图9B是放大示出图9A中的分支部136的附近的结构的图。在该比较例中，也在波导部件122的第一部分122A的侧面与第二以及第三部分122B、122C的侧面之间产生静电耦合，产生多余的电容分量。而且，在该比较例中，由于第一部分122A的高度在靠近分支部136的区域变高，因此可以认为在波导部件122的第一部分122A与第一导电部件110的导电性表面110a之间也产生多余的电容分量。
图10是示意地示出将图9A所示的波导路装置利用通过波导部件122的第一部分122A并与YZ面平行的平面切断的情况的截面的结构的图。图10所示的箭头示意地示出电场的方向。如图所示，由于波导部件122的第一部分122A中的阻抗变换部138的顶面比邻接的其他部分高，因此可以认为在阻抗变换部138的侧面或端面与导电部件110的导电性表面110a之间产生静电耦合。本发明人等估计，随此产生的电容分量与在前述的分支部136的内侧的侧面之间产生的电容分量相同地对阻抗匹配带来不可忽视的影响。
图11是示出图9A所示的波导路结构的等效电路的图。如前述，在分支部136中，在波导部件的第一部分122A的侧面与第二以及第三部分122B、122C的侧面之间产生静电耦合。其结果是，如图11所示，多余的电容分量C1并联地附加于原有的电感分量L0。而且，在波导部件122的第一部分122A的末端部的侧面或端面的上部与导电部件110的导电性表面110a之间产生静电耦合。其结果是，如图11所示，附加多余的电容分量C2。可以认为这两个电容分量C1、C2是导致分支部136中的阻抗匹配度下降的原因之一。
本发明人等根据以上考察如以下详细说明那样对波导部件的分支部中的结构进行改良，成功地进一步提高了分支部中的阻抗匹配度。通过提高阻抗的匹配度，能够提供改善传播效率且降低噪声的波导路装置。并且，还能够提高具有这样的波导路装置的天线装置的性能。例如，由于随着阻抗的匹配而抑制信号波的反射，因此能够降低功率的损耗，进而能够抑制所传播的电磁波的相位紊乱。因此，在通信中能够抑制通信信号的劣化，在雷达中能够提高估计距离或入射方位的精度。
以下，对基于本公开的实施方式的波导路装置以及天线装置的具体结构例进行说明。但是，有时省略不必要的详细说明。例如，有时省略已周知的事项的详细说明以及对实质上相同的结构的重复说明。这是为了避免以下说明不必要地冗长，便于本领域技术人员理解。另外，发明人等为了使本领域技术人员充分理解本公开而提供附图以及以下说明，并非意图通过这些限定权利要求书中记载的主题。在以下说明中，对相同或类似的构成要素标注了同一参照符号。
<波导路装置>
(实施方式1)
图12A是示意地示出本公开的实施方式1中的波导路装置的结构的一部分的立体图。图12B是从+Z方向观察图12A所示的波导路装置的俯视图。图12C是从+Y方向观察图12A所示的波导路装置的图。图12A至图12C只例示性地示出了波导部件122中的靠近分支部136的部分。实际上，图示的部分的周围也能够存在导电部件120、波导部件122以及多个导电性杆124。该波导路装置还包括覆盖波导部件122以及多个导电性杆124的导电部件110(参照图1等)。在本说明书中，有时将导电部件110称作“第一导电部件”，将导电部件120称作“第二导电部件”或“另一导电部件”。
波导部件122具有：与导电部件110的导电性表面110a相对且呈条形状(有时还称作“带形状”)的波导面122a；以及与波导面122a相连的导电性的侧面122b。在本说明书中，“条形状”并非指条纹(stripes)形状，而是指单一的条(a stripe)形状。不仅是沿着一个方向直线地延伸的形状，中途弯曲或分支的形状也包含于“条形状”。另外，关于在波导面122a上设置有高度或宽度发生变化的部分的情况，只要是包含从波导面122a的法线方向观察时沿着一个方向延伸的部分的形状，则也相当于“条形状”。
在波导部件122的两侧存在包含多个导电性杆124的人工磁导体。波导部件122具有：沿一个方向(在本实施方式中为Y方向)延伸的第一部分122A；以及从第一部分122A的一端向彼此不同的方向(在本实施方式中为+X方向以及-X方向)延伸的第二部分122B以及第三部分122C。在以下说明中，有时将第一部分122A称作“主干部”，分别将第二部分122B以及第三部分122C称作“分支部”。在本实施方式中，波导部件122具有两个分支部。波导部件122也可以具有三个以上的分支部。即，波导部件122只要具有至少两个分支部即可。
本实施方式中的波导部件122在分支部136的位置处具有凹部135。波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的间隙在凹部135局部扩大。将由波导面122a、导电性表面110a以及人工磁导体规定的波导路中的像这样间隙局部扩大的部位称作“间隙扩大部”。从与导电性表面110a垂直的方向观察时，波导部件122的第一部分122A与两个分支部(第二部分122B以及第三部分122C)连接的连接部即分支部136的至少一部分与间隙扩大部重合。
如图12C所示，若设凹部135的X方向的宽度为x，设波导面122a相对于波导部件122的基部的高度与凹部135的底部的高度之差为z，则x比z大。如后面详细叙述，凹部也可以设置于导电部件110的导电性表面110a。图19示出了间隙扩大部由设置于导电部件110的导电性表面110a的凹部142实现的结构的一例。在该结构的情况下，若设凹部142的X方向的宽度为x，设凹部142的底部相对于导电性表面110a的与凹部142邻接的部位的深度为z，则x比z大。在凹部设置于波导面122a以及导电性表面110a这两者的情况下，z是该凹部的底部相对于波导面122a侧的凹部的周围的部位的深度与该凹部的底部相对于导电性表面110a侧的凹部的周围的部位的深度之和。
在此，参照图12D、图12E对本实施方式中的连接部(分支部136)进行说明。图12D是在图12B所示的波导路结构中只示出波导部件122的图。图12E是图12D所示的波导路结构的变形例。图12E所示的波导部件122中，第一部分122A以不同于90度的角度与第二部分122B以及第三部分122C相交的这一点上与图12D中的波导部件122不同。另外，第一部分122A以不同于90度的角度与第二部分122B以及第三部分122C中的任一方相交的方式也能够是本实施方式的变形例。图12D、图12E均省略了凹部135的记载。在本公开中，连接部(分支部136)是指在如图12D、图12E所示那样假想地延长第一部分的波导面的边缘、一个分支部的波导面的边缘以及另一分支部的波导面的边缘的情况下被这些延长的边缘包围的区域。该区域是图中画阴影的部分。在图12B中，连接部(分支部136)整体位于间隙扩大部。另外，即使在分支部是三个以上的情况下，也能够通过相同的方法定义连接部。
在本实施方式中，与波导面122a相对的导电性表面110a平坦。因此，从与导电性表面110a垂直的方向观察时的间隙扩大部的位置与凹部135的位置一致。但是，在导电性表面110a不平坦的情况下，从与导电性表面110a垂直的方向观察时的间隙扩大部的位置并不一定与凹部135的位置一致。代替波导面122a上的凹部135或者除此之外，也可以在导电性表面110a上设置凹部。只要波导面122a以及导电性表面110a中的至少一方在连接部处具有凹部，则能够在其部位形成间隙扩大部。
在本实施方式中，间隙扩大部在波导部件122的第一部分122A的宽度方向上的尺寸比第一部分122A的宽度大。在此，第一部分122A的宽度方向是指与第一部分122A延伸的方向即Y方向垂直的X方向。间隙扩大部在X方向上的尺寸也可以是第一部分122A的宽度以下。
在本实施方式中，波导部件122中的第一部分122A与第二部分122B以及第三部分122C在分支部136以大致90度的角度相交，构成了T字型的分支结构。第二部分122B以及第三部分122C从第一部分122A的一端向彼此相反的方向延伸。第一部分122A延伸的方向与第二部分122B以及第三部分122C延伸的方向也可以不垂直。并且，第二部分122B以及第三部分122C也可以不从第一部分122A的一端向彼此相反的方向延伸。例如，也可以是以下Y字型的结构：从波导部件122的第一部分122A以大于90度的角度向第二部分122B弯曲，从第一部分122A以大于90度的角度还向第三部分122C弯曲。从第一部分122A向第二部分122B弯曲的弯曲角与从第一部分122A向第三部分122C弯曲的弯曲角也无需相同。在图12A所示的例中，第二部分122B和第三部分122C从分支部136向彼此相反的方向延伸，但是并不限于这样的结构。也可以使第一部分122A和第二部分122B或第三部分122C从分支部136向彼此相反的方向延伸。
在本实施方式中，间隙扩大部中的间隙的大小比波导面122a与导电性表面110a之间的间隙在波导路中的与间隙扩大部邻接的部位处的大小大，且比导电性表面110a与波导部件122的基部122D之间的距离小。在本实施方式中，波导部件122的基部122D是指波导部件122与导电部件120的连接部，但是并不限于该结构。如后述的图34B，在波导部件122未与导电部件120连接的结构的情况下，有时将波导部件122的与导电部件120相对的面、即与波导面相反的一侧的面称作波导部件的基部。另外，在本公开中，间隙扩大部中的间隙的大小是指该间隙扩大部中的间隙的大小的最大值。例如，在波导面122a中存在钵形状的凹部而构成间隙扩大部的情况下，钵的深度最深的位置处的凹部与导电性表面之间的距离是间隙的大小。
在本实施方式中，通过将间隙扩大部设置于分支部136的位置，能够提高阻抗匹配度。以下，对该效果进行说明。
图13是示出本实施方式中的脊形波导路的等效电路的图。在本实施方式中，波导部件122在包含分支部136的区域具有凹部135。该结构与以下结构是等效的，即对随着波导部件122的主干部中的导电性的侧面和两个分支部各自中的导电性的侧面靠近而产生的电容分量C1并列地附加了电感分量L1的结构。由此，能够利用电感分量L1抵消随着分支部136中的弯曲而产生的电容分量C1。电感分量L1的大小依赖于凹部135的形状、大小以及位置。凹部135的形状、大小以及位置能够被设计成利用电感分量L1抵消分支部136中的不必要的电容分量C1。
通过如以上的结构，能够提高分支部136中的阻抗匹配度，从而抑制信号波的不必要的反射。
图14A以及图14B是示出在波导部件122的第一部分122A设置有阻抗匹配结构的方式的图。图14A示出了如图9A的比较例那样具有阶梯状的阻抗匹配结构的波导路装置的例。图14B示出了如图8A的比较例那样具有使波导面122a的宽度越靠近分支部136越大的阻抗匹配结构的波导路装置的例。
阻抗变换部能够设置于第一部分122A中的波导面122a以及与第一部分122A中的波导面122a相对的导电性表面110a中的至少一方。在图14A以及图14B的例中，在波导面122a上设置有两个阻抗变换部138A、138B。各阻抗变换部使波导面122a与导电性表面110a之间的电容与邻接的部位相比增加。在图14A的例中，各阻抗变换部使波导面122a与导电性表面110a之间的距离与邻接的部位相比缩短。在图14B的例中，各阻抗变换部使波导面122a的宽度与邻接的部位相比扩大。从第一部分122A的与分支部136邻接的一端沿着第一部分122A延伸的方向(Y方向)测量的阻抗变换部138A、138B各自的长度L被设定成波导面122a的宽度以上的值。
图15A以及图15B是示出本实施方式的另一其他变形例的图。在图15A所示的例中，从与导电性表面110a垂直的方向观察时，连接部(分支部136)包含于作为间隙扩大部的凹部135中。在图15B所示的例中，作为矩形形状的间隙扩大部的凹部135设置于波导部件122的分支部136的中央部，未到达第一部分122A、第二部分122B以及第三部分122C中的任一方的边缘。即，在图15B所示的例中，从与导电性表面110a垂直的方向观察时，作为间隙扩大部的凹部135的边缘位于第一部分122A的边缘以及各分支部的边缘的内侧。在图15A以及图15B所示的变形例中，凹部135的壁面呈阶梯状。即使是这样的结构，也能够与上述结构相同地匹配阻抗。并且，也可以是凹部135的壁面朝向凹部135的底部单调倾斜的结构。
图16A以及图16B是示出另一其他变形例的图。在图16A以及图16B所示的例中，波导部件122在第一至第三部分122A、122B、122C相互连接的连接部中的与第一部分122A相反的一侧的侧面122s具有到达至波导面122a的凹部139(以下，有时称作“第一凹部”)。从与波导面122a或导电性表面110a垂直的方向观察时，凹部139与间隙扩大部重合。
通过采用这样的结构，能够进一步提高阻抗匹配度。
以下，参照图17A以及图17B对通过本实施方式的结构提高波导部件122的分支部136中的阻抗的匹配度的情况进行说明。
本发明人等通过模拟可知，在本实施方式的结构中比分支部中不存在间隙扩大部的比较例(图7、图8A以及图9A)的结构提高了阻抗匹配度。在此，用输入反射系数表示阻抗匹配度。输入反射系数是表示反射波的强度与输入波的强度之比的系数，表示反射损耗的大小。可以说输入反射系数越低，阻抗匹配度越高。
在本模拟中，作为一例，关于图9A所示的比较例以及图14A所示的实施方式各自的结构，将各种参数设定为适当的值，对使电磁波向分支部136传播时的输入反射系数S进行了测定。
图17A以及图17B是示出本模拟的结果的图表。图17A示出了图9A所示的比较例的结构中的输入反射系数(单位：dB)的频率依赖性。图17B示出了图14A所示的实施方式中的输入反射系数(单位：dB)的频率依赖性。由图17A以及图17B可知，在图14A的结构中，无论在任一频率中都能够将反射损耗抑制得低于比较例的结构。并且，在67GHz至81GHz的宽频率范围内，能够实现-20dB以下这样的比较低的反射损耗。在无需获得许可的UWB中，需要所使用的频率的5％的频带宽度。确认到根据本实施方式的结构，能够利用大幅超过该频带宽度的频带宽度实现低损耗。
另外，如以上的结构大多比非专利文献2中公开的结构容易制造。在非专利文献2中，为了提高分支部中的阻抗匹配度，在波导部件设置切槽来局部缩小波导面的宽度。这样的结构在微带线路中常见，在非专利文献3等中也有介绍。由于微带线路是紧贴于基板的金属箔，因此在形成对此进行局部缩小的结构时不会伴随特别大的问题。另一方面，若将这样的结构适用于WRG的波导部件，则由于波导部件是具有波长的四分之一左右的高度的脊状的部件，因此宽度被局部性地大幅缩小，产生高度比宽度大的部位。这样的宽度窄的部位在利用铸造、塑性加工、注射成型等制造工序批量生产时，大多很难获得稳定的形状。并且，即使在通过切削加工制造的情况下，在切出波导部件的内宽较窄的部位时，也不少要求谨慎地切削。
本公开所涉及的分支部并非必须缩小波导部件的宽度。在使波导面凹陷的情况下，只要在降低波导部件的高度的方向上进行加工即可，因此容易形成波导部件。在使导电性表面凹陷的情况下，无需改变波导部件的形状，只使平坦的导电性表面凹陷。无论是哪一种情况，都容易加工，尤其容易批量生产。
另外，也可以根据需要同时使用局部缩小波导部件的宽度的部位和间隙扩大部。虽然很难设置宽度窄的部分，但是能够制造。
(实施方式2)
图18A是示意地示出本公开的实施方式2中的波导路装置的结构的一部分的立体图。图18B是从Z方向观察图18A所示的波导路装置的俯视图。本实施方式中的波导部件122具有从第一部分122A的一端分别向不同的方向延伸的第二部分122B、第三部分122C以及第四部分122D(分别相当于“分支部”。)。即，波导部件122具有三个分支部。第二部分122B和第三部分122C从分支部136向以180度不同的方向(在本实施方式中为+X方向以及-X方向)延伸。第一部分122A和第四部分122D从分支部136向彼此不同的方向(在本实施方式中为+Y方向以及-Y方向)延伸。波导部件122中的第一部分122A以及第四部分122D与第二部分122B以及第三部分122C在分支部136以90度的角度相交，构成了十字型的分支结构。另外，第一部分122A以及第四部分122D延伸的方向与第二部分122B以及第三部分122C延伸的方向所形成的角度并不限于90度。并且，第二部分122B以及第三部分122C也可以不从第一部分122A的一端向彼此相反的方向延伸。而且，第四部分122D与第一部分122A形成的角度并不限于180度。
在第一部分122A、第二部分122B、第三部分122C以及第四部分122D连接的连接部、即分支部136设置有凹部135。与实施方式1同样地，通过该凹部135提高了分支部136中的阻抗匹配度。
根据本实施方式，沿着第一部分122A传播的信号波能够分成三个分支部而传播。通过在分支部设置凹部135，能够抑制分支时信号波的反射。另外，波导部件122的分支部的个数也可以是四个以上。关于各分支部延伸的方向，也可以任意地选择。
在本实施方式中，与图14A所示的例相同的阻抗变换部设置于第一部分122A，但是还能够设成省略阻抗变换部的结构。并且，也可以设置与图14B所示的结构相同的阻抗变换部。在本公开中，第一部分122A中的阻抗变换部并不是必须要素。
(实施方式3)
图19是示意地示出本公开的实施方式3中的波导路装置的结构的一部分的立体图。在图19中，用虚线示出被导电部件110挡住的要素。在本实施方式中，间隙扩大部通过设置于导电部件110的导电性表面110a的凹部142实现。并且，在从与导电性表面110a垂直的方向(-Z方向)观察波导路装置的情况下，凹部142所在的区域覆盖波导部件的连接部(分支部136)整体。即，从导电性表面110a的与位于间隙扩大部的周围的部位垂直的方向观察时，连接部整体位于间隙扩大部的内侧。在波导部件122的波导面122a上未设置有凹部。
在本实施方式的结构中，也在与分支部136重合的位置处形成有间隙扩大部。由此，能够抑制分支部中的电容的增加，提高阻抗的匹配度。另外，在图19中，凹部142的X方向的宽度以及Y方向的宽度分别比波导部件的连接部136的X方向以及Y方向的宽度大。因此，即使在第一导电部件110与第二导电部件120的相对位置在沿导电性表面110a的方向上发生偏离，也容易维持凹部142覆盖连接部136整体的状态。因此，能够稳定地提高阻抗的匹配度。
除了本实施方式的结构以外，也可以在波导部件122的分支部136设置凹部。并且，也可以将如图14A或图14B所示的阻抗匹配结构设置于第一部分122A。根据这样的结构，进一步提高阻抗匹配的效果。
接下来，对实施方式1至实施方式3的变形例进行说明。
图20A是示意地示出实施方式1的变形例中的波导路装置的结构的一部分的立体图。图20B是从+Z方向观察图20A所示的波导路装置的俯视图。在该变形例中，凹部135的X方向的尺寸与第一部分122A的宽度相等。即，间隙扩大部在第一部分122A的宽度方向上的尺寸与第一部分122A的宽度相等。间隙扩大部在第一部分122A的宽度方向上的尺寸与第一部分122A的宽度相等的结构还能够适用于实施方式2以及实施方式3。
图21A是示意地示出实施方式1的另一变形例中的波导路装置的结构的一部分的立体图。图21B是从+Z方向观察图21A所示的波导路装置的俯视图。在该变形例中，凹部135的X方向的尺寸比第一部分122A的宽度小。即，间隙扩大部在第一部分122A的宽度方向上的尺寸比第一部分122A的宽度小。间隙扩大部在第一部分122A的宽度方向上的尺寸比第一部分122A的宽度小的结构还能够适用于实施方式2以及实施方式3。
这些变形例中的间隙扩大部的从+Z方向观察时的面积比图12A所示的实施方式中的间隙扩大部的从+Z方向观察时的面积小。在图20A的结构中，从+Z方向观察时，间隙扩大部以及连接部的面积和形状一致。在图21A的结构中，从+Z方向观察时，间隙扩大部只占连接部的一部分。因此，与上述的实施方式相比，在这些变形例中，抵消波导部件122中的第一部分122A的侧面与第二部分122B以及第三部分122C的侧面之间的电容的效果小。但是，与不设置间隙扩大部的结构相比，提高阻抗的匹配度。在设置这样小的间隙扩大部的情况下，有效的方法是例如如后述的实施方式4那样在第二部分122B以及第三部分122C中的至少一方的与第一部分122A连接的侧面设置到达至波导面122a的凹部。通过在分支部136的附近设置这样的凹部，能够如后述那样进一步提高阻抗匹配度。
(实施方式4)
图22A是示意地示出本公开的实施方式4中的波导路装置的结构的一部分的立体图。图22B是从+Z方向观察图22A所示的波导路装置的俯视图。在本实施方式中，波导部件122在分支部136的附近的侧面具有两个凹部137。除此以外的结构与图14B所示的结构相同。
图23A是只放大示出图22A所示的结构中的波导部件122的俯视图。在本实施方式中，波导部件122的第二部分122B以及第三部分122C分别在与第一部分122A连接的一侧的侧面具有凹部137。各凹部137具有沿着与波导面122a垂直的方向(Z方向)延伸的半圆柱状的形状，到达至波导面122a(顶面)。通过凹部137的存在，波导部件的第一部分122A的侧面与第二部分122B以及第三部分122C的侧面之间的距离扩大，能够抑制产生不必要的电容分量。另外，凹部137的形状并不限定于图示的形状，能够如后所述那样采用各种各样的形状。并且，在本实施方式中，两个凹部137到达至波导部件122的基部、即到达至波导部件122与第二导电部件120的连接部，但是也可以使该两个凹部中的至少一个不到达至基部。凹部137也可以只形成于靠近波导面122a的上部。
本实施方式的波导路装置用于传播包括自由空间中的波长为λo的电磁波在内的规定频带的电磁波。规定频带例如可以是属于毫米波(约30GHz～约300GHz)的某一频率范围的频带。波长λo例如可以是与该频带的中心频率对应的波长(中心波长)。在设自由空间中的波长为λo的电磁波在导电部件110的导电性表面110a与波导部件122的波导面122a之间的波导路中传播时的波长为λr时，波导部件122的第一部分122A从靠近分支部136的一侧的一端以λr/4长度的范围具有增加该波导路的电容的阻抗变换部138A。本实施方式中的波导部件122还在与阻抗变换部138A邻接的λr/4长度的范围内具有另一阻抗变换部138B。
本实施方式中的阻抗变换部138A、138B是在波导部件122中宽度比邻接的其他部分宽的宽大部。更靠近分支部136的阻抗变换部138A的宽度比阻抗变换部138B的宽度大。
在本实施方式中，阻抗变换部的个数为两个，但也可以是一个或三个以上。各阻抗变换部并不限于宽大部，也可以是在波导部件122中使导电性表面110a与波导面122a之间的距离比邻接的其他部分小的凸部。只要各阻抗变换部的高度以及宽度中的至少一个比邻接的其他部分大即可。
如图23A所示，两个凹部137分贝设置于波导部件122的第一部分122A的一端的附近。更具体地说，从与波导面122a垂直的方向观察时，从波导部件122的第一部分122A的侧面与第二部分122B的侧面的交点P到凹部137的中央的X方向(即，第二部分122B延伸的方向)上的距离a比凹部137在该方向上的长度d短。该距离a与长度d之间的关系也同样适用于波导部件122的第三部分122C的侧面中的凹部137。即，从与波导面122a垂直的方向观察时，从第一部分122A的侧面与第三部分122C的侧面之间的交点到第三部分122C的凹部137的中央的距离比该凹部137在第三部分122C延伸的方向上的长度短。
在本实施方式中，波导部件122的第一部分122A与凹部137的端部在点P处连续，但是并不限定于这样的例。例如，如图23B所示，凹部137的端部也可以远离波导部件122的第一部分122A的侧面与第二部分122B的侧面的交点P。关于第三部分122C中的凹部137也相同。在该情况下，只要满足a＜d，则也能够获得充分的效果。
在本实施方式中，分支部也并不限定于两个。图24是从+Z方向观察具有包含三个分支部的波导部件122的波导路装置的俯视图。波导部件122具有从第一部分122A的一端分别朝向不同的方向延伸的第二部分122B、第三部分122C以及第四部分122D(分别相当于“分支部”)。第二部分122B和第三部分122C从分支部136向以180度不同的方向(在本实施方式中为+X方向以及-X方向)延伸。第一部分122A和第四部分122D从分支部136向彼此不同的方向(在本实施方式中为+Y方向以及-Y方向)延伸。波导部件122中的第一部分122A以及第四部分122D与第二部分122B以及第三部分122C在分支部136以90度角度交叉，构成了十字型的分支结构。另外，第一以及第四部分122A、122D延伸的方向与第二以及第三部分122B、122C延伸的方向所形成的角度并不限定于90度。并且，第二以及第三部分122B、122C也可以从第一部分122A的一端不朝向彼此相反的方向延伸。而且，第四部分122D与第一部分122A所形成的角度并不限定于180度。
在本实施方式中，波导部件122分别在第一部分122A的侧面与第二部分122B的侧面相交的部位以及第一部分122A的侧面与第三部分122C的侧面相交的部位处具有凹部137。并且，波导部件122分别在第四部分122D的侧面与第二部分122B的侧面相交的部位以及第四部分122D的侧面与第三部分122C的侧面相交的部位处具有凹部137。各凹部137沿着与波导面122a垂直的方向(Z方向)延伸并到达至波导面122a(顶面)。并且，各凹部137在与Z方向垂直的截面(以下，有时称作“水平截面”)具有圆弧形状。各凹部137的水平截面中的形状也可以是与圆弧形状不同的形状。例如，也可以是圆弧和从圆弧的端部延伸的直线的组合。这样，各凹部137的水平截面的形状可以多种多样。
这样，在本实施方式中，波导部件122的第二部分122B和第三部分122C在靠近第一部分122A中的阻抗变换部138A的一侧的侧面具有到达至波导面122a的凹部137。该结构与对随着导电性的侧面彼此在分支部136靠近而产生的电容分量C1并联地附加电感分量L1的结构是等效的。因而，图22A所示的脊形波导路的等效电路的结构虽然与图13所示的等效电路相同，但是被附加的电感分量L1进一步增大。由此，进一步容易地利用电感分量L1抵消随着分支部136中的弯曲而产生的电容分量C1。被附加的电感分量L1的大小依赖于各凹部137的形状、大小以及位置。因此，各凹部137的形状、大小以及位置能够设计成利用电感分量L1抵消分支部136中的不必要的电容分量C1。在此，对图22A的结构进行了研究，在除了图22A以外的结构中也获得相同的效果。
图25A是示出本实施方式的另一其他变形例中的波导路装置的结构的一部分的立体图。图25B是从+Z方向观察图25A所示的结构的俯视图。在本实施方式中，波导部件122的第一部分122A中的阻抗变换部138A、138B通过不是波导面122a的宽度不同而是高度不同的结构实现。通过这样的结构也能够获得相同的效果。
通过如以上的结构，能够提高分支部136中的阻抗匹配度，抑制信号波的不必要的反射。
(实施方式5)
图26A是示出本公开的实施方式5中的波导路装置的结构的一部分的立体图。图26B是从+Z方向观察图26A所示的结构的俯视图。在本实施方式中，波导部件122的第一部分122A中的阻抗变换部138A、138B通过波导面122a的高度不同而不是波导面122a的宽度不同的结构而实现。并且，波导部件122在第一至第三部分122A～122C相互连接的连接部(分支部136)中的与第一部分122A侧相反的一侧的侧面具有到达至波导面122a的凹部139。在本说明书中，有时将分支部136中的凹部139称作“第一凹部”，将第二部分122B中的凹部137称作“第二凹部”，将第三部分122C中的凹部137称作“第三凹部”。关于第三凹部139也与第一以及第二凹部137相同地可以到达至波导部件122的基部，也可以不到达至波导部件122的基部。
图27是为了容易理解而只放大示出波导部件122的一部分的立体图。如图所示，在本实施方式中，波导面122a在阻抗变换部138A中的高度比波导面122a在第二部分122B以及第三部分122C中的高度高。因此，在阻抗变换部138A的侧面138a与导电部件110的导电性表面110a之间产生静电耦合，波导路中产生不必要的电容分量C2(参照图11)。在本实施方式中，通过设置第三凹部139，能够减小该不必要的电容分量C2。另外，阻抗变换部138A、138B可以设置于与波导面122a相对的导电部件110侧，也可以设置于波导面122a以及导电部件110这两者。参照图29A以及图29B在后面对这样的例进行叙述。
图28是示出本实施方式中的脊形波导路的等效电路的图。设置有第三凹部139的结构与对电容分量C2并联地附加电感分量L2的结构是等效的。通过除了设置凹部135以及两个凹部137之外，还设置凹部139，不仅能够抵消因分支部136中的弯曲产生的电容分量C1，而且还能够抵消因阻抗变换部138A引起的电容分量C2。若第三凹部139的形状、大小、位置发生变化，则被附加的电感分量L2的大小也发生变化。因此，第三凹部139的形状、大小、位置能够设计成利用电感分量L1以及L2抵消电容分量C1以及C2。
通过如以上的结构，确保分支部136中的阻抗匹配，能够抑制信号波的反射，并能够抑制传输效率下降。
在本实施方式中，由于能够利用两种方法对分支部136追加电感分量，因此更加容易确保匹配。尤其容易确保在处理无需获得许可的超宽带(UWB：Ultra Wide Band)的电波时要求的宽频带中的匹配。
(另一实施方式)
本公开的波导路装置并不限于上述的实施方式，能够进行多样的变形。以下，对波导路装置的另一实施方式进行说明。
在实施方式4、5中，在波导部件122的第二部分122B以及第三部分122C这两者的侧面设置有凹部137，但是也可以只在任一侧面设置凹部137。这样的结构尤其能够用于波导部件122的第一部分122A延伸的方向与第二部分122B延伸的方向所形成的角度同第一部分122A延伸的方向与第三部分122C延伸的方向所形成的角度不同的情况。
图29A以及图29B是示意地示出阻抗变换部138的另一例的剖视图。在图29A所示的例中，作为阻抗变换部138发挥功能的凸部形成于导电部件110的导电性表面110a。另一方面，在图29B所示的例中，作为阻抗变换部138发挥功能的结构形成于导电性表面110a以及波导面122a这两者。在图29B的例中，波导部件122以及导电部件110均不具有其自身在Y方向上具有λr/4长度的结构，但是形成有间隙比邻接的其他部位小的λr/4长度的区域。在本公开中，这样的结构也相当于阻抗变换部138。如这些例，阻抗变换部138能够形成于波导部件122的第一部分122A中的波导面122a以及与该波导面122a相对的导电性表面110a中的至少一方。各阻抗变换部138从第一部分122A的一端沿着Y方向在λr/4长度的范围内扩展。在图29A以及图29B所示的例中，阻抗变换部138是波导面122a与导电性表面110a之间的间隙的大小比邻接的部位小的部分，包含波导面122a以及导电性表面110a中的至少一个的凸部的至少一部分。
如前述，阻抗变换部138的沿Y方向的长度并不限定于λr/4。作为阻抗变换部138的最佳长度有可能受WRG中附带的寄生电容等的影响而从λr/4发生变化。阻抗变换部138各自的沿波导面122a的长度例如可以是波导面122a的宽度的一倍以上且小于三倍。另外，如实施方式2，波导面122a的宽度能够根据位置发生变化。在该情况下，波导面122a的“宽度”是指波导面122a中最宽的部分的宽度。
接下来，参照图30A至图30D对本公开的实施方式中的间隙扩大部的另一例进行说明。
图30A示出了从与导电性表面110a垂直的方向观察时间隙扩大部141在波导部件的第一部分122A的宽度方向上的尺寸越靠近第一部分122A越小的例。在该例中，从与导电性表面的位于间隙扩大部141的周围的部位垂直的方向观察时，间隙扩大部的外缘到达两个分支部122B、122C或连接部的位于与第一部分122A相反的一侧的边缘143，并且不到达第一部分122A的两个边缘145。
图30B示出了从与导电性表面110a垂直的方向观察时间隙扩大部141在波导部件的第一部分122A的宽度方向上的尺寸越靠近第一部分122A则越大的例。在该例中，从与导电性表面的位于间隙扩大部141的周围的部位垂直的方向观察时，间隙扩大部的外缘到达两个分支部122B、122C或连接部的位于与第一部分122A相反的一侧的边缘143，并且还到达第一部分122A的两个缘145。
在图30A以及图30B所示的例中，间隙扩大部的从与导电性表面110a垂直的方向观察的形状不是长方形，而是梯形。
图30C示出了椭圆形状的间隙扩大部141设置于波导部件的分支部的中央部且未到达第一部分122A、第二部分122B以及第三部分122C中的任一方的边缘的例。图30D示出了半圆形状的间隙扩大部141与波导部件的第一部分122A的一端邻接的例。在这些结构中，也能够获得本公开的实施方式的效果。
波导部件的第一部分与各分支部之间的连接部的侧壁也可以具有圆角。即，波导部件的第一部分的侧面与第二部分以及第三部分中的至少一方的侧面之间的连接部也可以弯曲。例如，如图31A所示，第一部分122A的侧面与第二部分122B以及第三部分122C的侧面也可以弯曲并连接。而且，如图31B所示，第四部分122D的侧面与第二部分122B以及第三部分122C的侧面也可以弯曲并连接。
如以上，本公开的实施方式中的波导路装置包括：具有导电性表面110a的导电部件110；具有与导电性表面110a相对的导电性的波导面122a以及与波导面122a连接的导电性的侧面，并沿导电性表面110a延伸的波导部件122；以及波导部件122的两侧的人工磁导体。波导部件122具有：在一个方向上延伸的第一部分122A；以及包含从第一部分122A的一端向彼此不同的方向延伸的第二部分122B以及第三部分122C的至少两个分支部。由导电性表面110a、波导面122a以及人工磁导体规定的波导路包含导电性表面110a与波导面122a之间的间隙局部扩大的间隙扩大部。从与导电性表面110a垂直的方向观察时，波导部件122的第一部分122A与至少两个分支部连接的连接部的至少一部分与间隙扩大部重合。通过这样的结构，能够提高分支部中的阻抗匹配度。
<天线装置>
接下来，对包括本公开的波导路装置的天线装置的例示性的实施方式进行说明。
本实施方式的天线装置具有前述任一实施方式中的波导路装置和与该波导路装置连接的至少一个天线元件。天线元件具有将在波导路装置中的波导路中传播的电磁波朝向空间发射的功能以及将在空间中传播来的电磁波向波导路装置中的波导导入的功能中的至少一个功能。即，本实施方式中的天线装置用于信号的发送以及接收中的至少一方。
图32A是16个缝隙(开口部)112以4行4列排列的天线装置(阵列天线)的从+Z方向观察到的俯视图。图32B是图32A的B-B线剖视图。在图示的天线装置中层叠有：具有直接与作为发射元件(天线元件)发挥功能的缝隙112耦合的波导部件122的第一波导路装置100a；以及具有与第一波导路装置100a的波导部件122耦合的另一波导部件122的第二波导路装置100b。第二波导路装置100b的波导部件122以及导电性杆124配置于第三导电部件140上。第二波导路装置100b具有与第一波导路装置100a的结构基本相同的结构。
在第一波导路装置100a中的第一导电部件110设置有包围各缝隙112的侧壁114。侧壁114形成了调整缝隙112的指向性的喇叭。该例中的缝隙112的个数以及排列只是例示性的个数以及排列。缝隙112的方向以及形状也并不限定于图示的例。喇叭的侧壁114的倾斜的有无以及角度、以及喇叭的形状也并不限定于图示的例。
图33A是示出波导部件122U在第一波导路装置100a中的平面布局的图。图33B是示出波导部件122L在第二波导路装置100b中的平面布局的图。由这些图可以明确，第一波导路装置100a中的波导部件122U呈直线状延伸，不具有分分支部和弯曲部。另一方面，第二波导路装置100b中的波导部件122L具有分支部以及弯曲部这两者。作为波导路装置的基本结构，第二波导路装置100b中的“第二导电部件120”和“第三导电部件140”的组合相当于第一波导路装置100a中的“第一导电部件110”和“第二导电部件120”的组合。
在图示的阵列天线中特征点在于，在波导部件122L中的三个分支部136分别形成有凹部135。因此，提高了波导部件122L的分支部136中的阻抗匹配度。
第一波导路装置100a中的波导部件122U通过第二导电部件120所具有的端口(开口部)145U与第二波导路装置100b中的波导部件122L耦合。换句话说，在第二波导路装置100b的波导部件122L中传播来的电磁波能够穿过端口145U到达第一波导路装置100a的波导部件122U，并在第一波导路装置100a的波导部件122U中传播。此时，各缝隙112作为将在波导路中传播来的电磁波朝向空间发射的天线元件发挥功能。相反，若在空间中传播来的电磁波入射到缝隙112，则该电磁波与位于缝隙112的正下方的第一波导路装置100a的波导部件122U耦合，在第一波导路装置100a的波导部件122U中传播。在第一波导路装置100a的波导部件122U中传播来的电磁波还能够穿过端口145U到达第二波导路装置100b的波导部件122L，并在第二波导路装置100b的波导部件122L中传播。第二波导路装置100b的波导部件122L能够经由第三导电部件140的端口145L与位于外部的波导路装置或高频电路(电子电路)耦合。
在图33B中作为一例示出了与端口145L连接的电子电路200。电子电路200并不限定于特定的位置，也可以配置于任意位置。电子电路200例如能够配置于第三导电部件140的背面侧(图32B中的下侧)的电路板。这样的电子电路是微波集成电路，例如可以是生成或接收毫米波的MMIC(Monolithic Microwave Integrated Circuit：单片微波集成电路)。
能够将图32A所示的第一导电部件110称作“发射层”。并且，也可以将图33A所示的第二导电部件120、波导部件122U以及导电性杆124U整体称作“激振层”，将图33B所示的第三导电部件140、波导部件122L以及导电性杆124L整体称作“分配层”。并且，也可以将“激振层”和“分配层”统称为“供电层”。“发射层”、“激振层”以及“分配层”能够分别通过对一张金属板进行加工而量产。发射层、激振层、分配层以及设置于分配层的背面侧的电子电路能够作为模块化的一个产品制造。
由图32B可知，由于在该例中的阵列天线中层叠有板状的发射层、激振层以及分配层，因此实现了整体平坦且低轮廓(low profile)的平板天线。例如，能够将具有图32B所示的截面结构的层叠结构体的高度(厚度)设定为10mm以下。
根据图33B所示的波导部件122L，从第三导电部件140的端口145L到第二导电部件120的各端口145U(参照图33A)的沿着波导部件122L测定的距离均相等。因此，从第三导电部件140的端口145L输入至波导部件122L的信号波以相同的相位到达第二导电部件120的四个端口145U的每一个。其结果是，能够以相同的相位激振配置于第二导电部件120上的四个波导部件122U。
另外，无需使作为天线元件发挥功能的所有缝隙112以相同的相位发射电磁波。激振层以及分配层中的波导部件122U、122L的网络模式是任意的，也可以构成为各波导部件122U、122L独立地传播彼此不同的信号。
该例中的第一波导路装置100a的波导部件122U不具有分支部和弯曲部，但是作为激振层发挥功能的波导路装置也可以具有包含分支部以及弯曲部中的至少一个的波导部件。并且，在图33A所示的例中，端口145U位于波导部件122U的中央部。通过在波导部件122U的中央部配置端口145U，能够缩短从端口145U至位于波导部件122U的端部的缝隙112的距离。通过缩短该距离，在使电磁波的频率不同的情况下的各缝隙112中的相位差变小，能够在更宽的频带中在适当的相位条件下激振缝隙112。但是，并不限定于这样的结构。端口145U也可以位于其他位置，例如波导部件122U的端部。
<另一变形例>
接下来，对具有波导部件122、导电部件110、120以及导电性杆124的波导路结构的变形例进行说明。以下变形例还能够适用于前述的各实施方式中的任一部位的WRG结构。
图34A是示出只有波导部件122的上表面即波导面122a具有导电性且波导部件122的除波导面122a以外的部分不具有导电性的结构的例的剖视图。同样地，导电部件110以及导电部件120也只有波导部件122所在一侧的表面(导电性表面110a、120a)具有导电性，其他部分不具有导电性。这样，波导部件122、导电部件110、120也可以分别并非整体都具有导电性。
图34B是示出波导部件122未形成于导电部件120上的变形例的图。在该例中，波导部件122固定于对导电部件110和导电部件进行支承的支承部件(例如，壳体的内壁等)。在波导部件122与导电部件120之间存在间隙。这样，波导部件122也可以不与导电部件120连接。
图34C是示出导电部件120、波导部件122以及多个导电性杆124分别在电介质的表面涂布有金属等导电性材料的结构的例的图。导电部件120、波导部件122以及多个导电性杆124彼此通过导电体连接。另一方面，导电部件110由金属等导电性材料构成。
图34D以及图34E是示出在导电部件110、120、波导部件122以及导电性杆124各自的最表面具有电介质层110c、120c的结构的例的图。图34D示出用电介质层覆盖作为导体的由金属制成的导电部件的表面的结构的例。图34E示出导电部件120具有用金属等导体覆盖树脂等电介质制部件的表面、再用电介质层覆盖该金属层的结构的例。覆盖金属表面的电介质层可以是树脂等涂覆膜，也可以是通过该金属的氧化而生成的钝态被膜等氧化被膜。
最表面的电介质层会增加通过WRG波导传播的电磁波的损耗。但是，能够保护具有导电性的导电性表面110a、120a不腐蚀。并且，能够切断直流电压或无法通过WRG波导传播的程度的低频率的交流电压的影响。
图34F是示出波导部件122的高度比导电性杆124的高度低且导电部件110的导电性表面110a中的与波导面122a相对的部分向波导部件122侧突出的例的图。即使是这样的结构，只要满足图4所示的尺寸的范围，则能够与上述的实施方式相同地工作。
图34G是示出在图34F的结构中还使导电性表面110a中的与导电性杆124相对的部分向导电性杆124侧突出的例的图。即使是这样的结构，只要满足图4所示的尺寸的范围，则能够与上述的实施方式相同地工作。另外，也可以以导电性表面110a的一部分凹陷的结构替代导电性表面110a的一部分突出的结构。
图35A是示出导电部件110的导电性表面110a具有曲面形状的例的图。图35B是示出还使导电部件120的导电性表面120a具有曲面形状的例的图。如这些例，导电性表面110a、120a并不限于平面形状，也可以具有曲面形状。具有曲面状的导电性表面的导电部件也符合“板形状”的导电部件。
根据具有上述结构的波导路装置100，工作频率的信号波无法在人工磁导体的表面125与导电部件110的导电性表面110a之间的空间中传播，而是在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的空间中传播。与中空波导管不同地，这样的波导路结构中的波导部件122的宽度无需具有应传播的电磁波的半波长以上的宽度。并且，也无需通过沿厚度方向(与YZ面平行)延伸的金属壁将导电部件110与导电部件120电连接。
本公开的实施方式中的天线装置(缝隙阵列天线)例如能够适宜地用于装设于车辆、船舶、飞行器、机器人等移动体的雷达装置或雷达系统。雷达装置包括上述任一实施方式中的缝隙阵列天线和与该缝隙阵列天线连接的微波集成电路。雷达系统包括该雷达装置和与该雷达装置的微波集成电路连接的信号处理电路。由于本公开的实施方式的天线装置具有能够小型化的多层的WRG结构，因此与使用以往的中空波导管的结构相比，能够显著地减小排列有天线元件的面的面积。因此，能够将装设有该天线装置的雷达系统还容易地装设到例如车辆的后视镜的镜面的相反侧的面这样狭小的地方或者UAV(Unmanned AerialVehicle：所谓的无人机)这样的小型移动体。另外，雷达系统不限定于装设到车辆的方式的例，能够固定于例如道路或者建筑物中使用。
本公开的实施方式中的缝隙阵列天线还能够利用于无线通信系统。这样的无线通信系统包括上述任一实施方式中的缝隙阵列天线和通信电路(发送电路或者接收电路)。关于在无线通信系统中的应用例的细节，将在后文进行阐述。
本公开的实施方式中的缝隙阵列天线还能够用作室内定位系统(IPS：IndoorPositioning System)中的天线。在室内定位系统中，能够确定建筑物内的人或者无人搬运车(AGV：Automated Guided Vehicle)等移动体的位置。缝隙阵列天线还能够在电波发射器(信标)中使用，该电波发射器在向来到店铺或者设施的人持有的信息终端(智能手机等)提供信息的系统中使用。在这样的系统中，信标例如每几秒发送一次叠加有ID等信息的电磁波。若信息终端接收该电磁波，则信息终端经由通信线路向远程服务器计算机发送接收到的信息。服务器计算机根据从信息终端得到的信息确定该信息终端的位置，并将与其位置相对应的信息(例如，商品索引或者优惠券)提供给该信息终端。
另外，在本说明书中，尊重作为本发明人之一的桐野的论文(非专利文献1)以及在同时期发表了相关内容的研究的Kildal等的论文的记载，使用“人工磁导体”这一术语来记载本公开的技术。但是，本发明人等研究的结果是，明确了在本公开所涉及的发明中，以往定义中的“人工磁导体”未必是必须的。即，曾认为在人工磁导体中必须是周期结构，但是为了实施本公开所涉及的发明，未必必须是周期结构。
在本公开中，利用导电性杆的列来实现了人工磁导体。因此，一直认为为了阻止向远离波导面的方向漏出的电磁波，沿着波导部件(脊部)排列的导电性杆的列在波导部件的单侧必须至少有两列。这是因为，如果没有最低限度的两列，那么也就不存在导电性杆列的配置“周期”。但是，根据本发明人的研究，即使在平行延伸的两个波导部件之间只配置有一列导电性杆的列的情况下，也可以将从一个波导部件向另一波导部件漏出的信号的强度抑制在-10dB以下。这是在大多用途中足以实用的值。在只具有不完整的周期结构的状态下实现这样的足够水平的分离的理由目前还不明确。但是，考虑这一事实，在本公开中，扩展了“人工磁导体”的概念，为方便起见，使“人工磁导体”这一术语还包括只配置有一列导电性杆的结构。
<应用例1：车载雷达系统>
接下来，作为利用上述缝隙阵列天线的应用例，对包括缝隙阵列天线的车载雷达系统的一例进行说明。利用于车载雷达系统的发送波具有例如76千兆赫(GHz)频段的频率，该发送波在自由空间中的波长λo为约4mm。
在汽车的防碰撞系统以及自动运行等安全技术中，在本车辆的前方行驶的一个或多个车辆(目标)的识别尤其必不可少。以往，作为车辆的识别方法，进行了使用雷达系统估计入射波的方向的技术的开发。
图36示出本车辆500和在与本车辆500相同的车道上行驶的先行车辆502。本车辆500包括具有上述任一实施方式中的缝隙阵列天线的车载雷达系统。若本车辆500的车载雷达系统发射高频的发送信号，则该发送信号到达先行车辆502并由先行车辆502反射，其一部分再回到本车辆500。车载雷达系统接收该信号，计算先行车辆502的位置、到先行车辆502为止的距离以及速度等。
图37示出本车辆500的车载雷达系统510。车载雷达系统510配置在车内。更具体地说，车载雷达系统510配置在后视镜的与镜面相反的一侧的面。车载雷达系统510从车内朝向车辆500的行进方向发射高频的发送信号，并接收从行进方向入射的信号。
基于本应用例的车载雷达系统510具有本公开的实施方式中的缝隙阵列天线。缝隙阵列天线能够具有相互平行的多个波导部件。以如下方式配置多个波导部件：多个波导部件各自延伸的方向与铅垂方向一致，多个波导部件的排列方向与水平方向一致。因此，能够更加缩小将多个缝隙从正面观察时的横向尺寸以及纵向尺寸。
作为包含上述阵列天线的天线装置的尺寸的一例，横×纵×深度为60×30×10mm。可以理解成作为76GHz频段的毫米波雷达系统的大小是非常小的。
另外，以往的大多车载雷达系统设置于车外，例如前车头的末端部。其理由是因为，车载雷达系统的大小比较大，很难如本公开那样设置在车内。基于本应用例的车载雷达系统510虽然能够如前述那样设置在车内，但是也可以装设于前车头的末端。由于在前车头中减少了车载雷达系统所占的区域，因此容易配置其他零件。
根据本应用例，由于能够缩小用于发送天线的多个波导部件(脊部)的间隔，因此也能够缩小与邻接的多个波导部件相对设置的多个缝隙的间隔。由此，能够抑制栅瓣的影响。例如，在将横向上相邻的两个缝隙的中心间隔设为短于发送波的自由空间波长λo(小于约4mm)的情况下，不会在前方发生栅瓣。由此，能够抑制栅瓣的影响。另外，若天线元件的排列间隔大于电磁波的波长的一半，则会出现栅瓣。但是，只要排列间隔小于波长，则不会在前方出现栅瓣。因此，在不进行对从构成阵列天线的各天线元件发射的电波赋予相位差的波束转向的情况下，只要天线元件的配置间隔小于波长，则栅瓣就不会产生实质性的影响。通过调整发送天线的阵列因子，能够调整发送天线的指向性。也可以为了能够独立地调整在多个波导部件上传输的电磁波的相位而设置相移器。在该情况下，即使将天线元件的配置间隔设为小于发送波的自由空间波长λo的情况下，若增加相位的位移量，则也会出现栅瓣。但是，在将天线元件的配置间隔缩短到小于发送波的自由空间波长λo的一半的情况下，无论相位的位移量如何，都不会出现栅瓣。通过设置相移器，能够将发送天线的指向性变更为任意方向。由于相移器的结构是周知的，因此省略其结构的说明。
由于本应用例中的接收天线能够降低来源于栅瓣的反射波的接收，因此能够提高以下说明的处理的精度。以下，对接收处理的一例进行说明。
图38A示出了车载雷达系统510的阵列天线AA与多个入射波k(k：1～K的整数，以下相同。K是存在于不同方位的目标的数量。)之间的关系。阵列天线AA具有呈直线状排列的M个天线元件。由于天线在原理上能够利用于发送以及接收这两者，因此阵列天线AA能够包含发送天线以及接收天线这两者。以下，对处理接收天线所接收的入射波的方法的例进行说明。
阵列天线AA接收从各种角度同时入射的多个入射波。多个入射波中包含从相同的车载雷达系统510的发送天线发射并由目标反射的入射波。而且，多个入射波中还包含从其他车辆发射的直接或间接的入射波。
入射波的入射角度(即，表示入射方向的角度)表示以阵列天线AA的侧面B为基准的角度。入射波的入射角度表示相对于与天线元件组并排的直线方向垂直的方向的角度。
现在，关注第k个入射波。“第k个入射波”是指，从存在于不同方位的K个目标向阵列天线入射K个入射波时通过入射角θk识别的入射波。
图38B示出了接收第k个入射波的阵列天线AA。阵列天线AA所接收的信号作为具有M个要素的“矢量”能够如算式1那样表现。
(算式1)
S＝[s1、s2、……、sm]T
在此，sm(m：1～M的整数，以下相同。)是第m个天线元件所接收的信号的值。上标T是指转置。S是列矢量。列矢量S根据以下两个矢量的乘积而获得：由阵列天线的结构决定的方向矢量(称作导向矢量或模式矢量)；以及目标(还称作波源或信号源)中的表示信号的复矢量。当波源的个数为K时，从各波源向每个天线元件入射的信号波呈线形重合。此时，sm能够如算式2那样表现。
[算式2]
Figure BDA0001658081890000411
算式2中的ak、θk以及φk分别是第k个入射波的振幅、入射波的入射角度以及初始相位。λ表示入射波的波长，j是虚数单位。
由算式2可以理解，sm能够表现为由实部(Re)和虚部(Im)构成的复数。
若考虑噪声(内部噪声或热噪声)进一步一般化，则阵列接收信号X能够如算式3那样表现。
(算式3)
X＝S+N
N是噪声的矢量表现。
信号处理电路利用算式3所示的阵列接收信号X求出入射波的自相关矩阵Rxx(算式4)，再求出自相关矩阵Rxx的各固有值。
[算式4]
Figure BDA0001658081890000412
在此，上标H表示复共轭转置(厄米共轭)。
在已求出的多个固有值中，具有由热噪声规定的规定值以上的值的固有值(信号空间固有值)的个数与入射波的个数对应。而且，通过计算反射波的入射方向的似然最大(成为最大似然)的角度，能够确定目标的数量以及各目标所在的角度。该处理作为最大似然估计法是公知的。
接下来，参照图39。图39是示出基于本公开的车辆行驶控制装置600的基本结构的一例的框图。图39所示的车辆行驶控制装置600包括：装配于车辆的雷达系统510；以及与雷达系统510连接的行驶支援电子控制装置520。雷达系统510具有阵列天线AA和雷达信号处理装置530。
阵列天线AA具有多个天线元件，多个天线元件分别响应于一个或多个入射波输出接收信号。如上所述，阵列天线AA还能够发射高频的毫米波。
在雷达系统510中，阵列天线AA需要安装于车辆。但是，也可以通过设置于车辆行驶控制装置600的外部(例如本车辆的外部)的计算机550以及数据库552实现雷达信号处理装置530的至少一部分功能。在该情况下，雷达信号处理装置530中的位于车辆内的部分以能够进行信号或数据的双向通信的方式能够始终或随时与设置在车辆的外部的计算机550以及数据库552连接。借助车辆所具有的通信设备540以及一般的通信网络进行通信。
数据库552可以存储规定各种信号处理算法的程序。雷达系统510的工作所需的数据以及程序的内容能够借助通信设备540从外部更新。这样，雷达系统510的至少一部分功能能够在本车辆的外部(包含其他车辆的内部)通过云计算的技术实现。因而，本公开中的“车载”雷达系统无需所有构成要素装设于车辆。但是，在本申请中，为了简便，只要没有另外说明，对本公开的所有构成要素装设于一辆车辆(本车辆)的实施方式进行说明。
雷达信号处理装置530具有信号处理电路560。该信号处理电路560从阵列天线AA直接或间接地接收接收信号，并将接收信号或由接收信号生成的二次信号输入到入射波估计单元AU。由接收信号生成二次信号的电路(未图示)的一部分或全部无需设置于信号处理电路560的内部。这样的电路(前处理电路)的一部分或全部也可以设置在阵列天线AA与雷达信号处理装置530之间。
信号处理电路560构成为利用接收信号或二次信号进行运算并输出表示入射波的个数的信号。在此，“表示入射波的个数的信号”能够称作表示在本车辆的前方行驶的一个或多个先行车辆的数量的信号。
该信号处理电路560构成为进行公知的雷达信号处理装置所执行的各种信号处理即可。例如，信号处理电路560能够构成为执行MUSIC(多重信号分类)法、ESPRIT(旋转不变因子空间法)法以及SAGE(空间交替期望最大化)法等“超分辨率算法”(super resolutionmethod)或分辨率相对低的其他入射方向估计算法。
图39所示的入射波估计单元AU通过任意的入射方向估计算法估计示出入射波的方位的角度，并输出表示估计结果的信号。信号处理电路560通过由入射波估计单元AU执行的公知算法估计到入射波的波源即目标为止的距离、目标的相对速度以及目标的方位，并输出表示估计结果的信号。
本公开中的“信号处理电路”这一术语并不限定于单一的电路，还包括将多个电路的组合概括地理解为一个功能元件的形态。信号处理电路560也可以通过一个或多个片上系统(SoC)实现。例如，信号处理电路560的一部分或全部也可以是可编程逻辑设备(PLD)，即FPGA(Field-Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)。在该情况下，信号处理电路560包含多个运算元件(例如，通用逻辑以及乘法器)以及多个存储元件(例如，查询表或存储模块)。或者，信号处理电路560也可以是通用处理器以及主存储装置的集合。信号处理电路560也可以是包含处理器内核和存储器的电路。这些能够作为信号处理电路560发挥功能。
行驶支援电子控制装置520构成为根据从雷达信号处理装置530输出的各种信号进行车辆的行驶支援。行驶支援电子控制装置520向各种电子控制单元进行指示，以使各种电子控制单元发挥规定的功能。规定的功能例如包括：在到先行车辆为止的距离(车间距离)比预先设定的值短时发出警报来催促驾驶员进行制动操作的功能；控制制动器的功能；以及控制油门的功能。例如，在为进行本车辆的自适应巡航控制的工作模式时，行驶支援电子控制装置520向各种电子控制单元(未图示)以及致动器发送规定的信号，将从本车辆到先行车辆的距离维持为预先设定的值，或者将本车辆的行驶速度维持为预先设定的值。
在基于MUSIC法的情况下，信号处理电路560求出自相关矩阵的各固有值，并输出表示这些固有值中的比由热噪声规定的规定值(热噪声功率)大的固有值(信号空间固有值)的个数的信号，以作为表示入射波的个数的信号。
接下来，参照图40。图40是示出车辆行驶控制装置600的结构的另一例的框图。图40的车辆行驶控制装置600中的雷达系统510具有：包含接收专用的阵列天线(还称作接收天线)Rx以及发送专用的阵列天线(还称作发送天线)Tx的阵列天线AA；以及物体检测装置570。
发送天线Tx以及接收天线Rx中的至少一个具有上述的波导路结构。发送天线Tx发射例如作为毫米波的发送波。接收专用的接收天线Rx响应于一个或多个入射波(例如毫米波)输出接收信号。
收发电路580向发送天线Tx发送用于发送波的发送信号，并且利用由接收天线Rx接收的接收波进行接收信号的“前处理”。前处理的一部分或全部也可以通过雷达信号处理装置530的信号处理电路560执行。收发电路580进行的前处理的典型例能够包括：由接收信号生成差频信号；以及将模拟形式的接收信号转换为数字形式的接收信号。
另外，在本说明书中，将具有发送天线、接收天线、收发电路、以及在发送天线以及接收天线与收发电路之间传播电磁波的波导路装置的装置称作“雷达装置”。并且，将除了包括雷达装置之外还包括物体检测装置等信号处理装置(包含信号处理电路)的系统称作“雷达系统”。
另外，基于本公开的雷达系统并不限定于装设在车辆的实施方式的例，能够固定于道路或建筑物而使用。
接着，对车辆行驶控制装置600的更具体的结构的例进行说明。
图41是示出车辆行驶控制装置600的更具体的结构的例的框图。图41所示的车辆行驶控制装置600包括雷达系统510和车载摄像头系统700。雷达系统510具有阵列天线AA、与阵列天线AA连接的收发电路580以及信号处理电路560。
车载摄像头系统700具有：装设于车辆的车载摄像头710；以及对通过车载摄像头710获取的图像或影像进行处理的图像处理电路720。
本应用例中的车辆行驶控制装置600包括：与阵列天线AA以及车载摄像头710连接的物体检测装置570；以及与物体检测装置570连接的行驶支援电子控制装置520。该物体检测装置570除了包含前述的雷达信号处理装置530(包含信号处理电路560)之外，还包含收发电路580以及图像处理电路720。物体检测装置570不仅能够利用通过雷达系统510获得的信息，而且还能够利用通过图像处理电路720获得的信息检测道路上或道路附近的目标。例如，本车辆在同一方向的两条以上车道中的任意一条车道上行驶时，能够通过图像处理电路720判断本车辆行驶的车道是哪条车道，并将该判断的结果提供给信号处理电路560。信号处理电路560在通过规定的入射方向估计算法(例如MUSIC法)识别先行车辆的数量以及方位时，能够通过参照来自图像处理电路720的信息来关于先行车辆的配置提供可靠度更高的信息。
另外，车载摄像头系统700是确定本车辆行驶的车道是哪条车道的构件的一例。也可以利用其他构件确定本车辆的车道位置。例如，能够利用超宽带无线技术(UWB：UltraWide Band)确定本车辆在多条车道中的哪条车道上行驶。周知超宽带无线技术能够用作位置测定和/或雷达。若利用超宽带无线技术，则由于雷达的距离分辨率提高，因此即使在前方存在多个车辆的情况下，也能够根据距离差区分每个目标而检测。因此，能够高精度地确定路肩的护栏或与中央分离带之间的距离。各车道的宽度已在各国的法律等中预先规定。利用这些信息，能够确定本车辆当前行驶中的车道的位置。另外，超宽带无线技术是一例。也可以利用基于其他无线技术的电波。并且，也可以将光学雷达(LIDAR：Light Detectionand Ranging)与雷达组合使用。光学雷达有时还被称作激光雷达。
阵列天线AA能够是通常的车载用毫米波阵列天线。本应用例中的发送天线Tx向车辆的前方发射毫米波作为发送波。发送波的一部分典型地由作为先行车辆的目标反射。由此，产生以目标为波源的反射波。反射波的一部分作为入射波而到达阵列天线(接收天线)AA。构成阵列天线AA的多个天线元件分别响应于一个或多个入射波输出接收信号。在作为反射波的波源发挥功能的目标的个数是K个(K为1以上的整数)的情况下，入射波的个数是K个，但是入射波的个数K并非已知。
在图39的例中，雷达系统510还包含阵列天线AA而一体配置于后视镜。但是，阵列天线AA的个数以及位置并不限定于特定的个数以及特定的位置。阵列天线AA也可以为了能够检测位于车辆的后方的目标而配置于车辆的后面。并且，还可以在车辆的前面或后面配置多个阵列天线AA。阵列天线AA也可以配置在车辆的驾驶室内。即使在采用各天线元件具有上述喇叭的喇叭天线作为阵列天线AA的情况下，具有这种天线元件的阵列天线也能够配置在车辆的驾驶室内。
信号处理电路560接收并处理接收信号，该接收信号是通过接收天线Rx接收并通过收发电路580进行了前处理的信号。该处理包括：将接收信号输入到入射波估计单元AU的处理；或由接收信号生成二次信号并将二次信号输入到入射波估计单元AU的处理。
在图41的例中，在物体检测装置570内设置有选择电路596，该选择电路596接收从信号处理电路560输出的信号以及从图像处理电路720输出的信号。选择电路596向行驶支援电子控制装置520提供从信号处理电路560输出的信号以及从图像处理电路720输出的信号中的一个或两者。
图42是示出本应用例中的雷达系统510的更详细的结构例的框图。
如图42所示，阵列天线AA具备：进行毫米波的发送的发送天线Tx；以及接收由目标反射的入射波的接收天线Rx。附图上是一个发送天线Tx，但是也可以设置特性不同的两种以上的发送天线。阵列天线AA包括M个(M为3以上的整数)天线元件111、112、……、11M。多个天线元件111、112、……、11M分别响应于入射波而输出接收信号s1、s2、……、sM(图38B)。
在阵列天线AA中，天线元件111～11M例如隔着固定的间隔而呈直线状或面状排列。入射波从角度θ的方向入射到阵列天线AA，该角度θ是入射波与排列有天线元件111～11M的面的法线形成的角度。因此，入射波的入射方向由该角度θ规定。
当来自一个目标的入射波入射到阵列天线AA时，能够与平面波从角度θ的同一方位入射到天线元件111～11M的情况近似。在K个入射波从位于不同方位的K个目标入射到阵列天线AA时，能够根据彼此不同的角度θ1～θK识别每个入射波。
如图42所示，物体检测装置570包含收发电路580和信号处理电路560。
收发电路580包括三角波生成电路581、VCO(Voltage-Controlled-Oscillator：压控振荡器)582、分配器583、混频器584、滤波器585、开关586、A/D转换器(交流/直流转换器)587以及控制器588。本应用例中的雷达系统构成为通过FMCW(频率调制连续波)方式进行毫米波的收发，但是本公开的雷达系统并不限定于该方式。收发电路580构成为根据来自阵列天线AA的接收信号和用于发送天线Tx的发送信号生成差频信号。
信号处理电路560具备距离检测部533、速度检测部534以及方位检测部536。信号处理电路560构成为对来自收发电路580的A/D转换器587的信号进行处理，并分别输出表示到检测出的目标为止的距离、目标的相对速度、目标的方位的信号。
首先，对收发电路580的结构以及工作进行详细说明。
三角波生成电路581生成三角波信号并提供给VCO582。VCO582输出具有根据三角波信号调制的频率的发送信号。图43示出了根据三角波生成电路581所生成的信号调制的发送信号的频率变化。该波形的调制宽度是Δf，中心频率是f0。这样调制了频率之后的发送信号被提供给分配器583。分配器583将从VCO582获得的发送信号分配给各混频器584以及发送天线Tx。这样，发送天线发射具有如图43所示那样呈三角波状调制了的频率的毫米波。
在图43中除了记载发送信号之外，还记载了通过由单一的先行车辆反射的入射波生成的接收信号的例。接收信号相比于发送信号延迟。该延迟和本车辆与先行车辆之间的距离成比例。并且，接收信号的频率通过多普勒效应按照先行车辆的相对速度增减。
若混合接收信号与发送信号，则根据频率的差异生成差频信号。该差频信号的频率(拍频)在发送信号的频率增加的期间(上行)与发送信号的频率减小的期间(下行)不同。若求出各期间的拍频，则能够根据这些拍频计算出到目标为止的距离和目标的相对速度。
图44示出了“上行”期间的拍频fu以及“下行”期间的拍频fd。在图44的图表中，横轴是频率，纵轴是信号强度。这样的图表能够通过进行差频信号的时间-频率转换而获得。若获得拍频fu、fd，则能够根据公知的算式计算出到目标为止的距离和目标的相对速度。在本应用例中，能够通过以下说明的结构以及动作求出与阵列天线AA的各天线元件对应的拍频，并根据该拍频估计出目标的位置信息。
在图42所示的例中，来自与各天线元件111～11M对应的信道Ch1～ChM的接收信号通过放大器放大，并输入到对应的混频器584。混频器584分别将发送信号与放大了的接收信号进行混合。通过该混合而生成与位于接收信号与发送信号之间的频率差对应的差频信号。已生成的差频信号被提供给对应的滤波器585。滤波器585进行信道Ch1～ChM的差频信号的频带限制，并将经频带限制的差频信号提供给开关586。
开关586响应于从控制器588输入的采样信号执行切换。控制器588例如能够由微型计算机构成。控制器588根据ROM(只读存储器)等存储器中存储的计算机程序来控制收发电路580整体。控制器588无需设置于收发电路580的内部，可以设置在信号处理电路560的内部。即，收发电路580也可以按照来自信号处理电路560的控制信号进行工作。或者，也可以通过控制收发电路580以及信号处理电路560整体的中央运算单元等实现控制器588的一部分或全部功能。
分别通过滤波器585的信道Ch1～ChM的差频信号借助开关586依次被提供给A/D转换器587。A/D转换器587将从开关586输入的信道Ch1～ChM的差频信号与采样信号同步地转换为数字信号。
以下，对信号处理电路560的结构以及工作进行详细说明。在本应用例中，通过FMCW方式估计到目标为止的距离以及目标的相对速度。雷达系统并不限定于以下说明的FMCW方式，利用双频CW(双频连续波)或扩频等其他方式也能够实施。
在图42所示的例中，信号处理电路560包括存储器531、接收强度计算部532、距离检测部533、速度检测部534、DBF(数字波束成形)处理部535、方位检测部536、目标转移处理部537、相关矩阵生成部538、目标输出处理部539以及入射波估计单元AU。如前述，信号处理电路560的一部分或全部既可以通过FPGA实现，也可以通过通用处理器以及主存储装置的集合实现。存储器531、接收强度计算部532、DBF处理部535、距离检测部533、速度检测部534、方位检测部536、目标转移处理部537以及入射波估计单元AU既可以分别是通过单一的硬件实现的单个元件，也可以是一个信号处理电路中的功能上的模块。
图45示出了信号处理电路560通过包括处理器PR以及存储装置MD的硬件实现的实施方式的例。具有这样的结构的信号处理电路560也能够通过存储装置MD中存储的计算机程序的工作而发挥图42所示的接收强度计算部532、DBF处理部535、距离检测部533、速度检测部534、方位检测部536、目标转移处理部537、相关矩阵生成部538以及入射波估计单元AU的功能。
本应用例中的信号处理电路560构成为将转换为数字信号的各差频信号作为接收信号的二次信号而估计先行车辆的位置信息，并输出表示估计结果的信号。以下，对本应用例中的信号处理电路560的结构以及工作进行详细说明。
信号处理电路560内的存储器531按每一个信道Ch1～ChM存储从A/D转换器587输出的数字信号。存储器531例如能够由半导体存储器、硬盘和/或光盘等一般的存储介质构成。
接收强度计算部532对存储器531中存储的每一个信道Ch1～ChM的差频信号(图43的下图)进行傅里叶变换。在本说明书中，将傅里叶变换后的复数数据的振幅称作“信号强度”。接收强度计算部532将多个天线元件中的任一天线元件的接收信号的复数数据或多个天线元件整体的接收信号的复数数据的相加值转换为频谱。这样一来，能够检测依赖于与所获得的频谱的各峰值对应的拍频即距离的目标(先行车辆)的存在。若将所有天线元件的接收信号的复数数据加起来，则噪声分量被平均化，因此提高S/N比(信噪比)。
在目标即先行车辆为一个的情况下，傅里叶变换的结果是，如图44所示，在频率增加的期间(“上行”期间)以及频率减小的期间(“下行”期间)分别获得具有一个峰值的频谱。将“上行”期间的峰值的拍频设为“fu”，将“下行”期间的峰值的拍频设为“fd”。
接收强度计算部532根据每一个拍频的信号强度而检测超过预先设定的数值(阈值)的信号强度，由此判断为存在目标。接收强度计算部532在检测出信号强度的峰的情况下，将峰值的拍频(fu、fd)作为对象物频率而向距离检测部533、速度检测部534输出。接收强度计算部532向距离检测部533输出表示频率调制宽度Δf的信息，并向速度检测部534输出表示中心频率f0的信息。
接收强度计算部532在检测出与多个目标对应的信号强度的峰的情况下，根据预先规定的条件将上行的峰值和下行的峰值关联起来。对判断为来自同一目标的信号的峰赋予同一编号，并提供给距离检测部533以及速度检测部534。
在存在多个目标的情况下，在傅里叶变换之后，分别在差频信号的上行部分和差频信号的下行部分呈现出与目标的数量相同的数量的峰。由于接收信号同雷达与目标之间的距离成比例地延迟，图43中的接收信号向右方向移位，因此雷达与目标之间的距离越远，差频信号的频率越大。
距离检测部533根据从接收强度计算部532输入的拍频fu、fd，通过下述算式计算距离R，并提供给目标转移处理部537。
R＝{c·T/(2·Δf)}·{(fu+fd)/2}
并且，速度检测部534根据从接收强度计算部532输入的拍频fu、fd通过下述算式计算相对速度V，并提供给目标转移处理部537。
V＝{c/(2·f0)}·{(fu-fd)/2}
在计算距离R以及相对速度V的算式中，c是光速，T是调制周期。
另外，距离R的分辨率下限值用c/(2Δf)表示。因而，Δf越大，则距离R的分辨率越高。在频率f0是76GHz频段的情况下，在将Δf设定为660兆赫(MHz)左右时，距离R的分辨率例如是0.23米(m)左右。因此，在两辆先行车辆并行时，有时很难通过FMCW方式识别车辆是一辆还是两辆。在这样的情况下，只要执行角度分辨率极高的入射方向估计算法，就能够分开检测两辆先行车辆的方位。
DBF处理部535利用天线元件111、112、……、11M中的信号的相位差而在天线元件的排列方向上对所输入的已在与各天线对应的时间轴上傅里叶变换后的复数数据进行傅里叶变换。然后，DBF处理部535计算空间复数数据，并按照每一个拍频向方位检测部536输出，该空间复数数据表示与角度分辨率对应的每一个角度信道的频谱的强度。
方位检测部536为了估计先行车辆的方位而设置。方位检测部536将角度θ作为对象物所在的方位而向目标转移处理部537输出，该角度θ在已计算出的每一个拍频的空间复数数据的值的大小中取最大的值。
另外，估计表示入射波的入射方向的角度θ的方法并不限定于该例。能够利用前述的各种各样的入射方向估计算法进行。
目标转移处理部537计算当前计算出的对象物的距离、相对速度、方位的值与在从存储器531中读出的在一个循环之前计算出的对象物的距离、相对速度、方位的值各自的差分的绝对值。然后，当差分的绝对值小于按照每一个值决定的值时，目标转移处理部537将在一个循环之前检测出的目标与当前检测出的目标判断为相同的目标。在该情况下，目标转移处理部537将从存储器531中读出的该目标的转移处理次数增加一次。
在差分的绝对值大于已决定的值的情况下，目标转移处理部537判断为检测到新的对象物。目标转移处理部537将当前对象物的距离、相对速度、方位以及该对象物的目标转移处理次数保存到存储器531中。
在信号处理电路560中，能够利用对差频信号进行频率分析而获得的频谱检测与对象物之间的距离以及相对速度，该差频信号是根据接收到的反射波生成的信号。
相关矩阵生成部538利用存储器531中存储的每一个信道Ch1～ChM的差频信号(图43的下图)求出自相关矩阵。在算式4的自相关矩阵中，各矩阵的分量是通过差频信号的实部以及虚部表现的值。相关矩阵生成部538进一步求出自相关矩阵Rxx的各固有值，并向入射波估计单元AU输入所获得的固有值的信息。
接收强度计算部532在检测出多个与多个对象物对应的信号强度的峰的情况下，按照上行部分以及下行部分的每一个峰值从频率小的峰开始依次标注编号，并向目标输出处理部539输出。在此，在上行部分以及下行部分中，相同编号的峰与相同的对象物对应，将每一个识别编号设为对象物的编号。另外，为了避免繁杂化，在图42中省略记载了从接收强度计算部532向目标输出处理部539引出的引出线。
在对象物是前方结构物的情况下，目标输出处理部539将该对象物的识别编号作为目标输出。目标输出处理部539在接收多个对象物的判断结果且均为前方结构物的情况下，将位于本车辆的车道上的对象物的识别编号作为目标所在的物体位置信息输出。并且，目标输出处理部539在接收多个对象物的判断结果且均为前方结构物的情况并且两个以上的对象物位于本车辆的车道上的情况下，将从存储器531中读出的目标转移处理次数较多的对象物的识别编号作为目标所在的物体位置信息输出。
再次参照图41，对车载雷达系统510组装于图41所示的结构例的情况的例进行说明。图像处理电路720从影像获取物体的信息，并根据该物体的信息检测目标位置信息。图像处理电路720例如构成为：检测所获取的影像内的对象的深度值来估计物体的距离信息，或者根据影像的特征量检测物体大小的信息等，由此检测预先设定的物体的位置信息。
选择电路596将从信号处理电路560以及图像处理电路720接收的位置信息选择性地提供给行驶支援电子控制装置520。选择电路596例如对第一距离与第二距离进行比较，判断哪一个是离本车辆近的距离，第一距离是信号处理电路560的物体位置信息中所含的从本车辆到检测出的物体的距离，第二距离是图像处理电路720的物体位置信息中所含的从本车辆到检测出的物体的距离。例如，能够根据判断出的结果而由选择电路596选择离本车辆近的物体位置信息，并向行驶支援电子控制装置520输出。另外，在判断结果是第一距离与第二距离的值相同的情况下，选择电路596能够将其中的任意一个或两者向行驶支援电子控制装置520输出。
另外，在被从接收强度计算部532输入了不存在目标候补之类的信息的情况下，目标输出处理部539(图42)视为不存在目标，将零作为物体位置信息输出。然后，选择电路596根据来自目标输出处理部539的物体位置信息与预先设定的阈值进行比较，由此选择是否使用信号处理电路560或者图像处理电路720的物体位置信息。
通过物体检测装置570接收到先行物体的位置信息的行驶支援电子控制装置520根据预先设定的条件并结合物体位置信息的距离和大小、本车辆的速度、降雨、降雪、晴天等的路面状态等条件，进行对于驾驶本车辆的驾驶员来说操作变得安全或容易之类的控制。例如，在物体位置信息中未检测到物体的情况下，行驶支援电子控制装置520向油门控制电路526发送控制信号，以使加速至预先设定的速度，并控制油门控制电路526进行与踩油门踏板同等的动作。
在物体位置信息中检测到物体的情况下，若知晓离本车辆为规定的距离，则行驶支援电子控制装置520通过线控制动等结构借助制动器控制电路524进行制动器的控制。即，减速并以保持规定的车间距离的方式操作。行驶支援电子控制装置520接收物体位置信息，并将控制信号发送给警报控制电路522，控制声音或灯的点亮，以便借助车内扬声器将先行物体靠近的消息通知给驾驶员。行驶支援电子控制装置520接收包含先行车辆的配置在内的物体位置信息，只要是预先设定的行驶速度的范围，就能够以为了进行与先行物体的碰撞避免支援而容易自动地向左右任一方向操作转向或者强制性改变车轮的方向的方式控制转向侧的液压。
在物体检测装置570中，若能够利用选择电路596在前一次检测循环中连续检测固定时间而得的物体位置信息的数据，将来自通过摄像头检测出的摄像头影像的表示先行物体的物体位置信息与在当前检测循环中未能检测出的数据关联起来，则也可以进行使追踪继续的判断，并优先输出来自信号处理电路560的物体位置信息。
在美国专利第8446312号说明书、美国专利第8730096号说明书以及美国专利第8730099号说明书中公开了用于在选择电路596中选择信号处理电路560以及图像处理电路720的输出的具体结构例以及工作例。该公报的内容全部引用于本说明书中。
[第一变形例]
在上述应用例的车载用雷达系统中，频率调制连续波FMCW频率调制一次的(扫描)条件、即调制所需的时间宽度(扫描时间)例如是1毫秒。但是，还能够将扫描时间缩短到100微秒左右。
但是，为了实现这样的高速扫描条件，不仅是与发送波的发射相关的构成要素，还需要使与该扫描条件下的接收相关的构成要素高速工作。例如，需要设置在该扫描条件下高速工作的A/D转换器587(图42)。A/D转换器587的采样频率例如是10MHz。采样频率也可以比10MHz快。
在本变形例中，不利用基于多普勒频移的频率分量而计算与目标之间的相对速度。在本变形例中，扫描时间Tm＝100微秒，非常短。由于能够检测的差频信号的最低频率是1/Tm，因此在该情况下为10kHz。这相当于由具有大致20m/秒的相对速度的目标反射的反射波的多普勒频移。即，只要依赖于多普勒频移，就无法检测20m/秒以下的相对速度。由此，优选采用与基于多普勒频移的计算方法不同的计算方法。
在本变形例中，作为一例，对利用在发送波的频率增加的上差拍区间获得的、发送波与接收波之差的信号(上差拍信号)的处理进行说明。FMCW的扫描一次的时间是100微秒，波形为只由上差拍(上行)部分构成的锯齿形状。即，在本变形例中，三角波/CW波(连续波)生成电路581所生成的信号波具有锯齿形状。并且，频率的扫描宽度是500MHz。由于不利用伴随多普勒频移的峰，因此不进行生成上差拍信号和下差拍信号而利用两者的峰的处理，而是只用任一信号进行处理。在此，对利用上差拍信号的情况进行说明，但是在利用下差拍信号的情况下，也能够进行相同的处理。
A/D转换器587(图42)以10MHz的采样频率进行各上差拍信号的采样，并输出数百个数字数据(以下称作“采样数据”)。采样数据例如根据获得接收波的时刻以后且发送波的发送的结束时刻为止的上差拍信号而生成。另外，也可以在获得了一定数量的采样数据的时间点结束处理。
在本变形例中，连续进行128次上差拍信号的收发，每次收发时获得数百个采样数据。该上差拍信号的数量并不限定于128个。也可以是256个，或者还可以是8个。能够按照目的选择各种各样的个数。
所获得的采样数据存储于存储器531中。接收强度计算部532对采样数据执行二维高速傅里叶变换(FFT)。具体地说，首先，对扫描一次获得的每一个采样数据执行第一次FFT处理(频率分析处理)，生成功率谱。接下来，速度检测部534将处理结果转移并集中到所有扫描结果中执行第二次FFT处理。
利用由同一目标反射的反射波在各扫描期间检测的、功率谱的峰分量的频率均相同。另一方面，若目标不同，则峰分量的频率不同。根据第一次FFT处理，能够分离出位于不同距离的多个目标。
在相对于目标的相对速度不是零的情况下，上差拍信号的相位在每一次扫描时逐渐发生变化。即，根据第二次FFT处理，按照第一次FFT处理的结果求出功率谱，该功率谱具有与上述相位的变化相应的频率分量的数据作为要素。
接收强度计算部532提取第二次获得的功率谱的峰值发送给速度检测部534。
速度检测部534根据相位的变化求出相对速度。例如，假设连续获得的上差拍信号的相位每隔相位θ[RXd]发生变化。这表示在设发送波的平均波长为λ时，每获得一次上差拍信号时，距离以λ/(4π/θ)发生变化。该变化以上差拍信号的发送间隔Tm(＝100微秒)发生。由此，能够通过{λ/(4π/θ)}/Tm获得相对速度。
根据以上处理，除了能够求出与目标之间的距离之外，还能够求出与目标之间的相对速度。
[第二变形例]
雷达系统510能够利用一个或多个频率的连续波CW检测目标。该方法在如车辆位于隧道内的情况那样从周围的静止物向雷达系统510入射多个反射波的环境中尤其有用。
雷达系统510具备接收用天线阵列，该接收用天线阵列包含独立的5信道的接收元件。在这样的雷达系统中，只能在同时入射的反射波是四个以下的状态下进行所入射的反射波的入射方位的估计。在FMCW方式的雷达中，能够通过只选择来自特定距离的反射波来减少同时进行入射方位估计的反射波的数量。但是，在隧道内等周围存在多个静止物的环境中，由于处于与反射电波的物体连续存在的状况相等的状况，因此即使根据距离限制反射波，也有可能发生反射波的数量不是四个以下的状况。但是，由于这些周围的静止物相对于本车辆的相对速度全部相同，而且相对速度比在前方行驶的其他车辆的相对速度大，因此能够根据多普勒频移的大小来区分静止物与其他车辆。
因此，雷达系统510进行如下处理：发射多个频率的连续波CW，忽略接收信号中相当于静止物的多普勒频移的峰，而是利用位移量小于该峰的多普勒频移的峰检测距离。与FMCW方式不同地，在CW方式中，只通过多普勒频移而在发送波与接收波之间产生频率差。即，在差频信号中出现的峰的频率只取决于多普勒频移。
另外，在本变形例的说明中也将在CW方式中利用的连续波描述为“连续波CW”。如上所述，连续波CW的频率固定而未被调制。
假设雷达系统510发射频率fp的连续波CW，并检测出了由目标反射的频率fq的反射波。发送频率fp与接收频率fq之差被称作多普勒频率，近似地表示为fp-fq＝2·Vr·fp/c。在此，Vr是雷达系统与目标的相对速度，c是光速。发送频率fp、多普勒频率(fp-fq)以及光速c是已知的。由此，能够根据该算式求出相对速度Vr＝(fp-fq)·c/2fp。如后述，利用相位信息计算到目标为止的距离。
为了利用连续波CW检测到目标为止的距离，采用双频CW方式。在双频CW方式中，每隔一定期间发射稍微偏离的两个频率的连续波CW，并获取各个反射波。例如在利用76GHz频段的频率的情况下，两个频率差是数百千赫。另外，如后述，更优选考虑所使用的雷达能够检测目标的界限的距离来规定两个频率的差。
假设雷达系统510依次发射频率fp1以及fp2(fp1＜fp2)的连续波CW，并由一个目标反射两种连续波CW，由此频率fq1以及fq2的反射波被雷达系统510接收。
通过频率fp1的连续波CW及其反射波(频率fq1)获得第一多普勒频率。并且，通过频率fp2的连续波CW及其反射波(频率fq2)获得第二多普勒频率。两个多普勒频率是实质上相同的值。但是，接收波在复信号中的相位根据频率fp1与fp2的不同而不同。通过使用该相位信息，能够计算到目标为止的距离。
具体地说，雷达系统510能够求出距离R，R＝c·Δφ/4π(fp2-fp1)。在此，Δφ表示两个差频信号的相位差。两个差频信号是指：作为频率fp1的连续波CW与其反射波(频率fq1)的差分获得的差频信号1；以及作为频率fp2的连续波CW与其反射波(频率fq2)的差分获得的差频信号2。差频信号1的频率fb1以及差频信号2的频率fb2的确定方法与上述单频的连续波CW中的差频信号的例相同。
另外，如下求出双频CW方式下的相对速度Vr。
Vr＝fb1·c/2·fp1或Vr＝fb2·c/2·fp2
并且，能够明确地确定到目标为止的距离的范围限制在Rmax＜c/2(fp2-fp1)的范围内。这是因为，通过由比该距离远的目标反射的反射波获得的差频信号的Δφ超过2π，无法与通过更近的位置的目标产生的差频信号进行区分。因此，更优选调节两个连续波CW的频率的差来使Rmax大于雷达的检测界限距离。在检测界限距离是100m的雷达中，设fp2-fp1为例如1.0MHz。在该情况下，由于Rmax＝150m，因此无法检测来自位于超过Rmax的位置的目标的信号。并且，在装设能够检测至250m的雷达的情况下，将fp2-fp1设为例如500kHz。在该情况下，由于Rmax＝300m，因此仍然无法检测来自位于超过Rmax的位置的目标的信号。并且，在雷达包括检测界限距离是100m且水平方向的视场角是120度的工作模式和检测界限距离是250m且水平方向的视场角是5度的工作模式这两种模式的情况下，更优选在每个工作模式下将fp2-fp1的值分别替换成1.0MHz和500kHz来进行工作。
已知有能够通过以N个(N：3以上的整数)不同的频率发送连续波CW并利用各个反射波的相位信息来分别检测到各目标为止的距离的检测方式。根据该检测方式，能够准确地识别到N-1个为止的目标的距离。作为为此的处理，例如利用高速傅里叶变换(FFT)。现在，设N＝64或者128，对各频率的发送信号与接收信号的差即差频信号的采样数据进行FFT，获得频谱(相对速度)。之后，关于同一频率的峰以CW波的频率再进行FFT，从而能够求出距离信息。
以下，进行更具体的说明。
为了简化说明，首先，对将三个频率f1、f2、f3的信号进行时间切换来发送的例进行说明。在此，设f1＞f2＞f3，并且f1-f2＝f2-f3＝Δf。并且，设各频率的信号波的发送时间为Δt。图46示出三个频率f1、f2、f3之间的关系。
三角波/CW波生成电路581(图42)经由发送天线Tx发送各自持续时间Δt的频率f1、f2、f3的连续波CW。接收天线Rx接收各连续波CW被一个或多个目标反射的反射波。
混频器584混合发送波与接收波而生成差频信号。A/D转换器587将作为模拟信号的差频信号转换为例如数百个数字数据(采样数据)。
接收强度计算部532利用采样数据进行FFT运算。FFT运算的结果是，关于发送频率f1、f2、f3分别获得接收信号的频谱的信息。
之后，接收强度计算部532从接收信号的频谱的信息分离出峰值。具有规定以上的大小的峰值的频率同与目标之间的相对速度成比例。从接收信号的频谱的信息分离出峰值是指，分离出相对速度不同的一个或多个目标。
接下来，接收强度计算部532关于发送频率f1～f3分别测量相对速度相同或在预先规定的范围内的峰值的频谱信息。
现在，考虑两个目标A与B的相对速度相同且分别存在于不同的距离处的情况。频率f1的发送信号被目标A以及B这两者反射，并作为接收信号获得。来自目标A以及B的各反射波的差频信号的频率大致相同。因此，接收信号在相当于相对速度的多普勒频率下的功率谱能够作为合成了两个目标A以及B的各功率谱的合成频谱F1获得。
同样地，关于各个频率f2以及f3，接收信号在相当于相对速度的多普勒频率下的功率谱也能够作为合成了两个目标A以及B的各功率谱的合成频谱F2以及F3获得。
图47示出复平面上的合成频谱F1～F3之间的关系。朝向分别伸展合成频谱F1～F3的两个矢量的方向，右侧的矢量与来自目标A的反射波的功率谱对应。在图47中与矢量f1A～f3A对应。另一方面，朝向分别伸展合成频谱F1～F3的两个矢量的方向，左侧的矢量与来自目标B的反射波的功率谱对应。在图47中与矢量f1B～f3B对应。
当发送频率的差分Δf固定时，与频率f1以及f2的各发送信号对应的各接收信号的相位差同到目标为止的距离成比例关系。由此，矢量f1A与f2A的相位差同矢量f2A与f3A的相位差为相同的值θA，相位差θA与到目标A为止的距离成比例。同样地，矢量f1B与f2B的相位差同矢量f2B与f3B的相位差为相同的值θB，相位差θB与到目标B为止的距离成比例。
利用周知的方法，能够根据合成频谱F1～F3以及发送频率的差分Δf求出到目标A以及目标B各自为止的距离。该技术例如在美国专利6703967号中公开。将该公报的内容全部引用于本说明书中。
即使在所发送的信号的频率为4以上的情况下，也能够应用相同的处理。
另外，也可以在以N个不同的频率发送连续波CW之前，进行通过双频CW方式求出到各目标为止的距离以及相对速度的处理。而且，也可以在规定的条件下切换成以N个不同的频率发送连续波CW的处理。例如，在利用两个频率各自的差频信号进行FFT运算且各发送频率的功率谱的时间变化为30％以上的情况下，也可以进行处理的切换。来自各目标的反射波的振幅因多信道的影响等而在时间上大幅变化。在存在规定以上的变化的情况下，可以考虑可能存在多个目标。
并且，已知在CW方式中，在雷达系统与目标的相对速度为零的情况下，即在多普勒频率为零的情况下，无法检测目标。但是，若例如通过以下方法模拟地求出多普勒信号，则能够利用其频率检测目标。
(方法1)追加使接收用天线的输出移位固定频率的混频器。通过利用发送信号和频率被移位的接收信号，能够获得模拟多普勒信号。
(方法2)在接收用天线的输出与混频器之间插入可变相位器，对接收信号模拟地附加相位差，该可变相位器使相位在时间上连续地发生变化。通过利用发送信号和附加了相位差的接收信号，能够获得模拟多普勒信号。
基于方法2的插入可变相位器来产生模拟多普勒信号的具体结构例以及动作例在日本特开2004-257848号公报中公开。将该公报的内容全部引用于本说明书中。
在需要检测相对速度为零的目标或相对速度非常小的目标的情况下，可以使用产生上述模拟多普勒信号的处理，也可以切换成基于FMCW方式的目标检测处理。
接下来，参照图48说明通过车载雷达系统510的物体检测装置570进行的处理的步骤。
以下，对通过以两个不同的频率fp1以及fp2(fp1＜fp2)发送连续波CW并利用各个反射波的相位信息来分别检测与目标之间的距离的例进行说明。
图48是示出基于本变形例的求出相对速度以及距离的处理的步骤的流程图。
在步骤S41中，三角波/CW波生成电路581生成频率稍微偏移的两种不同的连续波CW。设频率为fp1以及fp2。
在步骤S42中，发送天线Tx以及接收天线Rx进行所生成的一连串连续波CW的收发。另外，步骤S41的处理以及步骤S42的处理分别在三角波/CW波生成电路581以及发送天线Tx/接收天线Rx中并列进行。需注意不是在完成步骤S41之后进行步骤S42。
在步骤S43中，混频器584利用各发送波和各接收波生成两个差分信号。各接收波包含来自静止物的接收波和来自目标的接收波。因此，接下来进行确定用作差频信号的频率的处理。另外，步骤S41的处理、步骤S42的处理以及步骤S43的处理分别在三角波/CW波生成电路581、发送天线Tx/接收天线Rx以及混频器584中并列进行。需注意不是在完成步骤S41之后进行步骤S42，并且也不是在完成步骤S42之后进行步骤S43。
在步骤S44中，物体检测装置570关于两个差分信号，分别将峰的频率确定为差频信号的频率fb1以及fb2，该峰的频率是作为阈值预先规定的频率以下，并且具有预先规定的振幅值以上的振幅值，而且彼此的频率差为规定值以下。
在步骤S45中，接收强度计算部532根据已确定的两个差频信号的频率中的一个频率检测相对速度。接收强度计算部532例如通过Vr＝fb1·c/2·fp1计算相对速度。另外，也可以利用差频信号的各频率计算相对速度。由此，接收强度计算部532能够验证两者是否一致，从而提高相对速度的计算精度。
在步骤S46中，接收强度计算部532求出两个差频信号1与差频信号2的相位差Δφ，并求出到目标为止的距离R＝c·Δφ/4π(fp2-fp1)。
通过以上处理，能够检测到目标为止的相对速度以及距离。
另外，也可以以3以上的N个不同的频率发送连续波CW，并利用各个反射波的相位信息检测到相对速度相同且存在于不同位置的多个目标为止的距离。
以上说明的车辆500除了具有雷达系统510之外，也可以还具有其他雷达系统。例如，车辆500也可以还具备在车体的后方或侧方具有检测范围的雷达系统。在包括在车体的后方具有检测范围的雷达系统的情况下，该雷达系统监控后方，在存在被其他车辆追尾的危险性时，能够进行发出警报等响应。在包括在车体的侧方具有检测范围的雷达系统的情况下，当本车辆进行车道变更等时，该雷达系统能够监控相邻车道，并根据需要进行发出警报等响应。
以上说明的雷达系统510的用途并不限定于车载用途。能够用作各种各样的用途的传感器。例如，能够用作用于监控房屋以外的建筑物的周围的雷达。或者，能够用作用于不依赖光学图像而监控室内的特定地点是否有人或者是否有该人的移动等的传感器。
[处理的补充]
关于与前述阵列天线相关的双频CW或FMCW，对其他实施方式进行说明。如前述，在图42的例中，接收强度计算部532对存储器531中存储的每一个信道Ch1～ChM的差频信号(图43的下图)进行傅里叶变换。此时的差频信号是复信号。其理由是为了确定作为运算对象的信号的相位。由此，能够准确地确定入射波方向。但是，在该情况下，用于傅里叶变换的运算负荷量增大，电路规模变大。
为了克服该问题，也可以通过如下方法获得频率分析结果：作为差频信号生成标量信号，对分别生成的多个差频信号执行关于沿天线排列的空间轴方向以及沿时间经过的时间轴方向的两次复傅里叶变换。由此，最终能够以较少的运算量进行能够确定反射波的入射方向的波束成形，从而能够获得每一个波束的频率分析结果。作为与本案相关的专利公报，将美国专利第6339395号说明书的公开内容全部引用于本说明书中。
[摄像头等光学传感器和毫米波雷达]
接下来，对上述阵列天线与以往天线的比较以及利用本阵列天线和光学传感器例如摄像头这两者的应用例进行说明。另外，也可以将光学雷达(LIDAR)等用作光学传感器。
毫米波雷达能够直接检测到目标为止的距离及其相对速度。并且，具有即使在包括傍晚在内的夜间或降雨、雾、降雪等恶劣天气时检测性能也不会大幅下降之类的特征。另一方面，与摄像头相比，毫米波雷达不易二维地捕捉目标。而摄像头容易二维地捕捉目标，且比较容易识别其形状。但是，摄像头有时在夜间或恶劣天气时无法拍摄目标，这一点成为大课题。尤其是在水滴附着在采光部分的情况下，或者在视野因雾变窄的情况下，该课题变得明显。即使在作为相同的光学系传感器的光学雷达等中，也同样存在该课题。
近年来，随着车辆的安全行驶要求高涨，开发出了将碰撞等防范于未然的驾驶员辅助系统(Driver Assist System)。驾驶员辅助系统利用摄像头或毫米波雷达等传感器获取车辆行进方向的图像，在识别到车辆行驶上被预测为障碍的障碍物的情况下，通过自动操作制动器等而将碰撞等防范于未然。这样的防碰撞功能要求即使在夜间或恶劣天气时也正常发挥。
因此，正在普及所谓的融合结构的驾驶员辅助系统，该融合结构的驾驶员辅助系统作为传感器除了装设以往的摄像头等光学传感器之外，还装设毫米波雷达，进行发挥两者的优点的识别处理。关于这样的驾驶员辅助系统在后面进行阐述。
另一方面，对毫米波雷达本身要求的要求功能进一步提高。在车载用途的毫米波雷达中，主要使用76GHz频段的电磁波。其天线的天线功率(antenna power)按照各国的法律等限制在固定以下。例如，在日本限制在0.01W以下。在这样的限制中，对车载用途的毫米波雷达例如要求满足如下等要求性能：其检测距离是200m以上，天线的大小是60mm×mm以下，水平方向的检测角度是90度以上，距离分辨率是20cm以下，还能够在10m以内的近距离处进行检测。以往的毫米波雷达将微带线路用作波导路，将贴片天线用作天线(以下，将这些统称为“贴片天线”)。但是，利用贴片天线很难实现上述性能。
发明人通过使用应用了本公开的技术的缝隙阵列天线成功地实现了上述性能。由此，实现了与以往的贴片天线等相比小型、高效、高性能的毫米波雷达。此外，通过组合该毫米波雷达和摄像头等光学传感器，实现了以往未有的小型、高效、高性能的融合装置。以下，对此进行详细叙述。
图49是与车辆500中的融合装置有关的图，该融合装置包括具有应用了本公开的技术的缝隙阵列天线的雷达系统510(以下，还称作毫米波雷达510。)以及车载摄像头系统700。以下，参照该图对各种各样的实施方式进行说明。
[毫米波雷达的车厢内设置]
基于以往的贴片天线的毫米波雷达510’配置在位于车辆的前车头的格栅512的后方内侧。从天线发射出的电磁波穿过格栅512的间隙而向车辆500的前方发射。在该情况下，电磁波通过区域中不存在玻璃等使电磁波能量衰减或使电磁波反射的介电层。由此，从基于贴片天线的毫米波雷达510’发射出的电磁波也到达远距离、例如150m以上的目标。然后，毫米波雷达510’能够通过利用天线接收由该目标反射的电磁波来检测目标。但是，在该情况下，由于天线配置在车辆的格栅512的后方内侧，因此在车辆与障碍物发生碰撞的情况下，有时导致雷达破损。并且，由于在雨天等时迸溅泥等，因此污垢附着于天线，有时阻碍电磁波的发射和接收。
在使用了本公开的实施方式中的缝隙阵列天线的毫米波雷达510中，能够与以往相同地配置在位于车辆的前车头的格栅512的后方(未图示)。由此，能够百分百有效利用从天线发射的电磁波的能量，从而能够检测位于超过以往的远距离、例如250m以上的距离的目标。
而且，基于本公开的实施方式的毫米波雷达510还能够配置在车辆的车厢内。在该情况下，毫米波雷达510配置在车辆的前挡玻璃511的内侧且该前挡玻璃511和后视镜(未图示)的与镜面相反的一侧的面之间的空间。而基于以往的贴片天线的毫米波雷达510’无法放置在车厢内。其理由主要有以下两点。第一个理由是，由于尺寸大，因此无法容纳在前挡玻璃511与后视镜之间的空间内。第二个理由是，由于发射到前方的电磁波由前挡玻璃511反射，并通过介电损耗而衰减，因此无法到达所要求的距离。其结果是，在将基于以往的贴片天线的毫米波雷达放置在车厢内的情况下，只能检测至存在于例如前方100m处的目标。而基于本公开的实施方式的毫米波雷达即使发生因前挡玻璃511的反射或衰减，也能够检测位于200m以上距离处的目标。这是与将基于以往的贴片天线的毫米波雷达放置在车厢外的情况等同或其以上的性能。
[基于毫米波雷达和摄像头等的车厢内配置的融合结构]
当前，在大多驾驶员辅助系统(Driver Assist System)中使用的主要传感器使用CCD摄像头等光学拍摄装置。而且，考虑外部环境等的恶劣影响，通常在前挡玻璃511的内侧的车厢内配置摄像头等。此时，为了使雨滴等的光学影响最小化，在前挡玻璃511的内侧且雨刷(未图示)工作的区域配置摄像头等。
近年来，从提高车辆的自动制动器等的性能的要求来看，要求在任何外部环境中都可靠地工作的自动制动器等。在该情况下，在只由摄像头等光学设备构成驾驶员辅助系统的传感器的情况下，存在夜间或恶劣天气时无法保证可靠的工作这样的课题。因此，要求一种以下驾驶员辅助系统：除了使用摄像头等光学传感器之外，还同时使用毫米波雷达来进行协同处理，由此即使在夜间或恶劣天气时也可靠地工作。
如前述，使用本缝隙阵列天线的毫米波雷达能够实现小型化，而且被发射的电磁波的效率比以往的贴片天线明显提高，由此能够配置在车厢内。有效利用该特性，如图49所示，不仅是摄像头等光学传感器(车载摄像头系统700)，使用本缝隙阵列天线的毫米波雷达510也能够一同配置在车辆500的前挡玻璃511的内侧。由此，产生了以下新的效果。
(1)容易将驾驶员辅助系统(Driver Assist System)安装于车辆500。在以往的基于贴片天线的毫米波雷达510’中，需要在位于前车头的格栅512的后方确保配置雷达的空间。该空间由于包含影响车辆的结构设计的部位，因此在雷达装置的大小发生了变化的情况下，有时需要重新设计结构。但是，通过将毫米波雷达配置在车厢内，消除了这样的不便。
(2)不受车辆外部的环境、即雨天或夜间等的影响，能够确保可靠性更高的工作。尤其如图50所示，通过将毫米波雷达(车载雷达系统)510和车载摄像头系统700放置在车厢内的大致相同的位置处，各自的视野、视线一致，后述的“核对处理”即识别各自捕捉的目标信息是否为同一物体的处理变得容易。而在将毫米波雷达510’放置在位于车厢外的前车头的格栅512的后方的情况下，由于其雷达视线L与放置在车厢内时的雷达视线M不同，因此与利用车载摄像头系统700获取的图像之间的偏差变大。
(3)提高了毫米波雷达装置的可靠性。如前述，以往的基于贴片天线的毫米波雷达510’配置在位于前车头的格栅512的后方，因此容易附着污垢，并且即使因轻微的碰撞事故等也有时破损。根据这些理由，需要经常清洁以及确认功能。并且，如后述，在毫米波雷达的安装位置或方向因事故等的影响而发生偏移的情况下，需要再次进行与摄像头的对准。但是，通过将毫米波雷达配置在车厢内，这些概率变小，消除了这样的不便。
在这样的融合结构的驾驶员辅助系统中，也可以具有摄像头等光学传感器和使用了本缝隙阵列天线的毫米波雷达510相互固定在一起的一体结构。在该情况下，摄像头等光学传感器的光轴与毫米波雷达的天线的方向需要确保固定的位置关系。关于这一点在后面叙述。并且，在将该一体结构的驾驶员辅助系统固定在车辆500的车厢内的情况下，需要将摄像头的光轴等调整为朝向车辆前方的所希望的方向。关于这一点，有美国专利申请公开第2015/0264230号说明书、美国专利申请公开第2016/0264065号说明书、美国专利申请15/248141、美国专利申请15/248149、美国专利申请15/248156，并引用这些内容。并且，作为与此相关的以摄像头为中心的技术，有美国专利第7355524号说明书以及美国专利第7420159号说明书，将这些公开内容全部引用于本说明书中。
并且，关于将摄像头等光学传感器和毫米波雷达配置在车厢内的技术，有美国专利第8604968号说明书、美国专利第8614640号说明书以及美国专利第7978122号说明书等。将这些公开内容全部引用于本说明书中。但是，在申请这些专利的时间点，作为毫米波雷达只知晓包含贴片天线的以往的天线，因而是无法进行充分的距离的观测的状态。例如，考虑能够利用以往的毫米波雷达观测到的距离充其量也只是100m～150m。并且，在将毫米波雷达配置在前挡玻璃的内侧的情况下，由于雷达的尺寸大，因此遮挡了驾驶员的视野，产生了阻碍安全驾驶等不便。与此相对，使用本公开的实施方式所涉及的缝隙阵列天线的毫米波雷达为小型，而且被发射的电磁波的效率比以往的贴片天线明显提高，因此能够配置在车厢内。由此，能够进行200m以上的远距离的观测，并且还不遮挡驾驶员的视野。
[毫米波雷达和摄像头等的安装位置的调整]
在融合结构的处理(以下，有时称作“融合处理”)中，要求利用摄像头等获得的图像和利用毫米波雷达获得的雷达信息与相同的坐标系相关联。这是因为，在位置以及目标的大小彼此不同的情况下，阻碍两者的协同处理。
对此，需要用以下三个观点进行调整。
(1)摄像头等的光轴和毫米波雷达的天线的方向处于一定的固定关系。
要求摄像头等的光轴与毫米波雷达的天线的方向相互一致。或者，在毫米波雷达中，有时具有两个以上的发送天线和两个以上的接收天线，还有刻意使各个天线的方向不同的情况。因而，要求保证摄像头等的光轴与这些天线的朝向之间至少具有一定的已知关系。
在前述的具有摄像头等和毫米波雷达相互固定在一起的一体结构的情况下，摄像头等与毫米波雷达的位置关系是固定的。因而，在该一体结构的情况下，满足这些条件。另一方面，在以往的贴片天线等中，毫米波雷达配置在车辆500的格栅512的后方。在该情况下，它们的位置关系通常根据以下(2)调整。
(2)在安装于车辆时的初始状态(例如，出厂时)下，通过摄像头等获取的图像和毫米波雷达的雷达信息处于一定的固定关系。
摄像头等光学传感器以及毫米波雷达510或510’在车辆500中的安装位置最终通过以下方法确定。即，将作为基准的图或通过雷达观测的目标(以下，分别称作“基准图”、“基准目标”，有时将两者统称为“基准对象物”)准确地配置在车辆500的前方的规定位置800。通过摄像头等光学传感器或毫米波雷达510观测该基准对象物。对被观测到的基准对象物的观测信息与预先存储的基准对象物的形状信息等进行比较，定量地掌握当前的偏移信息。根据该偏移信息利用以下中的至少一种方法调整或修正摄像头等光学传感器以及毫米波雷达510或510’的安装位置。另外，也可以利用带来相同的结果的除此以外的方法。
(i)调整摄像头和毫米波雷达装置的安装位置，使基准对象物到摄像头与毫米波雷达的中央。在该调整中也可以使用另行设置的工具等。
(ii)求出摄像头和毫米波雷达相对于基准对象物的方位的偏移量，通过摄像头图像的图像处理以及雷达处理来修正各个方位的偏移量。
应该关注的是，在具有摄像头等光学传感器和使用本公开的实施方式所涉及的缝隙阵列天线的毫米波雷达510相互固定的一体结构的情况下，只要关于摄像头以及雷达中的任一个调整与基准对象物之间的偏移，则关于摄像头以及毫米波雷达中的另一个也可知偏移量，无需关于另一个再次检查与基准对象物之间的偏移。
即，关于车载摄像头系统700，将基准图放置在规定位置750，并对该拍摄图像与表示基准图图像应预先位于摄像头的视野的哪一处的信息进行比较，由此检测偏移量。基于此，通过上述(i)、(i i)中的至少一种方法进行摄像头的调整。接下来，将利用摄像头求出的偏离量换算为毫米波雷达的偏离量。之后，关于雷达信息，通过上述(i)、(ii)中的至少一种方法调整偏移量。
或者，也可以根据毫米波雷达510进行偏移量的检测。即，关于毫米波雷达510，将基准目标放置在规定位置800，并对该雷达信息与表示基准目标应预先位于毫米波雷达510的视野的哪一处的信息进行比较，由此检测偏移量。基于此，通过上述(i)、(ii)中的至少一种方法进行毫米波雷达510的调整。接下来，将利用毫米波雷达求出的偏移量换算为摄像头的偏移量。之后，关于利用摄像头获得的图像信息，通过上述(i)、(ii)中的至少一种方法调整偏移量。
(3)即使在车辆中的初始状态以后，通过摄像头等获取的图像和毫米波雷达的雷达信息也维持一定的关系。
在初始状态下，通过摄像头等获取的图像和毫米波雷达的雷达信息通常是固定的，只要没有车辆事故等，之后很少发生变化。但是，即使在它们发生偏离的情况下，也能够通过以下方法进行调整。
摄像头例如以本车辆的特征部分513、514(特征点)进入其视野内的状态安装。对通过摄像头实际拍摄该特征点的位置与摄像头原本准确地安装时该特征点的位置信息进行比较，并检测其偏移量。通过根据该检测出的偏离量修正之后拍摄到的图像的位置，能够修正摄像头的物理安装位置的偏移。通过该修正，在能够充分发挥车辆中要求的性能的情况下，不需要进行所述(2)的调整。并且，即使在车辆500的启动时或运行中，也定期执行该调整方法，由此即使在重新产生摄像头等的偏移的情况下，也能够修正偏移量，从而能够实现安全的行驶。
但是，通常认为该方法的调整精度比所述(2)中叙述的方法下降。在根据通过摄像头来拍摄基准对象物而得到的图像进行调整时，能够高精度地确定基准对象物的方位，因此容易实现高的调整精度。但是，在本方法中，代替基准对象物而将车体的一部分图像利用于调整，因此，提高方位的特性精度稍微难。因此，调整精度也下降。但是，作为摄像头等的安装位置因事故或对车厢内的摄像头等施加较大的外力的情况等而大幅偏离时的修正方法是有效的。
[毫米波雷达和摄像头等所检测出的目标的关联：核对处理]
在融合处理中，需要对一个目标进行由摄像头等获得的图像和由毫米波雷达获得的雷达信息是“同一目标”的识别。例如，考虑在车辆500的前方出现了两个障碍物(第一障碍物和第二障碍物)、例如两辆自行车的情况。该两个障碍物在被拍摄为摄像头图像的同时，还被检测为毫米波雷达的雷达信息。此时，关于第一障碍物，摄像头图像和雷达信息需要被相互关联为同一目标。同样地，关于第二障碍物，其摄像头图像和其雷达信息需要被相互关联为同一目标。假设在弄错而误认为作为第一障碍物的摄像头图像和作为第二障碍物的毫米波雷达的雷达信息是同一目标的情况下，有可能引发大事故。以下，在本说明书中，有时将这样的判断摄像头图像上的目标和雷达图像上的目标是否为同一目标的处理称作“核对处理”。
关于该核对处理，有以下叙述的各种各样的检测装置(或方法)。以下，对这些进行具体说明。另外，以下检测装置设置于车辆，至少包括：毫米波雷达检测部；朝向与毫米波雷达检测部进行检测的方向重合的方向配置的摄像头等图像检测部；以及核对部。在此，毫米波雷达检测部具有本公开中的任一实施方式中的缝隙阵列天线，至少获取其视野内的雷达信息。图像获取部至少获取其视野内的图像信息。核对部包含处理电路，该处理电路对毫米波雷达检测部的检测结果与图像检测部的检测结果进行核对，判断是否由这两个检测部检测出了同一目标。在此，图像检测部能够选择光学摄像头、光学雷达、红外线雷达、超声波雷达中的任意一个或两个以上来构成。以下检测装置在核对部中的检测处理不同。
第一检测装置中的核对部进行以下两个核对。第一核对包含：对通过毫米波雷达检测部检测出的关注的目标获得其距离信息以及横向位置信息，同时对通过图像检测部检测出的一个或两个以上目标中的位于最靠近所关注的目标的位置的目标进行核对，并检测它们的组合。第二核对包含：对通过图像检测部检测出的关注的目标获得其距离信息以及横向位置信息，同时对通过毫米波雷达检测部检测出的一个或两个以上的目标中的位于最靠近所关注的目标的位置的目标进行核对，并检测它们的组合。而且，该核对部判断相对于通过毫米波雷达检测部检测出的这些各目标的组合以及相对于通过图像检测部检测出的这些各目标的组合中是否存在一致的组合。然后，当存在一致的组合的情况下，判断为由两个检测部检测出了同一物体。由此，进行分别由毫米波雷达检测部和图像检测部检测出的目标的核对。
与此相关的技术在美国专利第7358889号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。在该公报中，例示出具有两个摄像头的所谓的立体摄像头来说明了图像检测部。但是，该技术并不限定于此。即使在图像检测部具有一个摄像头的情况下，也通过对检测出的目标适当地进行图像识别处理等来获得目标的距离信息和横向位置信息即可。同样地，也可以将激光扫描器等激光传感器用作图像检测部。
第二检测装置中的核对部按每一规定时间对毫米波雷达检测部的检测结果和图像检测部的检测结果进行核对。核对部在根据前一次的核对结果判断为由两个检测部检测出了同一目标的情况下，利用其前一次的核对结果进行核对。具体地说，核对部对本次由毫米波雷达检测部检测出的目标以及本次由图像检测部检测出的目标与前一次的核对结果中判断出的由两个检测部检测出的目标进行核对。然后，核对部根据与本次由毫米波雷达检测部检测出的目标之间的核对结果以及与本次由图像检测部检测出的目标之间的核对结果，判断是否由两个检测部检测出了同一目标。如此，该检测装置并不直接核对两个检测部的检测结果，而是利用前一次的核对结果与两个检测结果进行时序性的核对。因此，与只进行瞬间核对的情况相比，检测精度提高，能够进行稳定的核对。尤其是，即使在检测部的精度瞬间下降时，由于利用过去的核对结果，因此也能够进行核对。并且，在该检测装置中，能够通过利用前一次的核对结果简单地进行两个检测部的核对。
并且，该检测装置的核对部在利用前一次的核对结果进行本次核对时，在判断为由两个检测部检测出了同一物体的情况下，将其判断出的物体除外，对本次由毫米波雷达检测部检测出的物体与本次由图像检测部检测出的物体进行核对。然后，该核对部判断是否存在本次由两个检测部检测出的同一物体。如此，检测装置在考虑时序性的核对结果的基础上，通过在其每一瞬间获得的两个检测结果进行瞬间核对。因此，检测装置对在本次检测中检测出的物体也能够可靠地进行核对。
与这些相关的技术在美国专利第7417580号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。在该公报中，例示出具有两个摄像头的所谓的立体摄像头来说明了图像检测部。但是，该技术并不限定于此。即使在图像检测部具有一个摄像头的情况下，也通过对检测出的目标适当地进行图像识别处理等来获得目标的距离信息和横向位置信息即可。同样地，也可以将激光扫描器等激光传感器用作图像检测部。
第三检测装置中的两个检测部以及核对部以规定的时间间隔进行目标的检测和它们的核对，并将这些检测结果和核对结果按时序存储于存储器等存储介质中。然后，核对部根据通过图像检测部检测出的目标的图像上的大小变化率和通过毫米波雷达检测部检测出的本车辆至目标的距离及其变化率(与本车辆之间的相对速度)，判断通过图像检测部检测出的目标和通过毫米波雷达检测部检测出的目标是否为同一物体。
核对部在判断为这些目标是同一物体的情况下，根据通过图像检测部检测出的目标的图像上的位置和通过毫米波雷达检测部检测出的本车辆至目标的距离和/或其变化率预测与车辆碰撞的可能性。
与这些相关的技术在美国专利第6903677号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。
如以上说明，在毫米波雷达和摄像头等图像拍摄装置的融合处理中，对由摄像头等获得的图像和由毫米波雷达获得的雷达信息进行核对。利用上述本公开的实施方式的阵列天线的毫米波雷达能够构成为高性能且小型。因而，关于包含上述核对处理在内的融合处理整体，能够实现高性能化和小型化等。由此，提高目标识别的精度，能够实现车辆的更安全的行驶控制。
[其他融合处理]
在融合处理中，根据由摄像头等获得的图像与由毫米波雷达检测部获得的雷达信息的核对处理来实现各种各样的功能。以下，对实现该代表性的功能的处理装置的例进行说明。
以下处理装置设置于车辆，至少具备：在规定方向上发送和接收电磁波的毫米波雷达检测部；具有与该毫米波雷达检测部的视野重合的视野的单眼摄像头等图像获取部；以及从该毫米波雷达检测部和图像获取部获得信息进行目标的检测等的处理部。毫米波雷达检测部获取该视野内的雷达信息。图像获取部获取该视野内的图像信息。图像获取部能够选择光学摄像头、光学雷达、红外线雷达、超声波雷达中的任意一个或两个以上而使用。处理部能够通过与毫米波雷达检测部以及图像获取部连接的处理电路实现。以下处理装置在该处理部中的处理内容不同。
第一处理装置的处理部从由图像获取部拍摄的图像中提取识别为与通过毫米波雷达检测部检测出的目标相同的目标。即，进行基于前述的检测装置的核对处理。然后，获取所提取出的目标的图像的右侧边缘以及左侧边缘的信息，并关于两个边缘导出轨迹近似线，该轨迹近似线是近似于所获取的右侧边缘以及左侧边缘的轨迹的直线或规定的曲线。将存在于该轨迹近似线上的边缘的数量较多的一方选择为目标的真实边缘。然后，根据被选择为真实边缘的边缘的位置，导出目标的横向位置。由此，能够更加提高目标的横向位置的检测精度。
与这些相关的技术在美国专利第8610620号说明书中记载。将该文献的公开内容全部引用于本说明书中。
第二处理装置的处理部在确定有无目标时，根据图像信息改变雷达信息中的用于确定有无目标的判断基准值。由此，例如在能够通过摄像头等确认成为车辆行驶的障碍物的目标图像的情况下，或者在估计为存在目标的情况下等，能够通过最佳地改变通过毫米波雷达检测部检测目标的判断基准而获得更加准确的目标信息。即，在存在障碍物的可能性高的情况下，能够通过改变判断基准而使该处理装置可靠地工作。另一方面，在存在障碍物的可能性低的情况下，能够防止该处理装置进行不必要的工作。由此，能够使系统适当地工作。
而且，在该情况下，处理部还能够根据雷达信息设定图像信息的检测区域，并根据该区域内的图像信息估计障碍物的存在。由此，能够实现检测处理的效率化。
与这些相关的技术在美国专利第7570198号说明书中记载。将该文献的公开内容全部引用于本说明书中。
第三处理装置的处理部进行复合显示，该复合显示将基于通过多个不同的图像拍摄装置以及毫米波雷达检测部获得的图像以及雷达信息的图像信号显示于至少一台显示装置。在该显示处理中，能够使水平以及垂直同步信号在多个图像拍摄装置以及毫米波雷达检测部中相互同步，在一个水平扫描期间内或一个垂直扫描期间内对来自这些装置的图像信号选择性地切换为所希望的图像信号。由此，能够根据水平以及垂直同步信号并列显示所选择的多个图像信号的图像，并且从显示装置输出控制信号，该控制信号设定所希望的图像拍摄装置以及毫米波雷达检测部中的控制动作。
在各个图像等显示于多台不同的显示装置的情况下，很难进行各个图像之间的比较。并且，在显示装置与第三处理装置主体分体地配置的情况下，对装置的操作性差。第三处理装置克服这样的缺点。
与这些相关的技术在美国专利第6628299号说明书以及美国专利第7161561号说明书中记载。将这些公开内容全部引用于本说明书中。
第四处理装置的处理部关于位于车辆的前方的目标指示给图像获取部以及毫米波雷达检测部，获取包含该目标的图像以及雷达信息。处理部确定该图像信息中的包含该目标的区域。处理部进一步提取该区域中的雷达信息，检测从车辆至目标的距离以及车辆与目标的相对速度。处理部根据这些信息判断该目标与车辆碰撞的可能性。由此，迅速地判断与目标碰撞的可能性。
与这些相关的技术在美国专利第8068134号说明书中记载。将这些公开内容全部引用于本说明书中。
第五处理装置的处理部利用雷达信息或者通过基于雷达信息和图像信息的融合处理来识别车辆前方的一个或两个以上的目标。该目标包含其他车辆或行人等移动体、道路上的用白线表示的行驶车道、路肩以及位于路肩的静止物(包含排水沟以及障碍物等)、信号装置、人行横道等。处理部能够包含GPS(Global Positioning System)天线。也可以通过GPS天线检测本车辆的位置，并根据其位置检索存储有道路地图信息的存储装置(称作地图信息数据库装置)，从而确认地图上的当前位置。能够对该地图上的当前位置与通过雷达信息等识别出的一个或两个以上的目标进行比较来识别行驶环境。由此，处理部也可以提取估计为阻碍车辆行驶的目标，找出更安全的行驶信息，根据需要显示于显示装置并通知驾驶员。
与这些相关的技术在美国专利第6191704号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。
第五处理装置也可以还具有与车辆外部的地图信息数据库装置通信的数据通信装置(具有通信电路)。数据通信装置例如以每周一次或每月一次左右的周期访问地图信息数据库装置，并下载最新的地图信息。由此，能够利用最新的地图信息进行上述处理。
第五处理装置也可以还对上述车辆行驶时获取的最新的地图信息与和通过雷达信息等识别出的一个或两个以上的目标相关的识别信息进行比较，并提取地图信息中没有的目标信息(以下，称作“地图更新信息”)。然后，也可以经由数据通信装置将该地图更新信息发送给地图信息数据库装置。地图信息数据库装置也可以将该地图更新信息与数据库中的地图信息关联起来存储，需要时更新当前的地图信息本身。更新时，也可以通过比较从多个车辆获得的地图更新信息来验证更新的可靠性。
另外，该地图更新信息中能够包含比当前的地图信息数据库装置所具有的地图信息更详细的信息。例如，虽然能够通过一般的地图信息掌握道路的概况，但是不包含例如路肩部分的宽度或位于路肩的排水沟的宽度、重新形成的凹凸或建筑物的形状等信息。并且，也不包含车道和人行道的高度或与人行道相连的斜坡的状况等信息。地图信息数据库装置能够根据另行设定的条件将这些详细的信息(以下，称作“地图更新详细信息”)与地图信息关联起来存储。这些地图更新详细信息向包含本车辆的车辆提供比原来的地图信息更详细的信息，由此除了用于车辆的安全行驶的用途之外，还能够用于其他用途。在此，“包含本车辆的车辆”例如可以是汽车，也可以是摩托车、自行车或今后重新出台的自动行驶车辆，例如电动轮椅等。地图更新详细信息在这些车辆行驶时利用。
(基于神经网络的识别)
第一至第五处理装置也可以还包括高度识别装置。高度识别装置也可以设置于车辆的外部。在该情况下，车辆能够包括与高度识别装置通信的高速数据通信装置。高度识别装置也可以由包含所谓的深度学习(deep learning)等在内的神经网络构成。该神经网络有时例如包含卷积神经网络(Convolutional Neural Network，以下称作“CNN”)。CNN是通过图像识别来获得成果的神经网络，其特征点之一是，具有一个或多个被称作卷积层(Convolutional Layer)和池化层(Pooling Layer)的两个层的组。
作为被输入至处理装置的卷积层中的信息，至少能有以下三种的任一种。
(1)根据由毫米波雷达检测部获取的雷达信息获得的信息
(2)根据雷达信息并根据由图像获取部获取的特定图像信息获得的信息
(3)根据雷达信息和由图像获取部获取的图像信息获得的融合信息，或者根据该融合信息获得的信息
根据这些信息中的任一信息或组合它们的信息进行与卷积层对应的积和运算。其结果被输入至下一级池化层，并根据预先设定的规则进行数据的选择。作为该规则，例如在选择像素值的最大值的最大池化(max pooling)中，按照卷积层的每一个分割区域选择其中的最大值，该最大值作为池化层中的对应位置的值。
由CNN构成的高度识别装置有时具有将这样的卷积层与池化层串联一组或多组的结构。由此，能够准确地识别雷达信息以及图像信息中所包含的车辆周围的目标。
与这些相关的技术在美国专利第8861842号说明书、美国专利第9286524号说明书以及美国专利申请公开第2016/0140424号说明书中记载。将这些公开内容全部引用于本说明书中。
第六处理装置的处理部进行与车辆的车头灯控制相关的处理。在使车辆夜间行驶时，驾驶员确认本车辆的前方是否存在其他车辆或行人，操作本车辆的车头灯的波束。这是为了防止其他车辆的驾驶员或行人被本车辆的车头灯目眩。该第六处理装置利用雷达信息或雷达信息与基于摄像头等的图像的组合自动控制本车辆的车头灯。
处理部利用雷达信息或者通过基于雷达信息和图像信息的融合处理来检测相当于车辆前方的车辆或行人的目标。在该情况下，车辆前方的车辆包含前方的先行车辆、对向车道的车辆、摩托车等。处理部在检测到这些目标的情况下，发出降低车头灯的波束的指令。接收该指令的车辆内部的控制部(控制电路)操作车头灯，降低其波束。
与这些相关的技术在美国专利第6403942号说明书、美国专利第6611610号说明书、美国专利第8543277号说明书、美国专利第8593521号说明书以及美国专利第8636393号说明书中记载。将这些公开内容全部引用于本说明书中。
在以上说明的基于毫米波雷达检测部的处理以及毫米波雷达检测部和摄像头等图像拍摄装置的融合处理中，由于能够高性能且小型地构成毫米波雷达，因此能够实现雷达处理或融合处理整体的高性能化和小型化等。由此，提高识别目标的精度，能够实现车辆的更安全的驾驶控制。
<应用例2：各种监控系统(自然物、建筑物、道路、监护、安全)>
包括基于本公开的实施方式的阵列天线的毫米波雷达(雷达系统)在自然物、气象、建筑物、安全、看护等中的监控领域中也能够广泛利用。在与此相关的监控系统中，包含毫米波雷达的监控装置例如设置在固定的位置，始终对监控对象进行监控。此时，毫米波雷达被设定为将监控对象中的检测分辨率调整为最佳值。
包括基于本公开的实施方式的阵列天线的毫米波雷达能够通过超过例如100GHz的高频电磁波进行检测。并且，关于在雷达识别中使用的方式、例如FMCW方式等中的调制频带，该毫米波雷达当前实现了超过4GHz的宽带。即，与前述的超宽带无线技术(UWB：UltraWide Band)对应。该调制频带与距离分辨率有关。即，以往的贴片天线中的调制频带达到600MHz左右，因此其距离分辨率是25cm。与此相对，在与本阵列天线相关的毫米波雷达中，其距离分辨率是3.75cm。这表示能够实现以往的光学雷达的距离分辨率也比得上的性能。另一方面，如前述，光学雷达等光学式传感器在夜间或恶劣天气时无法检测目标。与此相对，在毫米波雷达中，无论昼夜以及气候如何，都能够始终检测。由此，能够将与本阵列天线相关的毫米波雷达用于在利用以往的贴片天线的毫米波雷达中无法适用的多种用途中。
图51是示出基于毫米波雷达的监控系统1500的结构例的图。基于毫米波雷达的监控系统1500至少包括传感器部1010和主体部1100。传感器部1010至少具备：对准监控对象1015的天线1011；根据所收发的电磁波检测目标的毫米波雷达检测部1012；以及发送检测出的雷达信息的通信部(通信电路)1013。主体部1100至少具备：接收雷达信息的通信部(通信电路)1103；根据接收到的雷达信息进行规定的处理的处理部(处理电路)1101；以及存储过去的雷达信息以及规定的处理所需的其他信息等的数据存储部(记录介质)1102。在传感器部1010与主体部1100之间存在通信线路1300，经由该通信线路1300在传感器部1010与主体部1100之间进行信息以及指令的发送以及接收。在此，所谓通信线路，例如能够包含互联网等通用的通信网络、移动通信网络、专用的通信线路等中的任一种。另外，本监控系统1500也可以是不借助通信线路直接连接传感器部1010与主体部1100的结构。在传感器部1010除了设置毫米波雷达之外，还能够并列设置摄像头等光学传感器。由此，通过雷达信息和基于摄像头等的图像信息的融合处理进行目标的识别，由此能够更高度地检测监控对象1015等。
以下，对实现这些应用事例的监控系统的例进行具体说明。
[自然物体监控系统]
第一监控系统是将自然物作为监控对象的系统(以下，称作“自然物监控系统”)。参照图51，对该自然物监控系统进行说明。该自然物监控系统1500中的监控对象1015例如能够是河川、海面、山丘、火山、地表等。例如，在河川为监控对象1015的情况下，固定在固定位置的传感器部1010始终对河川1015的水面进行监控。该水面信息始终被发送至主体部1100中的处理部1101。而且，在水面成为规定以上的高度的情况下，处理部1101经由通信线路1300向与本监控系统分体地设置的例如气象观测监控系统等其他系统1200通知其状况。或者，处理部1101将用于自动封闭设置于河川1015的闸门等(未图示)的指示信息发送给管理闸门的系统(未图示)。
该自然物监控系统1500能够利用一个主体部1100监控多个传感器部1010、1020等。在该多个传感器部分散配置在固定地区的情况下，能够同时掌握该地区的河川的水位状况。由此，还能够评价该地区的降雨如何影响河川的水位以及是否有引发洪水等灾害的可能性。与此相关的信息能够经由通信线路1300通知给气象观测监控系统等其他系统1200。由此，气象观测监控系统等其他系统1200能够将被通知的信息有效利用于更广范围的气象观测或灾害预测。
该自然物监控系统1500同样也能够适用于河川以外的其他自然物。例如，在监控海啸或风暴潮的监控系统中，其监控对象是海面水位。并且，还能够应对海面水位的上升而自动开闭防潮堤的闸门。或者，在监控因降雨或地震等引起的山崩的监控系统中，其监控对象为山丘部的地表等。
[交通道路监控系统]
第二监控系统是监控交通道路的系统(以下，称作“交通道路监控系统”)。该交通道路监控系统中的监控对象例如能够是铁道道口、特定的线路、机场的跑道、道路的交叉点、特定的道路或停车场等。
例如，在监控对象为铁道道口的情况下，传感器部1010配置在能够监控道口内部的位置。在该情况下，传感器部1010除了设置有毫米波雷达之外，也可以并列设置摄像头等光学传感器。在该情况下，通过雷达信息和图像信息的融合处理，能够以更多角度检测监控对象中的目标。由传感器部1010获得的目标信息经由通信线路1300被发送至主体部1100。主体部1100进行更高度的识别处理、控制中所需的其他信息(例如，电车的驾驶信息等)的收集以及基于这些信息的必要的控制指示等。在此，必要的控制指示是指，例如在封闭道口时确认到道口内部有人或车辆等的情况下使电车停止等的指示。
并且，例如在设机场的跑道为监控对象的情况下，多个传感器部1010、1020等以能够在跑道上实现规定的分辨率的方式沿着跑道配置，该分辨率是能够检测例如跑道上的5平方厘米以上的异物的分辨率。监控系统1500无论是昼夜以及气候如何，都始终在跑道上监控。该功能是只有使用可对应UWB的本公开的实施方式中的毫米波雷达时才能够实现的功能。并且，由于本毫米波雷达装置能够实现小型、高分辨率以及低成本，因此即使在无死角地覆盖跑道整个面的情况下,也能够实际地对应。在该情况下，主体部1100统一管理多个传感器部1010、1020等。主体部1100在确认到跑道上有异物的情况下，向机场管制系统(未图示)发送与异物的位置和大小相关的信息。接收该信息的机场管制系统暂时禁止在该跑道上起降。在此期间，主体部1100例如对在另行设置的跑道上自动清扫的车辆等发送与异物的位置和大小相关的信息。接收该信息的清扫车辆自行移动至异物所在的位置，自动去除该异物。清扫车辆若完成异物的去除，则向主体部1100发送完成去除的信息。然后，主体部1100在使检测到该异物的传感器部1010等再次确认“没有异物”并确认安全之后，向机场管制系统传递该确认内容。接收到该确认内容的机场管制系统解除该跑道的起降禁止。
而且，例如在将监控对象设为停车场的情况下，能够自动识别停车场的哪个位置空着。与此相关的技术在美国专利第6943726号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。
[安全监控系统]
第三监控系统是监控非法入侵者侵入私人用地内或房屋内的系统(以下，称作“安全监控系统”)。由该安全监控系统监控的对象例如是私人用地内或房屋内等特定区域。
例如，在将监控对象设为私人用地内的情况下，传感器部1010配置在能够对此监控的一处或两处以上的位置。在该情况下，作为传感器部1010，除了设置有毫米波雷达之外，也可以并列设置摄像头等光学传感器。在该情况下，通过雷达信息和图像信息的融合处理，能够以更多角度检测监控对象中的目标。由传感器部1010获得的目标信息经由通信线路1300被发送至主体部1100。在主体部1100中，进行更高度的识别处理、控制中所需的其他信息(例如，为了准确地识别侵入对象是人还是狗或鸟等动物而所需的参照数据等)的收集以及基于这些信息的必要的控制指示等。在此，所谓必要的控制指示，例如包含鸣笛设置在用地内的警报或者打开照明等指示之外，还包含通过便携通信线路等直接通知用地的管理人员等指示。主体部1100中的处理部1101也可以使采用深度学习等方法的内置的高度识别装置进行检测出的目标的识别。或者，该高度识别装置也可以配置在外部。在该情况下，高度识别装置能够通过通信线路1300连接。
与此相关的技术在美国专利第7425983号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。
作为这种安全监控系统的其他实施方式，在设置于机场的登机口、车站的检票口、建筑物的入口等的人监控系统中也能够应用。由该人监控系统监控的对象例如是机场的登机口、车站的检票口、建筑物的入口等。
例如，监控对象是机场的登机口的情况下，传感器部1010例如能够设置在登机口的行李检查装置。在该情况下，该检查方法有如下两种方法。一种方法是，通过毫米波雷达接收自身发送出去的电磁波被作为监控对象的乘客反射回来的电磁波来检查乘客的行李等。另一种方法是，通过利用天线接收从作为乘客自身的人体发射的微弱的毫米波来检查乘客隐藏的异物。在后者的方法中，优选毫米波雷达具有对所接收的毫米波进行扫描的功能。该扫描功能可以通过利用数字波束成形来实现，也可以通过机械式扫描动作实现。另外，关于主体部1100的处理，还能够利用与前述的例相同的通信处理以及识别处理。
[建筑物检查系统(非破坏检查)]
第四监控系统是对道路或铁道的高架桥或建筑物等的混凝土的内部或者道路或地面的内部等进行监控或检查的系统(以下，称作“建筑物检查系统”)。由该建筑物检查系统监控的对象例如是高架桥或建筑物等的混凝土的内部或者道路或地面的内部等。
例如，在监控对象是混凝土建筑物的内部的情况下，传感器部1010具有能够使天线1011沿着混凝土建筑物的表面扫描的结构。在此，“扫描”可以手动实现，也可以通过另行设置扫描用固定轨道并利用马达等的驱动力使天线在该轨道上移动来实现。并且，在监控对象是道路或地面的情况下，也可以通过在车辆等的下方设置天线1011并使车辆以恒速行驶来实现“扫描”。在传感器部1010中使用的电磁波可以使用超过例如100GHz的所谓的太赫兹区域的毫米波。如前述，根据本公开的实施方式中的阵列天线，即使在超过例如100GHz的电磁波中，也能够构成损耗比以往的贴片天线等更少的天线。更高频的电磁波能够更加深入地渗透到混凝土等检查对象物中，从而能够实现更准确的非破坏检查。另外，关于主体部1100的处理，还能够利用与前述的其他监控系统等相同的通信处理和识别处理。
与此相关的技术在美国专利第6661367号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。
[人监控系统]
第五监控系统是对看护对象进行监护的系统(以下，称作“人监护系统”)。由该人监护系统监控的对象例如是看护人员或医院的患者等。
例如，在将看护设施的室内的看护人员设为监控对象的情况下，传感器部1010配置在该室内的可监控整个室内的一处或两处以上的位置。在该情况下，在传感器部1010除了设置有毫米波雷达之外，也可以并列设置摄像头等光学传感器。在该情况下，通过雷达信息和图像信息的融合处理，能够以更多角度对监控对象进行监控。另一方面，在将人设为监控对象的情况下，从保护个人隐私的观点来看，有时不适合通过摄像头等进行监控。考虑这一点，需要选择传感器。另外，在通过毫米波雷达检测目标时，并非利用图像，而是能够利用可以说是该图像的影子的信号获取作为监控对象的人。因而，从保护个人隐私的观点来看，毫米波雷达可以说是优选的传感器。
由传感器部1010获得的看护人员的信息经由通信线路1300被发送至主体部1100。传感器部1010进行更高度的识别处理、控制中所需的其他信息(例如，为了准确地识别看护人员的目标信息而所需的参照数据等)的收集以及基于这些信息的必要的控制指示等。在此，所谓必要的控制指示，例如包含根据检测结果直接通知管理人员等的指示。并且，主体部1100的处理部1101也可以使采用深度学习等方法的内置的高度识别装置识别所检测到的目标。该高度识别装置也可以配置在外部。在该情况下，高度识别装置能够通过通信线路1300连接。
在毫米波雷达中将人设为监控对象的情况下，能够追加至少以下两个功能。
第一功能是心率、呼吸次数的监控功能。在毫米波雷达中，电磁波能够穿透衣服而检测人体皮肤表面的位置以及心跳。处理部1101首先检测作为监控对象的人及其外形。接下来，例如在检测心率的情况下，确定容易检测心跳的体表面的位置，并使该位置的心跳时序化来进行检测。由此，能够检测例如每分钟的心率。在检测呼吸次数的情况下也相同。通过利用该功能，能够始终确认看护人员的健康状态，从而能够更高质量地对看护人员进行监护。
第二功能是跌倒检测功能。老人等看护人员有时因腰腿虚弱而跌倒。当人跌倒时，人体的特定部位、例如头部等的速度或加速度为固定以上。在毫米波雷达中将人设为监控对象的情况下，能够始终检测对象目标的相对速度或加速度。因而，通过例如将头部确定为监控对象并时序性地检测其相对速度或加速度，在检测到固定值以上的速度的情况下，能够识别为跌倒。在识别到跌倒的情况下，处理部1101例如能够下发与看护支援对应的可靠的指示等。
另外，在以上说明的监控系统等中，传感器部1010固定在固定的位置。但是，还能够将传感器部1010设置在例如机器人、车辆、无人机等飞行体等移动体。在此，车辆等不仅例如包含汽车，而且还包含电动轮椅等小型移动体。在该情况下，该移动体也可以为了始终确认自己的当前位置而内置GPS单元。此外，该移动体也可以具有利用地图信息以及关于前述的第五处理装置说明的地图更新信息进一步提高自身当前位置的准确性的功能。
而且，在类似于以上说明的第一至第三检测装置、第一至第六处理装置、第一至第五监控系统等的装置或系统中，通过利用与这些相同的结构，能够使用本公开的实施方式中的阵列天线或毫米波雷达。
<应用例3：通信系统>
[通信系统的第一例]
本公开中的波导路装置以及天线装置(阵列天线)能够用于构成通信系统(telecommunication system)的发射机(transmitter)和/或接收机(receiver)。本公开中的波导路装置以及天线装置由于使用层叠的导电部件构成，因此与使用中空波导管的情况相比，能够将发射机和/或接收机的尺寸抑制得较小。并且，由于不需要电介质，因此与使用微带线路的情况相比，能够将电磁波的介电损耗抑制得较小。由此，能够构筑包括小型且高效的发射机和/或接收机的通信系统。
这种通信系统能够是直接对模拟信号进行调制来收发的模拟式通信系统。但是，只要是数字式通信系统，则能够构筑更灵活且性能较高的通信系统。
以下，参照图52对使用本公开的实施方式中的波导路装置以及天线装置的数字式通信系统800A进行说明。
图52是示出数字式通信系统800A的结构的框图。通信系统800A包括发射机810A和接收机820A。发射机810A包括模拟/数字(A/D)转换器812、编码器813、调制器814以及发送天线815。接收机820A包括接收天线825、解调器824、解码器823以及数字/模拟(D/A)转换器822。发送天线815以及接收天线825中的至少一个能够通过本公开的实施方式中的阵列天线实现。在本应用例中，将包含与发送天线815连接的调制器814、编码器813以及A/D转换器812等的电路称作发送电路。将包含与接收天线825连接的解调器824、解码器823以及D/A转换器822等的电路称作接收电路。还有时将发送电路和接收电路统称为通信电路。
发射机810A通过模拟/数字(A/D)转换器812将从信号源811接收的模拟信号转换为数字信号。接下来，通过编码器813对数字信号进行编码。在此，编码是指操作应发送的数字信号并转换为适于通信的方式。这样的编码的例有CDM(Code-Division Multiplexing：码分多路复用)等。并且，用于进行TD(Time-Division Multiplexing：时分多路复用)或FDM(Frequency Division Multiplexing：频分多路复用)或OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing：正交频分复用)的转换也是该编码的一例。编码后的信号由调制器814转换为高频信号，并从发送天线815发送。
另外，在通信领域中，有时将表示重合于载波的信号的波称作“信号波”，但是本说明书中的“信号波”这一术语并不以这样的含义使用。本说明书中的“信号波”泛指在波导路中传播的电磁波以及利用天线元件收发的电磁波。
接收机820A通过解调器824使由接收天线825接收的高频信号恢复成低频信号，并通过解码器823恢复成数字信号。被解码之后的数字信号通过数字/模拟(D/A)转换器822恢复成模拟信号，被送至数据接收机(数据接收装置)821。通过以上处理，完成一系列发送和接收的进程。
在进行通信的主体是计算机之类的数字设备的情况下，在上述处理中不需要进行发送信号的模拟/数字转换以及接收信号的数字/模拟转换。因而，能够省略图52中的模拟/数字转换器812以及数字/模拟转换器822。这样的结构的系统也包含于数字式通信系统。
在数字式通信系统中，为了确保信号强度或扩大通信容量而使用各种各样的方法。这样的方法大多在使用毫米波段或太赫兹频段的电波的通信系统中也有效。
毫米波段或太赫兹频段中的电波与更低频率的电波相比，直进性高，绕到障碍物的背面侧的衍射小。因此，接收机无法直接接收从发射机发送来的电波的情况也不少。即使在这样的状况下，虽然大多能够接收反射波，但是大多情况下反射波的电波信号的质量比直接波差，因此更加难以稳定地接收。并且，还存在多个反射波经过不同的路径入射的情况。在该情况下，不同路径长度的接收波的相位互不相同，引起多径衰落(Multi-PathFading)。
作为用于改善这样的状况的技术，能够利用被称作天线分集(AntennaDiversity)的技术。在该技术中，发射机以及接收机中的至少一个包括多个天线。若这些多个天线之间的距离在波长程度以上不同，则接收波的状态就会不同。因此，选择使用能够进行质量最好的收发的天线。由此，能够提高通信的可靠性。并且，也可以合成从多个天线获得的信号来改善信号的质量。
在图52所示的通信系统800A中，例如接收机820A也可以包括多个接收天线825。在该情况下，在多个接收天线825与解调器824之间存在切换器。接收机820A通过切换器将从多个接收天线825中获得质量最好的信号的天线与解调器824连接起来。另外，在该例中，也可以使发射机810A包括多个发送天线815。
[通信系统的第二例]
图53是示出包含能够改变电波的发射模式的发射机810B的通信系统800B的例的框图。在该应用例中，接收机与图52所示的接收机820A相同。因此，在图53中不图示接收机。发射机810B除了具有发射机810A的结构之外，还具有包含多个天线元件8151的天线阵列815b。天线阵列815b能够是本公开的实施方式中的阵列天线。发射机810B还具有在多个天线元件8151与调制器814之间彼此连接的多个相移器(PS)816。在该发射机810B中，调制器814的输出被送至多个相移器816，在该相移器816中获得相位差，且被向多个天线元件8151导出。在等间隔配置有多个天线元件8151且在向各天线元件8151中的相邻的天线元件供给相位以一定量不同的高频信号的情况下，天线阵列815b的主波瓣817与该相位差相应地朝向从正面倾斜的方位。该方法有时被称作波束成形(Beam Forming)。
能够使各相移器816所赋予的相位差各不相同而改变主波瓣817的方位。该方法有时被称作波束转向(Beam Steering)。能够通过找出收发状态最好的相位差来提高通信的可靠性。另外，在此说明了相移器816所赋予的相位差在相邻的天线元件8151之间很定的例，但是并不限定于这样的例。并且，也可以以向不仅直接波到达接收机而且反射波也到达接收机的方位发射电波的方式赋予相位差。
在发射机810B中，还能够利用被称作零转向(Null Steering)的方法。这是指通过调节相位差形成不向特定的方向发射电波的状态的方法。通过进行零转向，能够抑制被向不希望发送电波的其他接收机发射的电波。由此，能够避免干扰。使用毫米波或太赫兹波的数字通信虽然能够利用非常宽的频带，但还是优选尽可能高效地利用频带。由于只要利用零转向，就能够利用同一频带进行多个收发，因此能够提高频带的利用效率。使用波束成形、波束转向以及零转向等技术提高频带的利用效率的方法有时还被称作SDMA(SpatialDivision Multiple Access：空分多址)。
[通信系统的第三例]
为了增加特定频带的通信容量，还能够适用被称作MIMO(Multiple-Input andMultiple-Output：多输入多输出)的方法。在MIMO中，使用多个发送天线以及多个接收天线。从多个发送天线分别发射电波。在某一例中，能够使各不相同的信号与被发射的电波重合。多个接收天线的每一个均接收被发送来的多个电波。但是，由于不同的接收天线接收经过不同的路径到达的电波，因此所接收的电波的相位产生差异。通过利用该差异，能够在接收机侧分离出多个电波中所包含的多个信号。
本公开所涉及的波导路装置以及天线装置还能够在利用MIMO的通信系统中使用。以下，对这样的通信系统的例进行说明。
图54是示出装配有MIMO功能的通信系统800C的例的框图。在该通信系统800C中，发射机830包括编码器832、TX-MIMO处理器833以及两个发送天线8351、8352。接收机840包括两个接收天线8451、8452、RX-MIMO处理器843以及解码器842。另外，发送天线以及接收天线的个数也可以分别大于两个。在此，为了简单说明，举出各天线为两个的例。一般来讲，MIMO通信系统的通信容量与发送天线和接收天线中的较少的一方的个数成比例地增大。
从数据信号源831接收到信号的发射机830为了发送信号而通过编码器832进行编码。编码后的信号由TX-MIMO处理器833分配至两个发送天线8351、8352。
在MIMO方式的某一例中的处理方法中，TX-MIMO处理器833将编码后的信号的列分割为与发送天线8352的数量相同的数量的两列，并且并列发送至发送天线8351、8352。发送天线8351、8352分别发射包含被分割的多个信号列的信息的电波。在发送天线为N个的情况下，信号列被分割为N个。被发射的电波同时由两个接收天线8451、8452这两者接收。即，分别由接收天线8451、8452接收的电波中混杂有发送时分割的两个信号。通过RX-MIMO处理器843进行该混杂的信号的分离。
例如只要关注电波的相位差，则能够分离出混杂的两个信号。接收天线8451、8452接收从发送天线8351到达的电波时的两个电波的相位差与接收天线8451、8452接收从发送天线8352到达的电波时的两个电波的相位差是不同的。即，接收天线之间的相位差根据收发的路径而不同。并且，只要发送天线与接收天线的空间配置关系不变，则它们之间的相位差就不会变。因此，通过将由两个接收天线接收的接收信号错开由收发路径规定的相位差来关联起来，能够提取经过该收发路径接收的信号。RX-MIMO处理器843例如通过该方法从接收信号中分离出两个信号列，恢复分割之前的信号列。由于恢复后的信号列尚处于编码后的状态，因此被送至解码器842，并在该解码器842中复原成原来的信号。复原后的信号被送至数据接收机841。
虽然该例中的MIMO通信系统800C收发数字信号，但是也能够实现收发模拟信号的MIMO通信系统。在该情况下，在图54的结构中追加了参照图52说明的模拟/数字转换器和数字/模拟转换器。另外，为了区分来自不同的发送天线的信号而利用的信息并不限于相位差的信息。一般来讲，若发送天线和接收天线的组合不同，则被接收的电波除了相位不同以外，散射或衰落等的状况也有可能不同。这些统称为CSI(Channel State Information：信道状态信息)。CSI在利用MIMO的系统中用于区分不同的收发路径。
另外，多个发送天线发射包含各自独立的信号的发送波并不是必要条件。只要能够在接收天线侧进行分离，则也可以是各发送天线发射包含多个信号的电波的结构。并且，还能够如下构成：在发送天线侧进行波束成形，作为来自各发送天线的电波的合成波，在接收天线侧形成包含单一信号的发送波。该情况也成为各发送天线发射包含多个信号的电波的结构。
与第一以及第二例同样地，在该第三例中也能够将CDM、FDM、TDM、OFDM等各种各样的方法用作信号的编码方法。
在通信系统中，装设有用于处理信号的集成电路(称作信号处理电路或通信电路)的电路板能够层叠配置在本公开的实施方式中的波导路装置以及天线装置。由于本公开的实施方式中的波导路装置以及天线装置具有将板形状的导电部件层叠而成的结构，因此容易设成将电路板叠加在这些导电部件上的配置。通过设成这样的配置，能够实现容积比使用波导管等的情况小的发射机以及接收机。
在以上说明的通信系统的第一至第三例中，发射机或接收机的构成要素、即模拟/数字转换器、数字/模拟转换器、编码器、解码器、调制器、解调器、TX-MIMO处理器、RX-MIMO处理器等在图52、图53以及图54中作为独立的一个要素表示，但是并非必须独立。例如，也可以用一个集成电路实现这些所有要素。或者，也可以将一部分要素集中起来用一个集成电路实现。无论是哪一种情况，只要实现本公开中说明的功能，则都可以说是实施了本发明。
如以上，本公开包含以下项目所述的波导路装置、天线装置、雷达、雷达系统以及无线通信系统。
[项目1]
一种波导路装置，其包括：
导电部件，其具有导电性表面；
波导部件，其具有与所述导电性表面相对的导电性的波导面，并沿所述导电性表面延伸；以及
人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，
所述波导部件具有：
第一部分，其沿一个方向延伸；以及
至少两个分支部，所述至少两个分支部包含从所述第一部分的一端向彼此不同的方向延伸的第二部分以及第三部分，
由所述导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体规定的波导路包含所述导电性表面与所述波导面之间的间隙局部扩大的间隙扩大部，
所述间隙扩大部中的所述间隙的大小比所述导电性表面与所述波导面之间的间隙在所述波导路的与所述间隙扩大部邻接的部位处的大小大，并且比所述导电性表面与所述波导部件的基部之间的距离小，
从与所述导电性表面垂直的方向观察时，所述波导部件的所述第一部分与所述至少两个分支部连接的连接部的至少一部分与所述间隙扩大部重合。
[项目2]
根据项目1所述的波导路装置，其中，
所述波导面在所述间隙扩大部处具有凹部。
[项目3]
根据项目1或2所述的波导路装置，其中，
所述导电性表面在所述间隙扩大部处具有凹部。
[项目4]
根据项目2或3所述的波导路装置，其中，
所述波导面以及所述导电性表面中的一方在所述间隙扩大部处具有凹部，
在所述第一部分的宽度方向上测量的所述凹部的尺寸比所述凹部的底部相对于所述凹部的周围的所述波导面或所述导电性表面的深度大。
[项目5]
根据项目2或3所述的波导路装置，其中，
所述波导面以及所述导电性表面分别在所述间隙扩大部处具有凹部，
在所述第一部分的宽度方向上测量的各凹部的尺寸比以下两个深度之和大：所述凹部的底部相对于所述波导面中的所述凹部的周围的部位的深度；以及所述凹部相对于所述导电性表面中的所述凹部的周围的部位的深度。
[项目6]
根据项目1至5中任意一项所述的波导路装置，其中，
从与所述导电性表面的位于所述间隙扩大部的周围的部位垂直的方向观察时，所述连接部整体位于所述间隙扩大部的内侧。
[项目7]
根据项目1至5中任意一项所述的波导路装置，其中，
所述至少两个分支部只包含两个分支部，
从与所述导电性表面的位于所述间隙扩大部的周围的部位垂直的方向观察时，所述间隙扩大部的外缘到达所述两个分支部或所述连接部的位于与所述第一部分相反的一侧的边缘，并且不到达所述第一部分的两个边缘。
[项目8]
根据项目1至6中任意一项所述的波导路装置，其中，
所述至少两个分支部还包含第四部分，所述第四部分向与所述第二部分以及第三部分延伸的方向不同的方向延伸。
[项目9]
根据项目1至8中任意一项所述的波导路装置，其中，
在所述第一部分中的所述波导面以及与所述第一部分中的所述波导面相对的所述导电性表面中的至少一方具有阻抗变换部，
所述阻抗变换部使所述波导面与所述导电性表面之间的电容与邻接的部位的电容相比增加，
从所述第一部分的所述一端沿所述一个方向测量的所述阻抗变换部的长度是所述波导面的宽度以上。
[项目10]
根据项目9所述的波导路装置，其中，
所述阻抗变换部将所述波导面与所述导电性表面之间的距离与邻接的部位中的距离相比缩短或者将所述波导面的宽度与邻接的部位处的宽度相比扩大。
[项目11]
根据项目1至10中任意一项所述的波导路装置，其中，
所述波导部件在所述第一部分至第三部分相互连接的所述连接部中的与所述第一部分相反的一侧的侧面具有到达至所述波导面的第一凹部，
从与所述波导面垂直的方向观察时，所述第一凹部与所述间隙扩大部重合。
[项目12]
根据项目1至11中任意一项所述的波导路装置，其中，
所述第二部分在与所述第一部分的一个侧面连接的侧面具有到达至所述波导面的第二凹部，
从与所述波导面垂直的方向观察时，从所述第一部分的所述侧面与所述第二部分的所述侧面的交点至所述第二凹部的中央的距离比所述第二凹部在所述第二部分延伸的方向上的长度短。
[项目13]
根据项目12所述的波导路装置，其中，
所述第三部分在与所述第一部分的另一侧面连接的侧面具有到达至所述波导面的第三凹部，
从与所述波导面垂直的方向观察时，从所述第一部分的所述另一侧面与所述第三部分的所述侧面的交点至所述第三凹部的中央的距离比所述第三凹部在所述第三部分延伸的方向上的长度短。
[项目14]
根据项目1至13中任意一项所述的波导路装置，其中，
所述间隙扩大部在所述第一部分的宽度方向上的尺寸比所述第一部分的宽度大。
[项目15]
根据项目1至13中任意一项所述的波导路装置，其中，
所述间隙扩大部在所述第一部分的宽度方向上的尺寸比所述第一部分的宽度小。
[项目16]
根据项目1至15中任意一项所述的波导路装置，其中，
从与所述导电性表面垂直的方向观察时，所述间隙扩大部在所述第一部分的宽度方向上的尺寸越靠近所述第一部分则越小。
[项目17]
根据项目1至15中任意一项所述的波导路装置，其中，
从与所述导电性表面垂直的方向观察时，所述间隙扩大部在所述第一部分的宽度方向上的尺寸越靠近所述第一部分则越大。
[项目18]
根据项目1至17中任意一项所述的波导路装置，其中，
所述第一部分的侧面与所述第二部分以及第三部分中的至少一个部分的侧面的连接部弯曲。
[项目19]
根据项目1至18中任意一项所述的波导路装置，其中，
所述波导路装置还包括另一导电部件，所述另一导电部件具有与所述导电部件的所述导电性表面相对的另一导电性表面，
所述人工磁导体具有多个导电性杆，所述多个导电性杆分别具有与所述导电性表面相对的末端部和与所述另一导电性表面连接的基部。
[项目20]
根据项目19所述的波导路装置，其中，
所述波导路装置用于传播包含自由空间中的波长为λo的电磁波的规定频带的电磁波，
在设所述规定频带的电磁波中的频率最高的电磁波在自由空间中的波长为λm时，所述波导部件的宽度、各导电性杆的宽度、相邻的两个导电性杆之间的空间的宽度、从各杆的所述基部至所述导电性表面的距离以及与所述波导部件邻接的导电性杆与所述波导部件之间的空间的宽度小于λm/2。
[项目21]
一种天线装置，其包括：
项目1至20中任意一项所述的波导路装置；以及
与所述波导路装置连接的至少一个天线元件。
[项目22]
一种雷达装置，其包括：
项目21所述的天线装置；以及
与所述天线装置连接的微波集成电路。
[项目23]
一种雷达系统，其包括：
项目22所述的雷达装置；以及
与所述雷达装置的所述微波集成电路连接的信号处理电路。
[项目24]
一种无线通信系统，其包括：
项目21所述的天线装置；以及
与所述天线装置连接的通信电路。
[产业上的可利用性]
本公开的波导路装置以及天线装置能够在利用天线的所有技术领域中利用。例如，能够用于进行千兆赫频带或太赫兹频带的电磁波的收发的各种用途。尤其能够用于要求小型化的车载雷达系统、各种监控系统、室内定位系统以及无线通信系统等。

Claims (20)

1.一种波导路装置，其包括：
导电部件，其具有导电性表面；
波导部件，其具有与所述导电性表面相对的导电性的波导面，并沿所述导电性表面延伸；以及
人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧，
所述波导部件具有：
第一部分，其沿一个方向延伸；以及
至少两个分支部，所述至少两个分支部包含从所述第一部分的一端向彼此不同的方向延伸的第二部分以及第三部分，
由所述导电性表面、所述波导面以及所述人工磁导体规定的波导路包含所述导电性表面与所述波导面之间的间隙局部扩大的间隙扩大部，
所述间隙扩大部中的所述间隙的大小比所述导电性表面与所述波导面之间的间隙在所述波导路的与所述间隙扩大部邻接的部位处的大小大，并且比所述导电性表面与所述波导部件的基部之间的距离小，
从与所述导电性表面垂直的方向观察时，所述波导部件的所述第一部分与所述至少两个分支部连接的连接部的至少一部分与所述间隙扩大部重合。
2.根据权利要求1所述的波导路装置，其中，
所述波导面在所述间隙扩大部处具有凹部。
3.根据权利要求1所述的波导路装置，其中，
所述导电性表面在所述间隙扩大部处具有凹部。
4.根据权利要求1所述的波导路装置，其中，
所述波导面以及所述导电性表面中的一方在所述间隙扩大部处具有凹部，
在所述第一部分的宽度方向上测量的所述凹部的尺寸比所述凹部的底部相对于所述凹部的周围的所述波导面或所述导电性表面的深度大。
5.根据权利要求1所述的波导路装置，其中，
所述波导面在所述间隙扩大部处具有第一凹部，
所述导电性表面在所述间隙扩大部处具有第二凹部，
在所述第一部分的宽度方向上测量的所述第一凹部的尺寸以及所述第二凹部的尺寸均比以下两个深度之和大：所述第一凹部的底部相对于所述波导面中的所述第一凹部的周围的部位的深度；以及所述第二凹部的底部相对于所述导电性表面中的所述第二凹部的周围的部位的深度。
6.根据权利要求1至5中任意一项所述的波导路装置，其中，
从与所述导电性表面的位于所述间隙扩大部的周围的部位垂直的方向观察时，所述连接部整体位于所述间隙扩大部的内侧。
7.根据权利要求1至5中任意一项所述的波导路装置，其中，
所述至少两个分支部只包含两个分支部，
从与所述导电性表面的位于所述间隙扩大部的周围的部位垂直的方向观察时，所述间隙扩大部的外缘到达所述两个分支部或所述连接部的位于与所述第一部分相反的一侧的边缘，并且不到达所述第一部分的两个边缘。
8.根据权利要求1所述的波导路装置，其中，
所述至少两个分支部还包含第四部分，所述第四部分向与所述第二部分以及第三部分延伸的方向不同的方向延伸。
9.根据权利要求1所述的波导路装置，其中，
在所述第一部分中的所述波导面以及与所述第一部分中的所述波导面相对的所述导电性表面中的至少一方具有阻抗变换部，
所述阻抗变换部使所述波导面与所述导电性表面之间的电容与邻接的部位的电容相比增加，
从所述第一部分的所述一端沿所述一个方向测量的所述阻抗变换部的长度是所述波导面的宽度以上。
10.根据权利要求9所述的波导路装置，其中，
所述阻抗变换部将所述波导面与所述导电性表面之间的距离与邻接的部位的距离相比缩短或者将所述波导面的宽度与邻接的部位的宽度相比扩大。
11.根据权利要求1所述的波导路装置，其中，
所述波导部件在所述第一部分至第三部分相互连接的所述连接部中的与所述第一部分相反的一侧的侧面具有到达至所述波导面的第一凹部，
从与所述波导面垂直的方向观察时，所述第一凹部与所述间隙扩大部重合。
12.根据权利要求1所述的波导路装置，其中，
所述第二部分在与所述第一部分的一个侧面连接的侧面具有到达至所述波导面的第二凹部，
从与所述波导面垂直的方向观察时，从所述第一部分的所述侧面与所述第二部分的所述侧面的交点至所述第二凹部的中央的距离比所述第二凹部在所述第二部分延伸的方向上的长度短。
13.根据权利要求12所述的波导路装置，其中，
所述第三部分在与所述第一部分的另一侧面连接的侧面具有到达至所述波导面的第三凹部，
从与所述波导面垂直的方向观察时，从所述第一部分的所述另一侧面与所述第三部分的所述侧面的交点至所述第三凹部的中央的距离比所述第三凹部在所述第三部分延伸的方向上的长度短。
14.根据权利要求1所述的波导路装置，其中，
所述间隙扩大部在所述第一部分的宽度方向上的尺寸比所述第一部分的宽度大。
15.根据权利要求1所述的波导路装置，其中，
从与所述导电性表面垂直的方向观察时，所述间隙扩大部在所述第一部分的宽度方向上的尺寸越靠近所述第一部分则越大。
16.根据权利要求1所述的波导路装置，其中，
所述第一部分的侧面与所述第二部分以及第三部分中的至少一方的侧面的连接部弯曲。
17.根据权利要求1所述的波导路装置，其中，
所述波导路装置还具备另一导电部件，所述另一导电部件具有与所述导电部件的所述导电性表面相对的另一导电性表面，
所述人工磁导体具有多个导电性杆，所述多个导电性杆分别具有与所述导电性表面相对的末端部和与所述另一导电性表面连接的基部。
18.根据权利要求17所述的波导路装置，其中，
所述波导路装置用于包含自由空间中的波长为λo的电磁波的规定频带的电磁波的传播，
设所述规定频带的电磁波中的频率最高的电磁波在自由空间中的波长为λm时，所述波导部件的宽度、各导电性杆的宽度、相邻的两个导电性杆之间的空间的宽度、从各杆的所述基部至所述导电性表面的距离以及与所述波导部件邻接的导电性杆与所述波导部件之间的空间的宽度小于λm/2。
19.一种天线装置，其具备：
权利要求1至18中任意一项所述的波导路装置；以及
与所述波导路装置连接的至少一个天线元件。
20.一种雷达装置，其具备：
权利要求19所述的天线装置；以及
与所述天线装置连接的微波集成电路。
CN201810449490.1A 2017-05-11 2018-05-11 波导路装置、具备该波导路装置的天线装置以及雷达装置 Active CN108872941B (zh)

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Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN208093708U (zh) * 2016-01-15 2018-11-13 日本电产株式会社 雷达系统以及波导装置
CN108695585B (zh) 2017-04-12 2021-03-16 日本电产株式会社 高频构件的制造方法
CN208093762U (zh) 2017-04-14 2018-11-13 日本电产株式会社 缝隙天线装置以及雷达装置
JP7129999B2 (ja) 2017-05-11 2022-09-02 日本電産株式会社 導波路装置および当該導波路装置を備えるアンテナ装置
JP7298808B2 (ja) 2018-06-14 2023-06-27 ニデックエレシス株式会社 スロットアレイアンテナ
US11340329B2 (en) * 2018-12-07 2022-05-24 Apple Inc. Electronic devices with broadband ranging capabilities
CN111446530A (zh) 2019-01-16 2020-07-24 日本电产株式会社 波导装置、电磁波锁定装置、天线装置以及雷达装置
JP7095625B2 (ja) * 2019-03-01 2022-07-05 株式会社デンソー 車載用レーダ装置
CN109980366B (zh) * 2019-03-22 2021-03-30 西安电子科技大学 一种基于间隙波导的宽频带双圆极化端射阵列天线
CA3136087A1 (en) * 2019-05-02 2020-11-05 Zeev Iluz Waveguide junction for splitting and/or combining radio frequency energy and method for manufacture
US11283162B2 (en) * 2019-07-23 2022-03-22 Veoneer Us, Inc. Transitional waveguide structures and related sensor assemblies
TWI732475B (zh) * 2020-02-27 2021-07-01 大陸商南京深視光點科技有限公司 具有毫米波雷達的車用燈具系統
CN114387754B (zh) * 2020-10-16 2023-10-27 中国移动通信集团设计院有限公司 基于消防联动的天线控制方法及装置
US11757166B2 (en) 2020-11-10 2023-09-12 Aptiv Technologies Limited Surface-mount waveguide for vertical transitions of a printed circuit board
CN112421196B (zh) * 2020-11-23 2021-07-16 北京邮电大学 脊间隙波导毫米波交叉过桥结构器件及中心结构模块
US11749883B2 (en) 2020-12-18 2023-09-05 Aptiv Technologies Limited Waveguide with radiation slots and parasitic elements for asymmetrical coverage
US11901601B2 (en) 2020-12-18 2024-02-13 Aptiv Technologies Limited Waveguide with a zigzag for suppressing grating lobes
US11444364B2 (en) 2020-12-22 2022-09-13 Aptiv Technologies Limited Folded waveguide for antenna
CN113113782B (zh) * 2021-03-02 2022-04-29 西安电子科技大学 一种宽带金属平板阵列天线、雷达、无线通信系统
US11616306B2 (en) 2021-03-22 2023-03-28 Aptiv Technologies Limited Apparatus, method and system comprising an air waveguide antenna having a single layer material with air channels therein which is interfaced with a circuit board
US11962085B2 (en) 2021-05-13 2024-04-16 Aptiv Technologies AG Two-part folded waveguide having a sinusoidal shape channel including horn shape radiating slots formed therein which are spaced apart by one-half wavelength
US11616282B2 (en) 2021-08-03 2023-03-28 Aptiv Technologies Limited Transition between a single-ended port and differential ports having stubs that match with input impedances of the single-ended and differential ports

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5309165A (en) * 1992-05-09 1994-05-03 Westinghouse Electric Corp. Positioner with corner contacts for cross notch array and improved radiator elements
JPH1168448A (ja) * 1997-08-19 1999-03-09 Mitsubishi Electric Corp 平面アンテナ
JP2006014202A (ja) * 2004-06-29 2006-01-12 Kyocera Corp 非放射性誘電体線路ならびにそれを用いた高周波送受信器、レーダ装置、レーダ装置搭載車両およびレーダ装置搭載小型船舶
CN102160236A (zh) * 2008-10-29 2011-08-17 松下电器产业株式会社 高频波导及使用该高频波导的移相器、辐射器和使用该移相器及辐射器的电子设备、天线装置及具备该天线装置的电子设备
JP2015171085A (ja) * 2014-03-10 2015-09-28 住友電気工業株式会社 無指向性アンテナ
CA2915243A1 (en) * 2014-12-12 2016-06-12 Ming Chen Switchable transmit and receive phased array antenna

Family Cites Families (67)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3619628B2 (ja) 1996-12-19 2005-02-09 株式会社日立製作所 走行環境認識装置
US6611610B1 (en) 1997-04-02 2003-08-26 Gentex Corporation Vehicle lamp control
US6326613B1 (en) 1998-01-07 2001-12-04 Donnelly Corporation Vehicle interior mirror assembly adapted for containing a rain sensor
GB2344713B (en) 1998-02-10 2003-05-07 Furuno Electric Co Display system
JP3498624B2 (ja) 1999-03-31 2004-02-16 株式会社デンソー レーダ装置
DE60044148D1 (de) 2000-01-28 2010-05-20 Hitachi Ltd Entfernungsmessgerät
WO2001067837A1 (fr) 2000-03-06 2001-09-13 Fujitsu Limited Plaque metallique blindee et dispositif a circuit utilisant cette plaque metallique blindee
JP2001267838A (ja) 2000-03-17 2001-09-28 Kobe Steel Ltd 導波管アンテナの製造方法
US6403942B1 (en) 2000-03-20 2002-06-11 Gentex Corporation Automatic headlamp control system utilizing radar and an optical sensor
JP4870874B2 (ja) 2001-03-19 2012-02-08 インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション 非破壊探査システム、非破壊探査方法、非破壊探査を実行するためのプログラム
US6882287B2 (en) 2001-07-31 2005-04-19 Donnelly Corporation Automotive lane change aid
EP1331688A1 (en) 2002-01-29 2003-07-30 Era Patents Limited Waveguide
DE10220837A1 (de) 2002-05-08 2003-11-27 Daimler Chrysler Ag Vorrichtung zur Parklückensuche mittels Radar
JP3760918B2 (ja) 2003-01-21 2006-03-29 株式会社日立製作所 セキュリティシステム
JP3735721B2 (ja) 2003-02-26 2006-01-18 防衛庁技術研究本部長 電波近接センサ
JP3779280B2 (ja) 2003-03-28 2006-05-24 富士通株式会社 衝突予測装置
JP3918791B2 (ja) 2003-09-11 2007-05-23 トヨタ自動車株式会社 物体検出装置
JP3941765B2 (ja) 2003-09-11 2007-07-04 トヨタ自動車株式会社 物体検出装置
US7526103B2 (en) 2004-04-15 2009-04-28 Donnelly Corporation Imaging system for vehicle
JP4396400B2 (ja) 2004-06-02 2010-01-13 トヨタ自動車株式会社 障害物認識装置
US7720580B2 (en) 2004-12-23 2010-05-18 Donnelly Corporation Object detection system for vehicle
JP4598653B2 (ja) 2005-05-13 2010-12-15 本田技研工業株式会社 衝突予知装置
JP4602276B2 (ja) 2006-03-23 2010-12-22 三菱電機株式会社 導波管スロットアレーアンテナ装置
US7972045B2 (en) 2006-08-11 2011-07-05 Donnelly Corporation Automatic headlamp control system
JP4648292B2 (ja) * 2006-11-30 2011-03-09 日立オートモティブシステムズ株式会社 ミリ波帯送受信機及びそれを用いた車載レーダ
WO2008081807A1 (ja) 2006-12-28 2008-07-10 Panasonic Corporation 移相器およびアンテナ
US8013780B2 (en) 2007-01-25 2011-09-06 Magna Electronics Inc. Radar sensing system for vehicle
WO2009081981A1 (ja) 2007-12-25 2009-07-02 Honda Elesys Co., Ltd. 電子走査型レーダ装置、受信波方向推定方法及び受信波方向推定プログラム
CN102084538B (zh) 2008-07-07 2014-09-10 希达尔天线顾问股份公司 平行传导表面之间的间隙中的波导和传输线
JP5007281B2 (ja) 2008-07-11 2012-08-22 東光株式会社 誘電体導波管スロットアンテナ
JP2012505115A (ja) 2008-10-08 2012-03-01 デルファイ・テクノロジーズ・インコーポレーテッド 一体型レーダー−カメラセンサ
FR2944153B1 (fr) 2009-04-02 2013-04-19 Univ Rennes Antenne multicouche a plans paralleles, de type pillbox, et systeme d'antenne correspondant
US7978122B2 (en) 2009-08-13 2011-07-12 Tk Holdings Inc. Object sensing system
DE112009005424B4 (de) 2009-12-08 2015-12-24 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Objektdetektionsvorrichtung und Objektdetektionsverfahren
US8861842B2 (en) 2010-02-05 2014-10-14 Sri International Method and apparatus for real-time pedestrian detection for urban driving
JP2012004700A (ja) 2010-06-15 2012-01-05 Fujitsu Ten Ltd レーダ用アンテナ、及びレーダ装置
JP5930517B2 (ja) 2011-08-02 2016-06-08 日本電産エレシス株式会社 アンテナ装置
JP2015193366A (ja) 2014-03-17 2015-11-05 日本電産エレシス株式会社 車載カメラ用筐体の製造方法、車載カメラ用筐体、および車載カメラ
WO2015170717A1 (ja) 2014-05-07 2015-11-12 桐野秀樹 導波路およびそれを用いた装置
US10263310B2 (en) 2014-05-14 2019-04-16 Gapwaves Ab Waveguides and transmission lines in gaps between parallel conducting surfaces
US9665802B2 (en) 2014-11-13 2017-05-30 Nec Corporation Object-centric fine-grained image classification
US9923256B2 (en) * 2015-02-27 2018-03-20 Viasat, Inc. Ridge loaded waveguide combiner/divider
CN105966325B (zh) 2015-03-12 2018-08-10 日本电产艾莱希斯株式会社 车载摄像头、车载摄像头的制造方法以及车体的制造方法
KR20170134697A (ko) 2015-04-08 2017-12-06 갭웨이브스 에이비 마이크로파 분석 또는 측정 기기를 위한 교정 장치 및 방법
US9286524B1 (en) 2015-04-15 2016-03-15 Toyota Motor Engineering & Manufacturing North America, Inc. Multi-task deep convolutional neural networks for efficient and robust traffic lane detection
CN106476714A (zh) 2015-08-27 2017-03-08 日本电产艾莱希斯株式会社 车载摄像头以及车载摄像头的制造方法
CN106476716B (zh) 2015-08-27 2019-04-19 日本电产艾莱希斯株式会社 车辆的制造方法
CN106476715B (zh) 2015-08-27 2019-04-19 日本电产艾莱希斯株式会社 车载摄像头的安装方法
EP3147994B1 (en) * 2015-09-24 2019-04-03 Gapwaves AB Waveguides and transmission lines in gaps between parallel conducting surfaces
DE102016119473B4 (de) * 2015-10-15 2022-10-20 Nidec Elesys Corporation Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung mit der Wellenleitervorrichtung
JP6256776B2 (ja) 2015-10-15 2018-01-10 日本電産株式会社 導波路装置および当該導波路装置を備えるアンテナ装置
DE112016000180B4 (de) 2015-11-05 2023-08-03 Nidec Corporation Schlitz-Array-Antenne
CN208093708U (zh) 2016-01-15 2018-11-13 日本电产株式会社 雷达系统以及波导装置
JP6549331B2 (ja) 2016-01-29 2019-07-24 日本電産株式会社 導波路装置および当該導波路装置を備えるアンテナ装置
DE102017102284A1 (de) 2016-02-08 2017-08-10 Nidec Elesys Corporation Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung mit der Wellenleitervorrichtung
DE102017102559A1 (de) 2016-02-12 2017-08-17 Nidec Elesys Corporation Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung mit der Wellenleitervorrichtung
JP2019047141A (ja) 2016-03-29 2019-03-22 日本電産エレシス株式会社 マイクロ波ｉｃ導波路装置モジュール、レーダ装置およびレーダシステム
JP2019054315A (ja) 2016-04-28 2019-04-04 日本電産エレシス株式会社 実装基板、導波路モジュール、集積回路実装基板、マイクロ波モジュール、レーダ装置およびレーダシステム
EP3453070B1 (en) 2016-05-03 2022-04-20 Gapwaves AB An arrangement for interconnection of waveguide structures and a structure for a waveguide structure interconnecting arrangement
WO2018003932A1 (en) 2016-06-29 2018-01-04 Nidec Elesys Corporation Waveguide device module and microwave module
JP2019537388A (ja) 2016-12-06 2019-12-19 日本電産株式会社 導波路装置モジュール、マイクロ波モジュール
JP2018182742A (ja) 2017-04-14 2018-11-15 日本電産株式会社 スロットアンテナアレイ
JP7129999B2 (ja) 2017-05-11 2022-09-02 日本電産株式会社 導波路装置および当該導波路装置を備えるアンテナ装置
DE112018001974T5 (de) 2017-05-11 2020-01-09 Nidec Corporation Wellenleitervorrichtung und antennenvorrichtung mit derwellenleitervorrichtung
CN208401015U (zh) 2017-06-05 2019-01-18 日本电产株式会社 波导装置以及具有该波导装置的天线装置
JP2019012999A (ja) 2017-06-30 2019-01-24 日本電産株式会社 導波路装置モジュール、マイクロ波モジュール、レーダ装置およびレーダシステム
JP2019050568A (ja) 2017-09-07 2019-03-28 日本電産株式会社 方向性結合器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5309165A (en) * 1992-05-09 1994-05-03 Westinghouse Electric Corp. Positioner with corner contacts for cross notch array and improved radiator elements
JPH1168448A (ja) * 1997-08-19 1999-03-09 Mitsubishi Electric Corp 平面アンテナ
JP2006014202A (ja) * 2004-06-29 2006-01-12 Kyocera Corp 非放射性誘電体線路ならびにそれを用いた高周波送受信器、レーダ装置、レーダ装置搭載車両およびレーダ装置搭載小型船舶
CN102160236A (zh) * 2008-10-29 2011-08-17 松下电器产业株式会社 高频波导及使用该高频波导的移相器、辐射器和使用该移相器及辐射器的电子设备、天线装置及具备该天线装置的电子设备
JP2015171085A (ja) * 2014-03-10 2015-09-28 住友電気工業株式会社 無指向性アンテナ
CA2915243A1 (en) * 2014-12-12 2016-06-12 Ming Chen Switchable transmit and receive phased array antenna

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Publication number Publication date
US20200076395A1 (en) 2020-03-05
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DE112018002020T5 (de) 2020-01-09
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CN108872941A (zh) 2018-11-23
JP7129999B2 (ja) 2022-09-02

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