JP6256776B2 - 導波路装置および当該導波路装置を備えるアンテナ装置 - Google Patents

Description

本開示は、導波路装置および当該導波路装置を備えるアンテナ装置に関する。

人工磁気導体を備える導波構造の例が特許文献１から３、ならびに非特許文献１および２に開示されている。人工磁気導体は、自然界には存在しない完全磁気導体（ＰＭＣ: Ｐｅｒｆｅｃｔ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）の性質を人工的に実現した構造体である。完全磁気導体は、「表面における磁界の接線成分がゼロになる」という性質を有している。これは、完全導体（ＰＥＣ: Ｐｅｒｆｅｃｔ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）の性質、すなわち、「表面における電界の接線成分がゼロになる」という性質とは反対の性質である。完全磁気導体は、自然界には存在しないが、人工的な周期構造によって実現され得る。人工磁気導体は、その周期構造によって定まる特定の周波数帯域において、完全磁気導体として機能する。人工磁気導体は、特定の周波数帯域（伝搬阻止帯域）に含まれる周波数を有する電磁波が人工磁気導体の表面に沿って伝搬することを抑制または阻止する。このため、人工磁気導体の表面は、高インピーダンス面と呼ばれることがある。

特許文献１から３、ならびに非特許文献１および２に開示されている導波路装置では、行および列方向に配列された複数の導電性ロッドによって人工磁気導体が実現されている。このようなロッドは、ポストまたはピンと呼ばれることもある突出部である。これらの導波路装置のそれぞれは、全体として、対向する一対の導電プレートを備えている。一方の導電プレートは、他方の導電プレートの側に突出するリッジと、リッジの両側に位置する人工磁気導体とを有している。リッジの上面（導電性を有する面）は、ギャップを介して、他方の導電プレートの導電性表面に対向している。人工磁気導体の伝搬阻止帯域に含まれる波長を有する電磁波は、この導電性表面とリッジの上面との間の空間（ギャップ）をリッジに沿って伝搬する。

国際公開第２０１０／０５０１２２号 米国特許第８８０３６３８号明細書 欧州特許出願公開第１３３１６８８号明細書

H. Kirino and K. Ogawa, "A 76 GHz Multi-Layered Phased Array Antenna using a Non-Metal Contact Metamaterial Wavegude", IEEE Transaction on Antenna and Propagation, Vol. 60, No.2, pp. 840-853, February, 2012 A.Uz.Zaman and P.-S.Kildal, "Ku Band Linear Slot-Array in Ridge Gapwaveguide Technology, EUCAP 2013, 7th European Conference on Antenna and Propagation

アンテナ給電線路（ｆｅｅｄｉｎｇ ｎｅｔｗｏｒｋ）などの導波路には、導波部材に屈曲部および／または分岐部が設けられ得る。屈曲部および分岐部では、導波部材の延びる方向が変化する。このように導波部材の延びる方向が変化する部分では、そのままでは、インピーダンスの不整合が生じるため、伝搬する電磁波の不要な反射が生じてしまう。このような反射は、信号の伝搬損失の原因となるだけではなく、不要なノイズの発生原因にもなり得る。

非特許文献１は、導波部材の屈曲部および分岐部でのインピーダンス整合を高めるため、リッジの高さを変化させることを開示している。また、非特許文献２に開示されている導波路では、導波部材の分岐部でリッジの幅が変化している。

本開示の様々な実施形態は、導波部材の屈曲部および分岐部におけるインピーダンスの整合度を高めた導波路装置を提供する。

本開示の一態様に係る導波路装置は、平面または曲面形状の導電性表面を有する第１の導電部材と、各々が前記導電性表面に対向する先端部を持つ複数の導電性ロッドが配列された第２の導電部材と、前記第１の導電部材の前記導電性表面に対向する導電性の導波面を有する導波部材であって、前記複数の導電性ロッドの間に配置され、前記導電性表面に沿って延びる導波部材と、を備える。前記導波部材は、延びる方向が変化する屈曲部、および延びる方向が二つ以上に分かれる分岐部の少なくとも一方を有する。前記複数の導電性ロッドのうち、前記屈曲部または前記分岐部に隣接する少なくとも１つの導電性ロッドの軸方向に垂直な断面の外形の寸法（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）は、前記第２の導電部材に接する基部から先端部に向かって単調に減少している。

本開示の実施形態によると、人工磁気導体を構成するロッドの新規な構成により、導波部材の屈曲部および分岐部におけるインピーダンスの整合度を高めることができる。

図１は、本開示による導波路装置の一例における概略的な構成例を模式的に示す斜視図である。 図２Ａは、図１の導波路装置１００のＸＺ面に平行な断面の構成を模式的に示す図である。 図２Ｂは、導波路装置１００のＸＺ面に平行な断面の他の構成を模式的に示す図である。 図３は、導波路装置１００の構成を模式的に示す他の斜視図である。 図４は、図２Ａに示す構造における各部材の寸法の範囲の例を示す図である。 図５Ａは、導波路装置１００内を伝搬する電磁波を模式的に示す断面図である。 図５Ｂは、公知の中空導波管１３０の構成を模式的に示す断面図である。 図５Ｃは、第２の導電部材１２０上に２本の導波部材１２２が設けられている形態を示す断面図である。 図５Ｄは、２つの中空導波管１３０を並べて配置した導波路装置の構成を模式的に示す断面図である。 図６は、本開示の実施形態における導波路装置の構成例を模式的に示す斜視図である。 図７は、導波路装置１００のＸＺ面に平行な断面の構成を模式的に示す図である。 図８Ａは、導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）を含む平面における断面図である。 図８Ｂは、図８Ａの導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）からみた上面図である。 図９Ａは、分岐部を有する構成において、各導電性ロッド１２４の側面が傾斜していない従来の構成を模式的に示す斜視図である。 図９Ｂは、図９Ａに示す導波路装置の上面図である。 図９Ｃは、分岐部を有する構成において、各導電性ロッド１２４の側面が傾斜している本実施形態の構成を模式的に示す斜視図である。 図９Ｄは、図９Ｃに示す導波路装置の上面図である。 図１０は、分岐部を有する構成において、傾斜角θが０°、１°、２°、３°、４°、５°の各場合における０．９６７Ｆｏ、１．０００Ｆｏ、１．０３３Ｆｏの周波数の入力波に対する入力反射係数Ｓを示すグラフである。 図１１は、本開示の他の実施形態における導波路装置の他の構成例を模式的に示す斜視図である。 図１２Ａは、屈曲部を有する構成において、各導電性ロッド１２４の側面が傾斜していない従来の構成を模式的に示す斜視図である。 図１２Ｂは、図１２Ａに示す導波路装置の上面図である。 図１２Ｃは、屈曲部を有する構成において、各導電性ロッド１２４の側面が傾斜している本実施形態の構成を模式的に示す斜視図である。 図１２Ｄは、図１２Ｃに示す導波路装置の上面図である。 図１３は、屈曲部を有する構成において、傾斜角θが０°、１°、２°、３°、４°、５°の各場合における０．９６７Ｆｏ、１．０００Ｆｏ、１．０３３Ｆｏの周波数の入力波に対する入力反射係数Ｓを示すグラフである。 図１４Ａは、導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）に垂直な断面の外形の寸法Ｄを、導電性ロッド１２４の基部１２４ｂからの距離ｚの関数Ｄ（ｚ）として表現した例を示すグラフである。 図１４Ｂは、ｚの特定範囲内において、ｚが増加してもＤ（ｚ）の大きさが変化しない例を示すグラフである。 図１５Ａは、他の例における導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）を含む平面における断面図である。 図１５Ｂは、図１５Ａの導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）からみた上面図である。 図１６Ａは、さらに他の例における導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）を含む平面における断面図である。 図１６Ｂは、図１６Ａの導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）からみた上面図である。 図１７Ａは、さらに他の例における導電性ロッド１２４のＸＺ面に平行な断面を示す図である。 図１７Ｂは、図１７Ａの導電性ロッド１２４のＹＺ面に平行な断面を示す図である。 図１７Ｃは、図１７Ａの導電性ロッド１２４のＸＹ面に平行な断面を示す図である。 図１８Ａは、さらに他の例における導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）を含む平面における断面図である。 図１８Ｂは、図１８Ａの導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）からみた上面図である。 図１９は、導波部材１２２に隣接する導電性ロッド１２４のみについて、前述した特殊な形状を付与した構成例を示す断面図である。 図２０Ａは、本開示の実施形態におけるアレーアンテナのＺ方向からみた上面図である。 図２０Ｂは、図２０ＡのＢ−Ｂ線断面図である。 図２１は、第１の導波路装置１００ａにおける導波部材１２２の平面レイアウトを示す図である。 図２２は、第２の導波路装置１００ｂにおける導波部材１２２の平面レイアウトを示す図である。 図２３Ａは、導波部材１２２の上面である導波面１２２ａのみが導電性を有し、導波部材１２２の導波面１２２ａ以外の部分は導電性を有していない構造の例を示す断面図である。 図２３Ｂは、導波部材１２２が第２の導電部材１２０上に形成されていない変形例を示す図である。 図２３Ｃは、第２の導電部材１２０、導波部材１２２、および複数の導電性ロッド１２４の各々が、誘電体の表面に金属などの導電性材料がコーティングされた構造の例を示す図である。 図２３Ｄは、導電部材１１０、１２０、導波部材１２２、および導電性ロッド１２４の各々の最表面に、誘電体の層１１０ｂ、１２０ｂを有する構造の例を示す図である。 図２３Ｅは、導電部材１１０、１２０、導波部材１２２、および導電性ロッド１２４の各々の最表面に、誘電体の層１１０ｂ、１２０ｂを有する構造の他の例を示す図である。 図２３Ｄは、導波部材１２２の高さが導電性ロッド１２４の高さよりも低く、第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａが、導波部材１２２の側に突出している例を示す図である。 図２４Ａは、第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａが曲面形状を有する例を示す図である。 図２４Ｂは、第２の導電部材１２０の導電性表面１２０ａも曲面形状を有する例を示す図である。 図２５は、自車両５００と、自車両５００と同じ車線を走行している先行車両５０２とを示す図である。 図２６は、自車両５００の車載レーダシステム５１０を示す図である。 図２７Ａは、車載レーダシステム５１０のアレーアンテナＡＡと、複数の到来波ｋとの関係を示す図である。 図２７Ｂは、ｋ番目の到来波を受信するアレーアンテナＡＡを示す図である。 図２８は、本開示による車両走行制御装置６００の基本構成の一例を示すブロック図である。 図２９は、車両走行制御装置６００の構成の他の例を示すブロック図である。 図３０は、車両走行制御装置６００のより具体的な構成の例を示すブロック図である。 図３１は、応用例におけるレーダシステム５１０のより詳細な構成例を示すブロック図である。 図３２は、三角波生成回路５８１が生成した信号に基づいて変調された送信信号の周波数変化を示す図である。 図３３は、「上り」の期間におけるビート周波数ｆｕ、および「下り」の期間におけるビート周波数ｆｄを示す図である。 図３４は、信号処理回路５６０がプロセッサＰＲおよびメモリ装置ＭＤを備えるハードウェアによって実現されている形態の例を示す図である。 図３５は、３つの周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３の関係を示す図である。 図３６は、複素平面上の合成スペクトルＦ１〜Ｆ３の関係を示す図である。 図３７は、変形例による相対速度および距離を求める処理の手順を示すフローチャートである。

本開示の実施形態を説明する前に、二次元的に配列された複数の導電性ロッド（人工磁気導体）を備える導波路装置の基本的な構成例と動作とを説明する。

図１は、このような導波路装置が備える基本構成の限定的ではない例を模式的に示す斜視図である。図１では、互いに直交するＸ、Ｙ、Ｚ方向を示すＸＹＺ座標が示されている。図示されている導波路装置１００は、対向して平行に配置されたプレート状の第１の導電部材１１０および第２の導電部材１２０を備えている。第２の導電部材１２０には複数の導電性ロッド１２４が配列されている。

なお、本願の図面に示される構造物の向きは、説明のわかりやすさを考慮して設定されており、本開示の実施形態が現実に実施されるときの向きをなんら制限するものではない。また、図面に示されている構造物の全体または一部分の形状および大きさも、現実の形状および大きさを制限するものではない。

図２Ａは、導波路装置１００のＸＺ面に平行な断面の構成を模式的に示す図である。図２Ａに示されるように、第１の導電部材１１０は、第２の導電部材１２０に対向する側に導電性表面１１０ａを有している。導電性表面１１０ａは、導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）に直交する平面（ＸＹ面に平行な平面）に沿って二次元的に拡がっている。この例における導電性表面１１０ａは平滑な平面であるが、後述するように、導電性表面１１０ａは平面である必要はない。

図３は、わかりやすさのため、第１の導電部材１１０と第２の導電部材１２０との間隔を極端に離した状態にある導波路装置１００を模式的に示す斜視図である。現実の導波路装置１００では、図１および図２Ａに示したように、第１の導電部材１１０と第２の導電部材１２０との間隔は狭く、第１の導電部材１１０は、第２の導電部材１２０の全ての導電性ロッド１２４を覆うように配置されている。

再び図２Ａを参照する。第２の導電部材１２０上に配列された複数の導電性ロッド１２４は、それぞれ、導電性表面１１０ａに対向する先端部１２４ａを有している。図示されている例において、複数の導電性ロッド１２４の先端部１２４ａは同一平面上にある。この平面は人工磁気導体の表面１２５を形成している。導電性ロッド１２４は、その全体が導電性を有している必要はなく、ロッド状構造物の少なくとも表面（上面および側面）が導電性を有していればよい。また、第２の導電部材１２０は、複数の導電性ロッド１２４を支持して人工磁気導体を実現できれば、その全体が導電性を有している必要はない。第２の導電部材１２０の表面のうち、複数の導電性ロッド１２４が配列されている側の面１２０ａが導電性を有し、隣接する複数の導電性ロッド１２４の表面が導体で接続されていればよい。言い換えると、第２の導電部材１２０および複数の導電性ロッド１２４の組み合わせの全体は、第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａに対向する凹凸状の導電性表面を有していればよい。

第２の導電部材１２０上には、複数の導電性ロッド１２４の間にリッジ状の導波部材１２２が配置されている。より詳細には、導波部材１２２の両側にそれぞれ人工磁気導体が位置しており、導波部材１２２は両側の人工磁気導体によって挟まれている。図３からわかるように、この例における導波部材１２２は、第２の導電部材１２０に支持され、Ｙ方向に直線的に延びている。図示されている例において、導波部材１２２は、導電性ロッド１２４の高さおよび幅と同一の高さおよび幅を有している。後述するように、導波部材１２２の高さおよび幅は、導電性ロッド１２４の高さおよび幅とは異なる値を有していてもよい。導波部材１２２は、導電性ロッド１２４とは異なり、導電性表面１１０ａに沿って電磁波を案内する方向（この例ではＹ方向）に延びている。導波部材１２２も、全体が導電性を有している必要はなく、第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａに対向する導電性の導波面１２２ａを有していればよい。第２の導電部材１２０、複数の導電性ロッド１２４、および導波部材１２２は、連続した単一構造体の一部であってもよい。さらに、第１の導電部材１１０も、この単一構造体の一部であってもよい。

導波部材１２２の両側において、各人工磁気導体の表面１２５と第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａとの間の空間は、特定周波数帯域内の周波数を有する電磁波を伝搬させない。そのような周波数帯域は「禁止帯域」と呼ばれる。導波路装置１００内を伝搬する信号波の周波数（以下、「動作周波数」と称することがある。）が禁止帯域に含まれるように人工磁気導体は設計される。禁止帯域は、導電性ロッド１２４の高さ、すなわち、隣接する複数の導電性ロッド１２４の間に形成される溝の深さ、導電性ロッド１２４の径、配置間隔、および導電性ロッド１２４の先端部１２４ａと導電性表面１１０ａとの間の間隙の大きさによって調整され得る。

以上の構造により、第１の導電部材１１０の導電性表面と導波面との間の導波路（リッジ導波路）に沿って、信号波を伝搬させることができる。このようなリッジ導波路を、ＷＲＧ（Ｗａｆｆｌｅ−ｉｒｏｎ Ｒｉｄｇｅ ｗａｖｅＧｕｉｄｅ）と称することがある。

次に、図４を参照しながら、各部材の寸法、形状、配置などの例を説明する。

図４は、図２Ａに示す構造における各部材の寸法の範囲の例を示す図である。導波路装置は、所定の帯域（動作周波数帯域と称する。）の電磁波の送信および受信の少なくとも一方に用いられる。本明細書において、第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａと導波部材１２２の導波面１２２ａとの間の導波路を伝搬する電磁波（信号波）の自由空間における波長の代表値（例えば、動作周波数帯域の中心周波数に対応する中心波長）をλｏとする。また、動作周波数帯域における最高周波数の電磁波の自由空間における波長をλｍとする。各導電性ロッド１２４のうち、第２の導電部材１２０に接している方の端の部分を「基部」と称する。図４に示すように、各導電性ロッド１２４は、先端部１２４ａと基部１２４ｂとを有する。各部材の寸法、形状、配置などの例は、以下のとおりである。

（１）導電性ロッドの幅
導電性ロッド１２４の幅（Ｘ方向およびＹ方向のサイズ）は、λｍ／２未満に設定され得る。この範囲内であれば、Ｘ方向およびＹ方向における最低次の共振の発生を防ぐことができる。なお、ＸおよびＹ方向だけでなくＸＹ断面の対角方向でも共振が起こる可能性があるため、導電性ロッド１２４のＸＹ断面の対角線の長さもλｍ／２未満であることが好ましい。ロッドの幅および対角線の長さの下限値は、工法的に作製できる最小の長さであり、特に限定されない。

（２）導電性ロッドの基部から第１の導電部材の導電性表面までの距離
導電性ロッド１２４の基部１２４ｂから第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａまでの距離は、導電性ロッド１２４の高さよりも長く、かつλｍ／２未満に設定され得る。当該距離がλｍ／２以上の場合、導電性ロッド１２４の基部１２４ｂと導電性表面１１０ａとの間において共振が生じ、信号波の閉じ込め効果が失われる。

導電性ロッド１２４の基部１２４ｂから第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａまでの距離は、第１の導電部材１１０と第２の導電部材１２０との間隔に相当する。例えば導波路をミリ波帯である７６．５±０．５ＧＨｚの信号波が伝搬する場合、信号波の波長は、３．８９３４ｍｍから３．９４４６ｍｍの範囲内である。したがって、この場合、λｍは３．８９３４ｍｍとなるので、第１の導電部材１１０と第２の導電部材１２０との間隔は、３．８９３４ｍｍの半分よりも小さく設定される。第１の導電部材１１０と第２の導電部材１２０とが、このような狭い間隔を実現するように対向して配置されていれば、第１の導電部材１１０と第２の導電部材１２０とが厳密に平行である必要はない。また、第１の導電部材１１０と第２の導電部材１２０との間隔がλｍ／２未満であれば、第１の導電部材１１０および／または第２の導電部材１２０の全体または一部が曲面形状を有していてもよい。他方、第１および第２の導電部材１１０、１２０の平面形状（ＸＹ面に垂直に投影した領域の形状）および平面サイズ（ＸＹ面に垂直に投影した領域のサイズ）は、用途に応じて任意に設計され得る。

図２Ａに示される例において、導電性表面１２０ａは平面であるが、本開示の実施形態はこれに限られない。例えば、図２Ｂに示すように、導電性表面１２０ａは断面がＵ字またはＶ字に近い形状である面の底部であってもよい。導電性ロッド１２４または導波部材１２２が、基部に向かって幅が拡大する形状を持つ場合に、導電性表面１２０ａはこのような構造になる。このような構造であっても、導電性表面１１０ａと導電性表面１２０ａとの間の距離が波長λｍの半分よりも短ければ、図２Ｂに示す装置は、本開示の実施形態における導波路装置として機能し得る。

（３）導電性ロッドの先端部から導電性表面までの距離Ｌ２
導電性ロッド１２４の先端部１２４ａから導電性表面１１０ａまでの距離Ｌ２は、λｍ／２未満に設定される。当該距離がλｍ／２以上の場合、導電性ロッド１２４の先端部１２４ａと導電性表面１１０ａとの間を往復する伝搬モードが生じ、電磁波を閉じ込められなくなるからである。

（４）導電性ロッドの配列および形状
複数の導電性ロッド１２４のうちの隣接する２つの導電性ロッド１２４の間の隙間は、例えばλｍ／２未満の幅を有する。隣接する２つの導電性ロッド１２４の間の隙間の幅は、当該２つの導電性ロッド１２４の一方の表面（側面）から他方の表面（側面）までの最短距離によって定義される。このロッド間の隙間の幅は、ロッド間の領域で最低次の共振が起こらないように決定される。共振が生じる条件は、導電性ロッド１２４の高さ、隣接する２つの導電性ロッド間の距離、および導電性ロッド１２４の先端部１２４ａと導電性表面１１０ａとの間の空隙の容量の組み合わせによって決まる。よって、ロッド間の隙間の幅は、他の設計パラメータに依存して適宜決定される。ロッド間の隙間の幅には明確な下限はないが、製造の容易さを確保するために、ミリ波帯の電磁波を伝搬させる場合には、例えばλｍ／１６以上であり得る。なお、隙間の幅は一定である必要はない。λｍ／２未満であれば、導電性ロッド１２４の間の隙間は様々な幅を有していてもよい。

複数の導電性ロッド１２４の配列は、人工磁気導体としての機能を発揮する限り、図示されている例に限定されない。複数の導電性ロッド１２４は、直交する行および列状に並んでいる必要はなく、行および列は９０度以外の角度で交差していてもよい。複数の導電性ロッド１２４は、行または列に沿って直線上に配列されている必要はなく、単純な規則性を示さずに分散して配置されていてもよい。各導電性ロッド１２４の形状およびサイズも、第２の導電部材１２０上の位置に応じて変化していてよい。

複数の導電性ロッド１２４の先端部１２４ａが形成する人工磁気導体の表面１２５は、厳密に平面である必要はなく、微細な凹凸を有する平面または曲面であってもよい。すなわち、各導電性ロッド１２４の高さが一様である必要はなく、導電性ロッド１２４の配列が人工磁気導体として機能し得る範囲内で個々の導電性ロッド１２４は多様性を持ち得る。

さらに、導電性ロッド１２４は、図示されている角柱形状に限らず、例えば円筒状の形状を有していてもよい。さらに、単純な柱状の形状を有している必要はない。人工磁気導体は、導電性ロッド１２４の配列以外の構造によっても実現することができ、多様な人工磁気導体を本開示の導波路装置に利用することができる。なお、導電性ロッド１２４の先端部１２４ａの形状が角柱形状である場合は、その対角線の長さはλｍ／２未満であることが好ましい。楕円形状であるときは、長軸の長さがλｍ／２未満であることが好ましい。先端部１２４ａがさらに他の形状をとる場合でも、その差し渡し寸法は一番長い部分でもλｍ／２未満であることが好ましい。

（５）導波面の幅
導波部材１２２の導波面１２２ａの幅、すなわち、導波部材１２２が延びる方向に直交する方向における導波面１２２ａのサイズは、λｍ／２未満（例えばλｏ／８）に設定され得る。導波面１２２ａの幅がλｍ／２以上になると、幅方向で共振が起こり、共振が起こるとＷＲＧは単純な伝送線路としては動作しなくなるからである。

（６）導波部材の高さ
導波部材１２２の高さ（図示される例ではＺ方向のサイズ）は、λｍ／２未満に設定される。当該距離がλｍ／２以上の場合、導電性ロッド１２４の基部１２４ｂと導電性表面１１０ａとの距離がλｍ／２以上となるからである。同様に、導電性ロッド１２４（特に、導波部材１２２に隣接する導電性ロッド１２４）の高さについても、λｍ／２未満に設定される。

（７）導波面と導電性表面との間の距離Ｌ１
導波部材１２２の導波面１２２ａと導電性表面１１０ａとの間の距離Ｌ１については、λｍ／２未満に設定される。当該距離がλｍ／２以上の場合、導波面１２２ａと導電性表面１１０ａとの間で共振が起こり、導波路として機能しなくなるからである。ある例では、当該距離はλｍ／４以下である。製造の容易さを確保するために、ミリ波帯の電磁波を伝搬させる場合には、例えばλｍ／１６以上とすることが好ましい。

導電性表面１１０ａと導波面１２２ａとの距離Ｌ１の下限、および導電性表面１１０ａとロッド１２４の先端部１２４ａとの距離Ｌ２の下限は、機械工作の精度と、上下の２つの導電部材１１０、１２０を一定の距離に保つように組み立てる際の精度とに依存する。プレス工法またはインジェクション工法を用いた場合、上記距離の現実的な下限は５０マイクロメートル（μｍ）程度である。ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ−Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍ）技術を用いて例えばテラヘルツ領域の製品を作る場合には、上記距離の下限は、２〜３μｍ程度である。

上記の構成を有する導波路装置１００によれば、動作周波数の信号波は、人工磁気導体の表面１２５と第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａとの間の空間を伝搬することはできず、導波部材１２２の導波面１２２ａと第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａとの間の空間を伝搬する。このような導波路構造における導波部材１２２の幅は、中空導波管とは異なり、伝搬すべき電磁波の半波長以上の幅を有する必要はない。また、第１の導電部材１１０と第２の導電部材１２０とを厚さ方向（ＹＺ面に平行）に延びる金属壁によって接続する必要もない。

図５Ａは、導波部材１２２の導波面１２２ａと第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａとの間隙における幅の狭い空間を伝搬する電磁波を模式的に示している。図５Ａにおける３本の矢印は、伝搬する電磁波の電界の向きを模式的に示している。伝搬する電磁波の電界は、第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａおよび導波面１２２ａに対して垂直である。

導波部材１２２の両側には、それぞれ、複数の導電性ロッド１２４によって形成された人工磁気導体が配置されている。電磁波は導波部材１２２の導波面１２２ａと第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａとの間隙を伝搬する。図５Ａは、模式的であり、電磁波が現実に作る電磁界の大きさを正確には示していない。導波面１２２ａ上の空間を伝搬する電磁波（電磁界）の一部は、導波面１２２ａの幅によって区画される空間から外側（人工磁気導体が存在する側）に横方向に拡がっていてもよい。この例では、電磁波は、図５Ａの紙面に垂直な方向（Ｙ方向）に伝搬する。このような導波部材１２２は、Ｙ方向に直線的に延びている必要はなく、不図示の屈曲部および／または分岐部を有し得る。電磁波は導波部材１２２の導波面１２２ａに沿って伝搬するため、屈曲部では伝搬方向が変わり、分岐部では伝搬方向が複数の方向に分岐する。

図５Ａの導波路構造では、伝搬する電磁波の両側に、中空導波管では不可欠の金属壁（電気壁）が存在していない。このため、この例における導波路構造では、伝搬する電磁波が作る電磁界モードの境界条件に「金属壁（電気壁）による拘束条件」が含まれず、導波面１２２ａの幅（Ｘ方向のサイズ）は、電磁波の波長の半分未満である。

図５Ｂは、参考のため、中空導波管１３０の断面を模式的に示している。図５Ｂには、中空導波管１３０の内部空間１３２に形成される電磁界モード（ＴＥ₁₀）の電界の向きが矢印によって模式的に表されている。矢印の長さは電界の強さに対応している。中空導波管１３０の内部空間１３２の幅は、波長の半分よりも広く設定されなければならない。すなわち、中空導波管１３０の内部空間１３２の幅は、伝搬する電磁波の波長の半分よりも小さく設定され得ない。

図５Ｃは、第２の導電部材１２０上に２個の導波部材１２２が設けられている形態を示す断面図である。このように隣接する２個の導波部材１２２の間には、複数の導電性ロッド１２４によって形成される人工磁気導体が配置されている。より正確には、各導波部材１２２の両側に複数の導電性ロッド１２４によって形成される人工磁気導体が配置され、各導波部材１２２が独立した電磁波の伝搬を実現することが可能である。

図５Ｄは、参考のため、２つの中空導波管１３０を並べて配置した導波路装置の断面を模式的に示している。２つの中空導波管１３０は、相互に電気的に絶縁されている。電磁波が伝搬する空間の周囲が、中空導波管１３０を構成する金属壁で覆われている必要がある。このため、電磁波が伝搬する内部空間１３２の間隔を、金属壁の２枚の厚さの合計よりも短縮することはできない。金属壁の２枚の厚さの合計は、通常、伝搬する電磁波の波長の半分よりも長い。したがって、中空導波管１３０の配列間隔（中心間隔）を、伝搬する電磁波の波長よりも短くすることは困難である。特に、電磁波の波長が１０ｍｍ以下となるミリ波帯、あるいはそれ以下の波長の電磁波を扱う場合は、波長に比して十分に薄い金属壁を形成することが難しくなる。このため、商業的に現実的なコストで実現することが困難になる。

これに対して、人工磁気導体を備える導波路装置１００は、導波部材１２２を近接させた構造を容易に実現することができるため、複数のアンテナ素子が近接して配置されたアレーアンテナへの給電に好適に用いられ得る。

本発明者らは、導波部材１２２の屈曲部および分岐部におけるインピーダンスの整合度を高めるため、人工磁気導体を構成する導電性ロッド１２４に着目した。そして、以下に詳しく説明するように、導電性ロッド１２４の形状を改良することにより、導波部材１２２の屈曲部および分岐部におけるインピーダンスの整合度を高めることに成功した。インピーダンスの整合度を高めることにより、伝搬効率が改善されノイズの低減された導波路装置が提供され得る。また、そのような導波路装置を備えるアンテナ装置の性能を高めることも可能になる。より具体的には、インピーダンスの整合に伴い、信号波の反射が抑制されるので、電力の損失を低減でき、アンテナ装置においては、送受信する電磁波の位相の乱れを抑制できる。このため、通信においては通信信号の劣化を抑制でき、レーダにおいては距離や到来方位の推定の精度を向上できる。

以下、本開示による導波路装置の限定的ではない例示的な実施形態を説明する。

＜導波路装置の基本構成＞
まず、図６および図７を参照する。図６は、本実施形態における導波路装置の構成例を模式的に示す斜視図である。図６では、わかりやすさのため、第１の導電部材１１０と第２の導電部材１２０との間隔を離した状態を示している。図７は、導波路装置１００のＸＺ面に平行な断面の構成を模式的に示す図である。

図６および図７に示すように、本実施形態における導波路装置１００は、平面形状の導電性表面１１０ａを有する第１の導電部材１１０と、各々が導電性表面１１０ａに対向する先端部１２４ａを持つ複数の導電性ロッド１２４が配列された第２の導電部材１２０と、第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａに対向する導電性の導波面１２２ａを有する導波部材１２２とを備える。導波部材１２２は、複数の導電性ロッド１２４の間に配置され、導電性表面１１０ａに沿って延びている。導波部材１２２の両側のそれぞれには、複数の導電性ロッド１２４からなる人工磁気導体が位置しており、導波部材１２２を両側から挟んでいる。本実施形態において、導波部材１２２は、延びる方向が二つ以上に分かれる分岐部１３６を有している。この例における分岐部１３６は、分岐した２本の導波部材の角度が１８０度であり、アルファベットの文字「Ｔ」に似た形状を持つため、「Ｔ−ブランチ」とも呼ばれる。分岐部１３６には、この他に、分岐した２本の導波部材の方向がなす角度が１８０度よりも小さい「Ｙ−ブランチ」がある。

前述したように、第２の導電部材１２０上に配列された複数の導電性ロッド１２４は、それぞれ、導電性表面１１０ａに対向する先端部１２４ａを有している。図示されている例において、導電性ロッド１２４の先端部１２４ａは、ほぼ同一平面上にあり、人工磁気導体の表面１２５を形成している。

＜導電性ロッドの基本構造＞
・分岐部
本実施形態では、図７に示すように、各導電性ロッド１２４の側面を傾斜させることにより、各導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）に垂直な断面の外形の寸法を基部１２４ｂから先端部１２４ａに向かって単調に減少させている。これにより、導波部材１２２の分岐部１３６におけるインピーダンスの整合度を高めることができることが、電磁界シミュレーションの結果、明らかになった。

図８Ａは、導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）を含む平面における断面図である。図８Ｂは、図８Ａの導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）からみた上面図である。この例における導電性ロッド１２４は、軸方向（Ｚ方向）に垂直な断面が正方形の錐台（Ｆｒｕｓｔｕｍ）形状を有しており、導電性ロッド１２４の４個の側面１２４ｓが軸方向（Ｚ方向）に対して傾斜している。導電性ロッドの各側面１２４ｓの傾斜角度は、図８Ａに示すように、側面１２４ｓの法線１２４ｎが、軸方向（Ｚ方向）に直交する任意の平面Ｐｚに対して形成する角度θによって定義される。

「導電性ロッドの軸方向に垂直な断面の外形の寸法」は、「断面の外形」を内部に含むことができる最小の円の直径によって定義される。このような円は、断面の外形が三角形、長方形(正方形を含む)、または正多角形の場合、外接円に相当する。「断面の外形」が円または楕円の場合、「断面の外形の寸法」は、円の直径または楕円の長軸長さである。本開示における導電性ロッドの「断面の外形」は、外接円が存在する形状には限定されない。図８Ａおよび図８Ｂに示される例では、導電性ロッド１２４の軸方向に垂直な断面の外形の寸法が、導電性ロッド１２４の基部１２４ｂから先端部１２４ａに向かって減少している。

図８Ａおよび図８Ｂに示される例では、導電性ロッド１２４の軸方向に垂直な断面の面積は、基部１２４ｂよりも先端部１２４ａにおいて小さい。前述したように、導電性ロッド１２４は、全体が導電性を有している必要はなく、その表面が導電性を有していればよい。このため、導電性ロッド１２４は、中空構造を有していてもよいし、内部に誘電体の芯が存在していてもよい。「導電性ロッドの軸方向に垂直な断面の面積」とは、導電性ロッドの軸方向に垂直な断面の「外形」の輪郭線によって外部から区画される領域の面積を意味するものとする。その領域内に導電性を有しない部分が含まれていても、「断面の面積」には無関係である。

以下、このような導電性ロッド１２４を用いることがインピーダンスの整合度を向上させることを説明する。

本発明者らは、本実施形態の構成においては、各導電性ロッド１２４の側面が傾斜していない従来の構成と比較して、インピーダンス整合度が向上することをシミュレーションによって明らかにした。ここで、インピーダンス整合度は、入力反射係数によって表される。入力反射係数が低いほど、インピーダンス整合度が高い。入力反射係数は、高周波線路または素子への入力波の強度に対する反射波の強度の比を表す係数である。

図９Ａから図９Ｄは、本シミュレーションにおいて用いられた導波路装置の構成を示す図である。図９Ａは、各導電性ロッド１２４の側面が傾斜していない従来の構成を模式的に示す斜視図である。図９Ｂは、図９Ａに示す導波路装置の上面図である。図９Ｃは、各導電性ロッド１２４の側面が傾斜している本実施形態の構成を模式的に示す斜視図である。図９Ｄは、図９Ｃに示す導波路装置の上面図である。

本シミュレーションでは、各導電性ロッド１２４の４つの側面の傾斜角度が異なる複数の構成について、分岐部における入力反射係数Ｓを測定した。本シミュレーションでは、７４．９４７５ＧＨｚの周波数をＦｏとし、Ｆｏを中心とする周波数帯域の電磁波（入力波とも称する）について測定した。Ｆｏに対応する自由空間中の波長をλｏとして、各導電性ロッドの平均幅、ロッド間の隙間の平均幅、および導波部材（リッジ）の幅をλｏ／８とし、各ロッドおよびリッジの高さをλｏ／４とした。入力波は、図９Ｂおよび図９Ｄに示す矢印の向きに入射させた。

図１０は、本シミュレーションの結果を示すグラフである。図１０のグラフは、傾斜角θが０°、１°、２°、３°、４°、５°の各場合における０．９６７Ｆｏ、１．０００Ｆｏ、１．０３３Ｆｏの周波数の入力波に対する入力反射係数Ｓ（ｄＢ）を示している。

図１０から、入力波の周波数に関わらず、各導電性ロッド１２４の側面を傾斜させると、入力反射係数Ｓが低下することがわかる。すなわち、本実施形態の構成により、インピーダンス整合度が向上することが確認された。

・屈曲部
上記の効果は、導波部材１２２が屈曲部を有する場合にも得られる。屈曲部とは、導波部材１２２の延びる方向が変化する部分である。屈曲部は、導波部材１２２の延びる方向が急峻に変化する部分、緩やかに変化する部分、蛇行する部分を含む。

図１１を参照する。図１１は、本実施形態における導波路装置の他の構成例を模式的に示す斜視図である。図１１では、わかりやすさのため、第１の導電部材１１０の記載を省略している。

図示される導波路装置では、２本の導波部材１２２を備えており、一方の導波部材１２２が屈曲部１３８を有している。

側面が傾斜した導電性ロッド１２４を用いることにより、屈曲部１３８におけるインピーダンスの整合度を向上させることもできる。以下、このことを説明する。

本発明者らは、屈曲部を有する構成においても、各導電性ロッド１２４の側面が傾斜していない従来の構成と比較してインピーダンス整合度が向上することをシミュレーションによって明らかにした。以下、このシミュレーションの結果を説明する。

図１２Ａから図１２Ｄは、本シミュレーションにおいて用いられた導波路装置の構成を示す図である。図１２Ａは、各導電性ロッド１２４の側面が傾斜していない従来の構成を模式的に示す斜視図である。図１２Ｂは、図１２Ａに示す導波路装置の上面図である。図１２Ｃは、各導電性ロッド１２４の側面が傾斜している本実施形態の構成を模式的に示す斜視図である。図１２Ｄは、図１２Ｃに示す導波路装置の上面図である。本シミュレーションでは、入力波を、図１２Ｂおよび図１２Ｄに示す矢印の向きに入射させ、屈曲部での入力反射係数を測定した。その他のシミュレーション条件は、前述のシミュレーションにおける条件と同じである。

図１３は、本シミュレーションの結果を示すグラフである。図１３のグラフは、傾斜角θが０°、１°、２°、３°、４°、５°の各場合における０．９６７Ｆｏ、１．０００Ｆｏ、１．０３３Ｆｏの周波数の入力波に対する入力反射係数Ｓ（ｄＢ）を示している。

図１３から、入力波の周波数に関わらず、各導電性ロッド１２４の側面を傾斜させると、入力反射係数Ｓが低下することがわかる。すなわち、本実施形態の構成により、インピーダンス整合度が向上することが確認された。

なお、１つの導波部材１２２が分岐部および屈曲部の両方を有してもよい。例えば、導波部材１２２は分岐部と屈曲部とを組み合わせた構造を有していてもよい。また、導波部材１２２の形状（例えば、高さまたは幅）が、分岐部または屈曲部において、従来どおりに局所的に変化していてもよい。このように導波部材１２２の形状を局所的に変化させれば、本開示における導波路装置の導電性ロッド１２４が有する効果と合わせてさらにインピーダンス整合度が向上し得る。

＜導電性ロッドの他の構造＞
次に、本開示の効果を得ることができる導電性ロッドの他の形状の例を説明する。

まず、図１４Ａおよび図１４Ｂを参照する。図１４Ａは、導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）に垂直な断面の外形の寸法Ｄを、導電性ロッド１２４の基部１２４ｂからの距離ｚの関数Ｄ（ｚ）として表現した例を示すグラフである。距離ｚは、導電性ロッド１２４の基部１２４ｂから、導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）に平行に測定される。

図１４Ａは、前述した導電性ロッド１２４に関する関数Ｄ（ｚ）の例を示している。図１４Ａの符号「ｈ」は導電性ロッドの高さ（軸方向サイズ）を意味する。Ｄ（ｚ）は、導電性ロッド１２４の側面１２４ｓの傾斜に対応する勾配を有している。前述した実施形態における導電性ロッド１２４では、Ｄ（ｚ）の勾配は一様であったが、本開示の導波路装置は、そのような例に限定されない。Ｄ（ｚ）がｚの増加に応じて単調に減少すれば、前述した効果が得られる。

本願において、「導電性ロッドの軸方向に垂直な断面の外形の寸法は、第２の導電部材に接する基部から先端部に向かって単調に減少している」という事項は、０＜ｚ１＜ｚ２＜ｈを満足する任意のｚ１およびｚ２について、Ｄ（ｚ１）≧Ｄ（ｚ２）が成立し、かつ、Ｄ（０）＞Ｄ（ｈ）が成立することを言う。ここで、記号「≧」は不等号と等号とを含む。したがって、導電性ロッドは、ｚが増加してもＤ（ｚ）の大きさが変化しない部分を有していてもよい。図１４Ｂは、ｚの特定範囲内において、ｚが増加してもＤ（ｚ）の大きさが変化しない例を示している。このような外形寸法を有する導電性ロッドによっても前述の効果を得ることが可能である。

図１５Ａは、他の例における導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）を含む平面における断面図である。図１５Ｂは、図１５Ａの導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）からみた上面図である。この例では、導電性ロッド１２４の軸方向に垂直な断面の外形は円である。この「断面の外形」は、楕円であってもよい。断面の外形が円である場合、「導電性ロッドの軸方向に垂直な断面の外形の寸法」は、円の直径に一致する。断面の外形が楕円である場合、「導電性ロッドの軸方向に垂直な断面の外形の寸法」は、楕円の長軸長さに等しい。

このように「導電性ロッドの軸方向に垂直な断面」が正方形以外の形状を有していても、側面を傾斜させることにより、分岐部および屈曲部でのインピーダンス整合度を高めることができる。

なお、導電性ロッド１２４の先端部１２４ａは、平面である必要はなく、図１６Ａおよび図１６Ｂに示す例のように、曲面であってもよい。

図１７Ａ、図１７Ｂおよび図１７Ｃは、導電性ロッド１２４が有する形状の他の例を示す図である。図１７Ａは導電性ロッド１２４のＸＺ面に平行な断面を、図１７Ｂは導電性ロッド１２４のＹＺ面に平行な断面、図１７Ｃは導電性ロッド１２４のＸＹ面に平行な断面を示している。この例において、導電性ロッド１２４の軸方向に垂直な断面の外形は、図１７Ｃに示されるように、長方形である。図１７Ａおよび図１７Ｂに示されるように、この例における導電性ロッド１２４が有する４つの側面１２４ｓａ、１２４ｓｂ、１２４ｓｃ、１２４ｓｄのうち、側面１２４ｓａ、１２４ｓｂは傾斜しておらず、１２４ｓｃ、１２４ｓｄのみが傾斜している。

図１８Ａは、さらに他の例における導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）を含む平面における断面図である。図１８Ｂは、図１８Ａの導電性ロッド１２４の軸方向（Ｚ方向）からみた上面図である。この例おける導電性ロッド１２４は、段差を有している。「導電性ロッドの軸方向に垂直な断面」の寸法が局所的に急峻に変化している。本願では、このような形状も、「導電性ロッドの軸方向に垂直な断面の外形の寸法は、第２の導電部材に接する基部から先端部に向かって単調に減少している」という事項を満たしている。

上記の実施形態では、それぞれの第２の導電部材１２０上に配列されている複数の導電性ロッド１２４が同一の形状を有している。しかし、本開示の導波路装置は、そのような例に限定されない。人工磁気導体を構成する複数の導電性ロッド１２４が相互に異なる形状またはサイズを有していてもよい。また、図１９に示すように、導波部材１２２に隣接する導電性ロッド１２４のみについて、前述した特殊な形状を付与してもよい。また、導波部材１２２の分岐部または屈曲部でのインピーダンス整合度には影響を与えない位置にある導電性ロッドについて、従来の導電性ロッドと同じ形状を与え、分岐部または屈曲部でのインピーダンス整合度に影響を与える位置にある導電性ロッドについてのみ、上述した特殊な形状を付与してもよい。具体的には、導波部材１２２の分岐部または屈曲部に「隣接する導電性ロッド」の軸方向に垂直な断面の外形の寸法が、基部から先端部に向かって単調に減少していればよい。ここで、「分岐部または屈曲部に隣接する導電性ロッド」とは、着目する導電性ロッドと「分岐部または屈曲部」との間に、着目する導電性ロッド以外の導電性ロッドが存在しない場合の、当該「着目する導電性ロッド」であると定義する。

＜アンテナ装置＞
以下、本開示の導波路装置を備えたアンテナ装置の限定的ではない例示的な実施形態を説明する。

図２０Ａは、１６個のスロット（開口部）１１２が４行４列に配列されたアンテナ装置（アレーアンテナ）のＺ方向からみた上面図である。図２０Ｂは、図２０ＡのＢ−Ｂ線断面図である。図示されるアンテナ装置においては、放射素子(アンテナ素子)として機能するスロット１１２に直接的に結合する導波部材１２２Ｕを備える第１の導波路装置１００ａと、第１の導波路装置１００ａの導波部材１２２Ｕに結合する他の導波部材１２２Ｌを備える第２の導波路装置１００ｂとが積層されている。第２の導波路装置１００ｂの導波部材１２２Ｌおよび導電性ロッド１２４Ｌは、第３の導電部材１４０上に配置されている。第２の導波路装置１００ｂは、基本的には、第１の導波路装置１００ａの構成と同様の構成を備えている。

第１の導波路装置１００ａにおける第１の導電部材１１０には、各スロット１１２を囲む側壁１１４が設けられている。側壁１１４は、スロット１１２の指向性を調整するホーンを形成している。この例におけるスロット１１２の個数および配列は、例示的なものに過ぎない。スロット１１２の向きおよび形状も、図示される例に限定されない。ホーンの側壁１１４の傾斜の有無および角度、ならびにホーンの形状も、図示されている例に限定されない。

図２１は、第１の導波路装置１００ａにおける導波部材１２２Ｕの平面レイアウトを示す図である。図２２は、第２の導波路装置１００ｂにおける導波部材１２２Ｌの平面レイアウトを示す図である。これらの図から明らかなように、第１の導波路装置１００ａにおける導波部材１２２Ｕは直線状に延びており、分岐部も屈曲部も有していないが、第２の導波路装置１００ｂにおける導波部材１２２Ｌは分岐部および屈曲部の両方を有している。導波路装置の基本構成として、第２の導波路装置１００ｂにおける「第２の導電部材１２０」と「第３の導電部材１４０」との組み合せは、第１の導波路装置１００ａにおける「第１の導電部材１１０」と「第２の導電部材１２０」との組み合せに相当する。

図示されているアレーアンテナで特徴的な点は、各導電性ロッド１２４Ｌの形状が図８Ａおよび図８Ｂに示される形状を有していることにある。このため、導波部材１２２Ｌの分岐部および屈曲部でのインピーダンス整合度が向上している。

なお、導電性ロッド１２４Ｌの形状は、図８Ａおよび図８Ｂに示される例に限定されない。前述したように、導電性ロッド１２４Ｌの形状、サイズおよび配列パターンは多様であり得る。

再び図２１および図２２を参照する。第１の導波路装置１００ａにおける導波部材１２２Ｕは、第２の導電部材１２０が有するポート（開口部）１４５Ｕを通じて第２の導波路装置１００ｂにおける導波部材１２２Ｌに結合する。言い換えると、第２の導波路装置１００ｂの導波部材１２２Ｌを伝搬してきた電磁波は、ポート１４５Ｕを通って第１の導波路装置１００ａの導波部材１２２Ｕに達し、第１の導波路装置１００ａの導波部材１２２Ｕを伝搬することができる。このとき、各スロット１１２は、導波路を伝搬していきた電磁波を空間に向けて放射するアンテナ素子として機能する。反対に、空間を伝搬してきた電磁波がスロット１１２に入射すると、その電磁波はスロット１１２の直下に位置する第１の導波路装置１００ａの導波部材１２２Ｕに結合し、第１の導波路装置１００ａの導波部材１２２Ｕを伝搬する。第１の導波路装置１００ａの導波部材１２２Ｕを伝搬してきた電磁波は、ポート１４５Ｕを通って第２の導波路装置１００ｂの導波部材１２２Ｌに達し、第２の導波路装置１００ｂの導波部材１２２Ｌを伝搬することも可能である。第２の導波路装置１００ｂの導波部材１２２Ｌは、第３の導電部材１４０のポート１４５Ｌを介して、外部にある導波路装置または高周波回路（電子回路）に結合され得る。図２２には、一例として、ポート１４５Ｌに接続された電子回路２００が示されている。電子回路２００は、特定の位置に限定されず、任意の位置に配置されていてよい。電子回路２００は、例えば、第３の導電部材１４０の背面側（図２０Ｂにおける下側）の回路基板に配置され得る。このような電子回路は、例えば、ミリ波を生成するＭＭＩＣ（Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）であり得る。

図２０Ａに示される第１の導電部材１１０を「放射層」と呼ぶことができる。また、図２１に示される第２の導電部材１２０、導波部材１２２Ｕ、および導電性ロッド１２４Ｕの全体を「励振層」と呼び、図２２に示される第３の導電部材１４０、導波部材１２２Ｌ、および導電性ロッド１２４Ｌの全体を「分配層」と呼んでもよい。また「励振層」と「分配層」とをまとめて「給電層」と呼んでもよい。「放射層」、「励振層」および「分配層」は、それぞれ、一枚の金属プレートを加工することによって量産され得る。

この例におけるアレーアンテナでは、図２０Ｂからわかるように、プレート状の放射層、励振層および分配層が積層されているため、全体としてフラットかつ低姿勢（ｌｏｗ ｐｒｏｆｉｌｅ）のフラットパネルアンテナが実現している。例えば、図２０Ｂに示す断面構成を持つ積層構造体の高さ（厚さ）を１０ｍｍ以下に設定することができる。

図２２に示される導波部材１２２Ｌによれば、第３の導電部材１４０のポート１４５Ｌから第２の導電部材１２０の各ポート１４５Ｕ（図２１参照）までの距離が、すべて、等しい値に設定されている。このため、第３の導電部材１４０のポート１４５Ｌから、導波部材１２２Ｌに入力された信号波は、第２の導電部材１２０の４つのポート１４５Ｕのそれぞれに同じ位相で到達する。その結果、第２の導電部材１２０上に配置された４個の導波部材１２２Ｕは、同位相で励振され得る。

なお、アンテナ素子として機能する全てのスロット１１２が同位相で電磁波を放射する必要はない。励振層および分配層における導波部材１２２のネットワークパターンは任意であり、各導波部材１２２が互いに異なる信号を独立して伝搬するように構成されていてもよい。

この例における第１の導波路装置１００ａの導波部材１２２は分岐部も屈曲部も有していないが、励振層として機能する導波路装置が分岐部および屈曲部の少なくとも一方を有する導波部材を備えていてもよい。前述したように、導波路装置内の全ての導電性ロッドが同様の形状を有している必要はない。

＜他の変形例＞
次に、導波部材１２２、導電部材１１０、１２０、および導電性ロッド１２４の変形例を説明する。

図２３Ａは、導波部材１２２の上面である導波面１２２ａのみが導電性を有し、導波部材１２２の導波面１２２ａ以外の部分は導電性を有していない構造の例を示す断面図である。第１の導電部材１１０および第２の導電部材１２０も同様に、導波部材１２２が位置する側の表面（導電性表面１１０ａ、１２０ａ）のみが導電性を有し、他の部分は導電性を有していない。このように、導波部材１２２、第１の導電部材１１０、および第２の導電部材１２０の各々は、全体が導電性を有していなくてもよい。

図２３Ｂは、導波部材１２２が第２の導電部材１２０上に形成されていない変形例を示す図である。この例では、導波部材１２２は、第１の導電部材１１０と第２の導電部材１２０とを支持する支持部材（例えば、筐体外周部の壁など）に固定されている。導波部材１２２と第２の導電部材１２０との間には間隙が存在する。このように、導波部材１２２は第２の導電部材１２０に接続されていなくてもよい。

図２３Ｃは、第２の導電部材１２０、導波部材１２２、および複数の導電性ロッド１２４の各々が、誘電体の表面に金属などの導電性材料がコーティングされた構造の例を示す図である。第２の導電部材１２０、導波部材１２２、および複数の導電性ロッド１２４は、相互に導体で接続されている。一方、第１の導電部材１１０は、金属などの導電性材料で構成されている。

図２３Ｄおよび図２３Ｅは、導電部材１１０、１２０、導波部材１２２、および導電性ロッド１２４の各々の最表面に、誘電体の層１１０ｂ、１２０ｂを有する構造の例を示す図である。図２３Ｄは、導体である金属製の導電部材の表面を誘電体の層で覆った構造の例を示す。図２３Ｅは、導電部材１２０が、樹脂などの誘電体製の部材の表面を、金属などの導体で覆い、さらにその金属の層を誘電体の層で覆った構造を有する例を示す。金属表面を覆う誘電体の層は樹脂などの塗膜であってもよいし、当該金属が酸化する事で生成された不動態皮膜などの酸化皮膜であってもよい。

最表面の誘電体層は、ＷＲＧ導波路を伝搬する電磁波の損失を増加させる。しかし、導電性を有する導電性表面１１０ａ、１２０ａを腐食から守ることができる。また、直流電圧、およびＷＲＧ導波路によっては伝搬できない程度に周波数の低い交流電圧のかかる導線が、導電性ロッド１２４に接触し得る場所に配置されていても、短絡を防ぐことができる。

図２３Ｆは、導波部材１２２の高さが導電性ロッド１２４の高さよりも低く、第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａが、導波部材１２２の側に突出している例を示す図である。このような構造であっても、図４に示す寸法の範囲を満たしていれば、前述の実施形態と同様に動作する。

図２４Ａは、第１の導電部材１１０の導電性表面１１０ａが曲面形状を有する例を示す図である。図２４Ｂは、さらに、第２の導電部材１２０の導電性表面１２０ａも曲面形状を有する例を示す図である。これらの例のように、導電性表面１１０ａ、１２０ａは、平面形状に限らず、曲面形状を有していてもよい。

＜応用例：車載レーダシステム＞
次に、上述したアレーアンテナを利用する応用例として、アレーアンテナを備えた車載レーダシステムの一例を説明する。車載レーダシステムに利用される送信波は、例えば７６ギガヘルツ（ＧＨｚ）帯の周波数を有し、その自由空間中の波長λｏは約４ｍｍである。

自動車の衝突防止システムおよび自動運転などの安全技術には、特に自車両の前方を走行する１または複数の車両（物標）の識別が不可欠である。車両の識別方法として、従来、レーダシステムを用いた到来波の方向を推定する技術の開発が進められてきた。

図２５は、自車両５００と、自車両５００と同じ車線を走行している先行車両５０２とを示す。自車両５００は、上述した実施形態におけるアレーアンテナを有する車載レーダシステムを備えている。自車両５００の車載レーダシステムが高周波の送信信号を放射すると、その送信信号は先行車両５０２に到達して先行車両５０２で反射され、その一部は再び自車両５００に戻る。車載レーダシステムは、その信号を受信して、先行車両５０２の位置、先行車両５０２までの距離、速度などを算出する。

図２６は、自車両５００の車載レーダシステム５１０を示す。車載レーダシステム５１０は車内に配置されている。より具体的には、車載レーダシステム５１０は、リアビューミラーの鏡面と反対側の面に配置されている。車載レーダシステム５１０は、車内から車両５００の進行方向に向けて高周波の送信信号を放射し、進行方向から到来した信号を受信する。

本応用例による車載レーダシステム５１０は、上記の実施形態におけるアレーアンテナを有している。本応用例では、複数の導波部材の各々が延びる方向が鉛直方向に一致し、複数の導波部材の配列方向が水平方向に一致するように配置される。このため、複数のスロットを正面から見たときの横方向の寸法を小さくできる。上述のアレーアンテナを含むアンテナ装置の寸法の一例は、横×縦×奥行きが、６０×３０×１０ｍｍである。７６ＧＨｚ帯のミリ波レーダシステムのサイズとしては非常に小型であることが理解される。

なお、従来の多くの車載レーダシステムは、車外、例えばフロントノーズの先端部に設置されている。その理由は、車載レーダシステムのサイズが比較的大きく、本開示のように車内に設置することが困難であるからである。なお、本応用例による車載レーダシステム５１０は、フロントノーズの先端に搭載してもよい。フロントノーズにおいて、車載レーダシステムが占める領域を減少させられるため、他の部品の配置が容易になる。

本応用例によれば、送信アンテナに用いられる複数の導波部材（リッジ）の間隔を狭くすることができるため、隣接する複数の導波部材に対向して設けられる複数のスロットの間隔も狭くすることができる。これにより、グレーティングローブの影響を抑制することができる。例えば、横方向に隣接する２つのスロットの中心間隔を送信波の波長λｏ未満（約４ｍｍ未満）にした場合には、グレーティングローブは前方には発生しない。これにより、グレーティングローブの影響を抑制できる。なお、グレーティングローブは、アンテナ素子の配列間隔が電磁波の波長の半分よりも大きくなると出現する。しかし、配列間隔が波長未満であればグレーティングローブは前方には現れない。このため、本応用例の様に、アレーアンテナを構成する各アンテナ素子が前方にのみ感度を持つ場合は、アンテナ素子の配置間隔が波長よりも小さければ、グレーティングローブは実質的には影響しない。送信アンテナのアレーファクタを調整することにより、送信アンテナの指向性を調整することができる。複数の導波部材上を伝送される電磁波の位相を個別に調整できるように、位相シフタを設けてもよい。位相シフタを設けることにより、送信アンテナの指向性を任意の方向に変更することができる。位相シフタの構成は周知であるため、その構成の説明は省略する。

本応用例における受信アンテナは、グレーティングローブに由来する反射波の受信を低減できるため、以下に説明する処理の精度を向上させることができる。以下、受信処理の一例を説明する。

図２７Ａは、車載レーダシステム５１０のアレーアンテナＡＡと、複数の到来波ｋ（ｋ：１〜Ｋの整数；以下同じ。Ｋは異なる方位に存在する物標の数。）との関係を示している。アレーアンテナＡＡは、直線状に配列されたＭ個のアンテナ素子を有する。原理上、アンテナは送信および受信の両方に利用することが可能であるため、アレーアンテナＡＡは送信アンテナおよび受信アンテナの両方を含み得る。以下では受信アンテナが受信した到来波を処理する方法の例を説明する。

アレーアンテナＡＡは、様々な角度から同時に入射する複数の到来波を受ける。複数の到来波の中には、同じ車載レーダシステム５１０の送信アンテナから放射され、物標で反射された到来波が含まれる。さらに、複数の到来波の中には、他の車両から放射された直接的または間接的な到来波も含まれる。

到来波の入射角度（すなわち到来方向を示す角度）は、アレーアンテナＡＡのブロードサイドＢを基準とする角度を表している。到来波の入射角度は、アンテナ素子群が並ぶ直線方向に垂直な方向に対する角度を表す。

いま、ｋ番目の到来波に注目する。「ｋ番目の到来波」とは、異なる方位に存在するＫ個の物標からアレーアンテナにＫ個の到来波が入射しているときにおける、入射角θ_kに
よって識別される到来波を意味する。

図２７Ｂは、ｋ番目の到来波を受信するアレーアンテナＡＡを示している。アレーアンテナＡＡが受信した信号は、Ｍ個の要素を持つ「ベクトル」として、数１のように表現できる。
（数１）
Ｓ＝［ｓ₁，ｓ₂，…，ｓ_M］^T

ここで、ｓ_m（ｍ：１〜Ｍの整数；以下同じ。）は、ｍ番目のアンテナ素子が受信した
信号の値である。上付きのＴは転置を意味する。Ｓは列ベクトルである。列ベクトルＳは、アレーアンテナの構成によって決まる方向ベクトル（ステアリングベクトルまたはモードベクトルと称する。）と、物標（波源または信号源とも称する。）における信号を示す複素ベクトルとの積によって与えられる。波源の個数がＫであるとき、各波源から個々のアンテナ素子に到来する信号の波が線形的に重畳される。このとき、ｓ_mは数２のように
表現できる。

数２におけるａ_k、θ_kおよびφ_kは、それぞれ、ｋ番目の到来波の振幅、到来波の入射
角度、および初期位相である。λは到来波の波長を示し、ｊは虚数単位である。

数２から理解されるように、ｓ_mは、実部（Ｒｅ）と虚部（Ｉｍ）とから構成される複
素数として表現されている。

ノイズ（内部雑音または熱雑音）を考慮してさらに一般化すると、アレー受信信号Ｘは数３のように表現できる。
（数３）
Ｘ＝Ｓ＋Ｎ
Ｎはノイズのベクトル表現である。

信号処理回路は、数３に示されるアレー受信信号Ｘを用いて到来波の自己相関行列Ｒｘｘ（数４）を求め、さらに自己相関行列Ｒｘｘの各固有値を求める。

ここで、上付きのＨは複素共役転置（エルミート共役）を表す。

求めた複数の固有値のうち、熱雑音によって定まる所定値以上の値を有する固有値（信号空間固有値）の個数が、到来波の個数に対応する。そして、反射波の到来方向の尤度が最も大きくなる（最尤度となる）角度を算出することにより、物標の数および各物標が存在する角度を特定することができる。この処理は、最尤推定法として公知である。

次に、図２８を参照する。図２８は、本開示による車両走行制御装置６００の基本構成の一例を示すブロック図である。図２８に示される車両走行制御装置６００は、車両に実装されたレーダシステム５１０と、レーダシステム５１０に接続された走行支援電子制御装置５２０とを備えている。レーダシステム５１０は、アレーアンテナＡＡと、レーダ信号処理装置５３０とを有している。

アレーアンテナＡＡは、複数のアンテナ素子を有しており、その各々が１個または複数個の到来波に応答して受信信号を出力する。上述のように、アレーアンテナＡＡは高周波のミリ波を放射することも可能である。

レーダシステム５１０のうち、アレーアンテナＡＡは車両に取り付けられる必要がある。しかしながらレーダ信号処理装置５３０の少なくとも一部の機能は、車両走行制御装置６００の外部（例えば自車両の外）に設けられたコンピュータ５５０およびデータベース５５２によって実現されてもよい。その場合、レーダ信号処理装置５３０のうちで車両内に位置する部分は、車両の外部に設けられたコンピュータ５５０およびデータベース５５２に、信号またはデータの双方向通信が行えるように、常時または随時に接続され得る。通信は、車両が備える通信デバイス５４０、および一般の通信ネットワークを介して行われる。

データベース５５２は、各種の信号処理アルゴリズムを規定するプログラムを格納していてもよい。レーダシステム５１０の動作に必要なデータおよびプログラムの内容は、通信デバイス５４０を介して外部から更新され得る。このように、レーダシステム５１０の少なくとも一部の機能は、クラウドコンピューティングの技術により、自車両の外部(他
の車両の内部を含む)において実現し得る。したがって、本開示における「車載」のレー
ダシステムは、構成要素のすべてが車両に搭載されていることを必要としない。ただし、本願では、簡単のため、特に断らない限り、本開示の構成要素のすべてが１台の車両（自車両）に搭載されている形態を説明する。

レーダ信号処理装置５３０は、信号処理回路５６０を有している。この信号処理回路５６０は、アレーアンテナＡＡから直接または間接に受信信号を受け取り、受信信号、または受信信号から生成した二次信号を到来波推定ユニットＡＵに入力する。受信信号から二次信号を生成する回路（不図示）の一部または全部は、信号処理回路５６０の内部に設けられている必要はない。このような回路（前処理回路）の一部または全部は、アレーアンテナＡＡとレーダ信号処理装置５３０との間に設けられていてもよい。

信号処理回路５６０は、受信信号または二次信号を用いて演算を行い、到来波の個数を示す信号を出力するように構成されている。ここで、「到来波の個数を示す信号」は、自車両の前方を走行する１または複数の先行車両の数を示す信号ということができる。

この信号処理回路５６０は、公知のレーダ信号処理装置が実行する各種の信号処理を実行するように構成されていればよい。例えば、信号処理回路５６０は、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、およびＳＡＧＥ法などの「超分解能アルゴリズム」（スーパーレゾリューション法）、または相対的に分解能が低い他の到来方向推定アルゴリズムを実行するように構成され得る。

図２８に示す到来波推定ユニットＡＵは、任意の到来方向推定アルゴリズムにより、到来波の方位を示す角度を推定し、推定結果を示す信号を出力する。信号処理回路５６０は、到来波推定ユニットＡＵが公知のアルゴリズムにより、到来波の波源である物標までの距離、物標の相対速度、物標の方位を推定し、推定結果を示す信号を出力する。

本開示における「信号処理回路」の用語は、単一の回路に限られず、複数の回路の組み合わせを概念的に一つの機能部品として捉えた態様も含む。信号処理回路５６０は、１個または複数のシステムオンチップ（ＳｏＣ）によって実現されてもよい。例えば、信号処理回路５６０の一部または全部がプログラマブルロジックデバイス（ＰＬＤ）であるＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）であってもよい。その場合、信号処理回路５６０は、複数の演算素子（例えば汎用ロジックおよびマルチプライヤ）および複数のメモリ素子（例えばルックアップテーブルまたはメモリブロック）を含む。または、信号処理回路５６０は、汎用プロセッサおよびメインメモリ装置の集合であってもよい。信号処理回路５６０は、プロセッサコアとメモリとを含む回路であってもよい。これらは信号処理回路５６０として機能し得る。

走行支援電子制御装置５２０は、レーダ信号処理装置５３０から出力される各種の信号に基づいて車両の走行支援を行うように構成されている。走行支援電子制御装置５２０は、所定の機能を発揮するように各種の電子制御ユニットに指示を行う。所定の機能は、例えば、先行車両までの距離（車間距離）が予め設定された値よりも短くなったときに警報を発してドライバにブレーキ操作を促す機能、ブレーキを制御する機能、アクセルを制御する機能を含む。例えば、自車両のアダプティブクルーズコントロールを行う動作モードのとき、走行支援電子制御装置５２０は、各種の電子制御ユニット（不図示）およびアクチュエータに所定の信号を送り、自車両から先行車両までの距離を予め設定された値に維持したり、自車両の走行速度を予め設定された値に維持したりする。

ＭＵＳＩＣ法による場合、信号処理回路５６０は、自己相関行列の各固有値を求め、それらのうちの熱雑音によって定まる所定値（熱雑音電力）より大きい固有値（信号空間固有値）の個数を示す信号を、到来波の個数を示す信号として出力する。

次に、図２９を参照する。図２９は、車両走行制御装置６００の構成の他の例を示すブロック図である。図２９の車両走行制御装置６００におけるレーダシステム５１０は、受信専用のアレーアンテナ（受信アンテナとも称する。）Ｒｘおよび送信専用のアレーアンテナ（送信アンテナとも称する。）Ｔｘを含むアレーアンテナＡＡと、物体検知装置５７０とを有している。

送信アンテナＴｘおよび受信アンテナＲｘの少なくとも一方は、上述した導波路構造を有している。送信アンテナＴｘは、例えばミリ波である送信波を放射する。受信専用の受信アンテナＲｘは、１個または複数個の到来波（例えばミリ波）に応答して受信信号を出力する。

送受信回路５８０は、送信波のための送信信号を送信アンテナＴｘに送り、また、受信アンテナＲｘで受けた受信波による受信信号の「前処理」を行う。前処理の一部または全部は、レーダ信号処理装置５３０の信号処理回路５６０によって実行されてもよい。送受信回路５８０が行う前処理の典型的な例は、受信信号からビート信号を生成すること、および、アナログ形式の受信信号をデジタル形式の受信信号に変換することを含み得る。

なお、本開示によるレーダシステムは、車両に搭載される形態の例に限定されず、道路または建物に固定されて使用され得る。

続いて、車両走行制御装置６００のより具体的な構成の例を説明する。

図３０は、車両走行制御装置６００のより具体的な構成の例を示すブロック図である。図３０に示される車両走行制御装置６００は、レーダシステム５１０と、車載カメラシステム７００とを備えている。レーダシステム５１０は、アレーアンテナＡＡと、アレーアンテナＡＡに接続された送受信回路５８０と、信号処理回路５６０とを有している。

車載カメラシステム７００は、車両に搭載される車載カメラ７１０と、車載カメラ７１０によって取得された画像または映像を処理する画像処理回路７２０とを有している。

本応用例における車両走行制御装置６００は、アレーアンテナＡＡおよび車載カメラ７１０に接続された物体検知装置５７０と、物体検知装置５７０に接続された走行支援電子制御装置５２０とを備えている。この物体検知装置５７０は、前述したレーダ信号処理装置５３０（信号処理回路５６０を含む）に加えて、送受信回路５８０および画像処理回路７２０を含んでいる。物体検知装置５７０は、レーダシステム５１０によって得られる情報だけではなく、画像処理回路７２０によって得られる情報を利用して、道路上または道路近傍における物標を検知することができる。例えば自車両が同一方向の２本以上の車線のいずれかを走行している最中において、自車両が走行している車線がいずれの車線であるかを、画像処理回路７２０によって判別し、その判別の結果を信号処理回路５６０に与えることができる。信号処理回路５６０は、所定の到来方向推定アルゴリズム（例えばＭＵＳＩＣ法）によって先行車両の数および方位を認識するとき、画像処理回路７２０からの情報を参照することにより、先行車両の配置について、より信頼度の高い情報を提供することが可能になる。

なお、車載カメラシステム７００は、自車両が走行している車線がいずれの車線であるかを特定する手段の一例である。他の手段を利用して自車両の車線位置を特定してもよい。例えば、超広帯域無線（ＵＷＢ：Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）を利用して、複数車線のどの車線を自車両が走行しているかを特定することができる。超広帯域無線が位置測定および／またはレーダとして利用可能なことは広く知られている。超広帯域無線を利用すれば、レーダの距離分解能が高まるため、前方に多数の車両が存在する場合でも、距離の差に基づいて個々の物標を区別して検知できる。このため、路肩のガードレール、または中央分離帯からの距離を精度よく特定することが可能である。各車線の幅は、各国の法律などで予め定められている。これらの情報を利用して、自車両が現在走行中の車線の位置を特定することができる。なお、超広帯域無線は一例である。他の無線による電波を利用してもよい。また、レーザレーダを用いてもよい。

アレーアンテナＡＡは、一般的な車載用ミリ波アレーアンテナであり得る。本応用例における送信アンテナＴｘは、ミリ波を送信波として車両の前方に放射する。送信波の一部は、典型的には先行車両である物標によって反射される。これにより、物標を波源とする反射波が発生する。反射波の一部は、到来波としてアレーアンテナ（受信アンテナ）ＡＡに到達する。アレーアンテナＡＡを構成している複数のアンテナ素子の各々は、１個または複数個の到来波に応答して、受信信号を出力する。反射波の波源として機能する物標の個数がＫ個（Ｋは１以上の整数）である場合、到来波の個数はＫ個であるが、到来波の個数Ｋは既知ではない。

図２８の例では、レーダシステム５１０はアレーアンテナＡＡも含めて一体的にリアビューミラーに配置されるとした。しかしながら、アレーアンテナＡＡの個数および位置は、特定の個数および特定の位置に限定されない。アレーアンテナＡＡは、車両の後方に位置する物標を検知できるように車両の後面に配置されてもよい。また、車両の前面または後面に複数のアレーアンテナＡＡが配置されていてもよい。アレーアンテナＡＡは、車両の室内に配置されていてもよい。アレーアンテナＡＡとして、各アンテナ素子が上述したホーンを有するホーンアンテナが採用される場合でも、そのようなアンテナ素子を備えるアレーアンテナは車両の室内に配置され得る。

信号処理回路５６０は、受信アンテナＲｘによって受信され、送受信回路５８０によって前処理された受信信号を受け取り、処理する。この処理は、受信信号を到来波推定ユニットＡＵに入力すること、または、受信信号から二次信号を生成して二次信号を到来波推定ユニットＡＵに入力すること、を含む。

図３０の例では、信号処理回路５６０から出力される信号および画像処理回路７２０から出力される信号を受け取る選択回路５９６が物体検知装置５７０内に設けられている。選択回路５９６は、信号処理回路５６０から出力される信号および画像処理回路７２０から出力される信号の一方または両方を走行支援電子制御装置５２０に与える。

図３１は、本応用例におけるレーダシステム５１０のより詳細な構成例を示すブロック図である。

図３１に示すように、アレーアンテナＡＡは、ミリ波の送信を行う送信アンテナＴｘと、物標で反射された到来波を受信する受信アンテナＲｘとを備えている。図面上では送信アンテナＴｘは１つであるが、特性の異なる２種類以上の送信アンテナが設けられていてもよい。アレーアンテナＡＡは、Ｍ個（Ｍは３以上の整数）のアンテナ素子１１₁、１１₂、・・・、１１_Mを備えている。複数のアンテナ素子１１₁、１１₂、・・・、１１_Mの各々は、到来波に応答して、受信信号s ₁、s ₂、・・・、s _M（図２７Ｂ）を出力する。

アレーアンテナＡＡにおいて、アンテナ素子１１₁〜１１_Mは、例えば、固定された間隔を空けて直線状または面状に配列されている。到来波は、アンテナ素子１１₁〜１１_Mが配列されている面の法線に対する角度θの方向からアレーアンテナＡＡに入射する。このため、到来波の到来方向は、この角度θによって規定される。

１個の物標からの到来波がアレーアンテナＡＡに入射するとき、アンテナ素子１１₁〜
１１_Mには、同一の角度θの方位から平面波が入射すると近似できる。異なる方位にある
Ｋ個の物標からアレーアンテナＡＡにＫ個の到来波が入射しているとき、相互に異なる角度θ₁〜θ_Kによって個々の到来波を識別することができる。

図３１に示されるように、物体検知装置５７０は、送受信回路５８０と信号処理回路５６０とを含む。

送受信回路５８０は、三角波生成回路５８１、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ−Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：電圧制御可変発振器）５８２、分配器５８３、ミキサ５８４、フィルタ５８５、スイッチ５８６、Ａ／Ｄコンバータ５８７、制御器５８８を備える。本応用例におけるレーダシステムは、ＦＭＣＷ方式でミリ波の送受信を行うように構成されているが、本開示のレーダシステムは、この方式に限定されない。送受信回路５８０は、アレーアンテナＡＡからの受信信号と送信アンテナＴｘのための送信信号とに基づいて、ビート信号を生成するように構成されている。

信号処理回路５６０は、距離検出部５３３、速度検出部５３４、方位検出部５３６を備える。信号処理回路５６０は、送受信回路５８０のＡ／Ｄコンバータ５８７からの信号を処理し、検出された物標までの距離、物標の相対速度、物標の方位を示す信号をそれぞれ出力するように構成されている。

まず、送受信回路５８０の構成および動作を詳細に説明する。

三角波生成回路５８１は三角波信号を生成し、ＶＣＯ５８２に与える。ＶＣＯ５８２は、三角波信号に基づいて変調された周波数を有する送信信号を出力する。図３２は、三角波生成回路５８１が生成した信号に基づいて変調された送信信号の周波数変化を示している。この波形の変調幅はΔｆ、中心周波数はｆ０である。このようにして周波数が変調された送信信号は分配器５８３に与えられる。分配器５８３は、ＶＣＯ５８２から得た送信信号を、各ミキサ５８４および送信アンテナＴｘに分配する。こうして、送信アンテナは、図３２に示されるように三角波状に変調された周波数を有するミリ波を放射する。

図３２には、送信信号に加えて、単一の先行車両で反射された到来波による受信信号の例が記載されている。受信信号は、送信信号に比べて遅延している。この遅延は、自車両と先行車両との距離に比例している。また、受信信号の周波数は、ドップラー効果により、先行車両の相対速度に応じて増減する。

受信信号と送信信号とを混合すると、周波数の差異に基づいてビート信号が生成される。このビート信号の周波数（ビート周波数）は、送信信号の周波数が増加する期間（上り）と、送信信号の周波数が減少する期間（下り）とで異なる。各期間におけるビート周波数が求められると、それらのビート周波数に基づいて、物標までの距離と、物標の相対速度が算出される。

図３３は、「上り」の期間におけるビート周波数ｆｕ、および「下り」の期間におけるビート周波数ｆｄを示している。図３３のグラフにおいて、横軸が周波数、縦軸が信号強度である。このようなグラフは、ビート信号の時間−周波数変換を行うことによって得られる。ビート周波数ｆｕ、ｆｄが得られると、公知の式に基づいて、物標までの距離と、物標の相対速度が算出される。本応用例では、以下に説明する構成および動作により、アレーアンテナＡＡの各アンテナ素子に対応したビート周波数を求め、それに基づいて物標の位置情報を推定することが可能になる。

図３１に示される例において、各アンテナ素子１１₁〜１１_Mに対応したチャンネルＣｈ₁〜Ｃｈ_Mからの受信信号は、増幅器によって増幅され、対応するミキサ５８４に入力される。ミキサ５８４の各々は、増幅された受信信号に送信信号を混合する。この混合により、受信信号と送信信号との間にある周波数差に対応したビート信号が生成される。生成されたビート信号は、対応するフィルタ５８５に与えられる。フィルタ５８５は、チャンネルＣｈ₁〜Ｃｈ_Mのビート信号の帯域制限を行い、帯域制限されたビート信号をスイッチ５８６に与える。

スイッチ５８６は、制御器５８８から入力されるサンプリング信号に応答してスイッチングを実行する。制御器５８８は、例えばマイクロコンピュータによって構成され得る。制御器５８８は、ＲＯＭなどのメモリに格納されたコンピュータプログラムに基づいて、送受信回路５８０の全体を制御する。制御器５８８は、送受信回路５８０の内部に設けられている必要はなく、信号処理回路５６０の内部に設けられていてもよい。つまり、送受信回路５８０は信号処理回路５６０からの制御信号にしたがって動作してもよい。または、送受信回路５８０および信号処理回路５６０の全体を制御する中央演算ユニットなどによって、制御器５８８の機能の一部または全部が実現されていてもよい。

フィルタ５８５の各々を通過したチャンネルＣｈ₁〜Ｃｈ_Mのビート信号は、スイッチ５８６を介して、順次、Ａ／Ｄコンバータ５８７に与えられる。Ａ／Ｄコンバータ５８７は、スイッチ５８６から入力されるチャンネルＣｈ₁〜Ｃｈ_Mのビート信号を、サンプリング信号に同期してデジタル信号に変換する。

以下、信号処理回路５６０の構成および動作を詳細に説明する。本応用例では、ＦＭＣＷ方式によって、物標までの距離および物標の相対速度を推定する。レーダシステムは、以下に説明するＦＭＣＷ方式に限定されず、２周波ＣＷまたはスペクトル拡散などの他の方式を用いても実施可能である。

図３１に示される例において、信号処理回路５６０は、メモリ５３１、受信強度算出部５３２、距離検出部５３３、速度検出部５３４、ＤＢＦ（デジタルビームフォーミング）処理部５３５、方位検出部５３６、物標引継ぎ処理部５３７、相関行列生成部５３８、物標出力処理部５３９および到来波推定ユニットＡＵを備えている。前述したように、信号処理回路５６０の一部または全部がＦＰＧＡによって実現されていてもよく、汎用プロセッサおよびメインメモリ装置の集合によって実現されていてもよい。メモリ５３１、受信強度算出部５３２、ＤＢＦ処理部５３５、距離検出部５３３、速度検出部５３４、方位検出部５３６、物標引継ぎ処理部５３７、および到来波推定ユニットＡＵは、それぞれ、別個のハードウェアによって実現される個々の部品であってもよいし、１つの信号処理回路における機能上のブロックであってもよい。

図３４は、信号処理回路５６０がプロセッサＰＲおよびメモリ装置ＭＤを備えるハードウェアによって実現されている形態の例を示している。このような構成を有する信号処理回路５６０も、メモリ装置ＭＤに格納されたコンピュータプログラムの働きにより、図３１に示す受信強度算出部５３２、ＤＢＦ処理部５３５、距離検出部５３３、速度検出部５３４、方位検出部５３６、物標引継ぎ処理部５３７、相関行列生成部５３８、到来波推定ユニットＡＵの機能が果たされ得る。

本応用例における信号処理回路５６０は、デジタル信号に変換された各ビート信号を受信信号の二次信号として、先行車両の位置情報を推定し、推定結果を示す信号を出力するよう構成されている。以下、本応用例における信号処理回路５６０の構成および動作を詳細に説明する。

信号処理回路５６０内のメモリ５３１は、Ａ／Ｄコンバータ５８７から出力されるデジタル信号をチャンネルＣｈ₁〜Ｃｈ_Mごとに格納する。メモリ５３１は、例えば、半導体メモリ、ハードディスクおよび／または光ディスクなどの一般的な記憶媒体によって構成され得る。

受信強度算出部５３２は、メモリ５３１に格納されたチャンネルＣｈ₁〜Ｃｈ_Mごとのビート信号（図３２の下図）に対してフーリエ変換を行う。本明細書では、フーリエ変換後の複素数データの振幅を「信号強度」と称する。受信強度算出部５３２は、複数のアンテナ素子のいずれかの受信信号の複素数データ、または、複数のアンテナ素子のすべての受信信号の複素数データの加算値を周波数スペクトルに変換する。こうして得られたスペクトルの各ピーク値に対応するビート周波数、すなわち距離に依存した物標（先行車両）の存在を検出することができる。全アンテナ素子の受信信号の複素数データを加算すると、ノイズ成分が平均化されるため、Ｓ／Ｎ比が向上する。

物標、すなわち先行車両が１個の場合、フーリエ変換の結果、図３３に示されるように、周波数が増加する期間（「上り」の期間）および減少する期間（「下り」の期間）に、それぞれ、１個のピーク値を有するスペクトルが得られる。「上り」の期間におけるピーク値のビート周波数を「ｆｕ」、「下り」の期間におけるピーク値のビート周波数を「ｆｄ」とする。

受信強度算出部５３２は、ビート周波数毎の信号強度から、予め設定された数値（閾値）を超える信号強度を検出することによって、物標が存在していることを判定する。受信強度算出部５３２は、信号強度のピークを検出した場合、ピーク値のビート周波数（ｆｕ、ｆｄ）を対象物周波数として距離検出部５３３、速度検出部５３４へ出力する。受信強度算出部５３２は、周波数変調幅Δｆを示す情報を距離検出部５３３へ出力し、中心周波数ｆ０を示す情報を速度検出部５３４へ出力する。

受信強度算出部５３２は、複数の物標に対応する信号強度のピークが検出された場合には、上りのピーク値と下りのピーク値とを予め定められた条件によって対応づける。同一の物標からの信号と判断されたピークに同一の番号を付与し、距離検出部５３３および速度検出部５３４に与える。

複数の物標が存在する場合、フーリエ変換後、ビート信号の上り部分とビート信号の下り部分のそれぞれに物標の数と同じ数のピークが表れる。レーダと物標の距離に比例して、受信信号が遅延し、図３２における受信信号は右方向にシフトするので、レーダと物標との距離が離れるほど、ビート信号の周波数は、大きくなる。

距離検出部５３３は、受信強度算出部５３２から入力されるビート周波数ｆｕ、ｆｄに基づいて、下記の式により距離Ｒを算出し、物標引継ぎ処理部５３７へ与える。
Ｒ＝｛Ｃ・Ｔ／（２・Δｆ）｝・｛（ｆｕ＋ｆｄ）／２｝

また、速度検出部５３４は、受信強度算出部５３２から入力されるビート周波数ｆｕ、ｆｄに基づいて、下記の式によって相対速度Ｖを算出し、物標引継ぎ処理部５３７へ与える。
Ｖ＝｛Ｃ／（２・ｆ０）｝・｛（ｆｕ−ｆｄ）／２｝

距離Ｒおよび相対速度Ｖを算出する式において、Ｃは光速度、Ｔは変調周期である。

なお、距離Ｒの分解能下限値は、Ｃ／（２Δｆ）で表される。したがって、Δｆが大きくなるほど、距離Ｒの分解能が高まる。周波数ｆ０が７６ＧＨｚ帯の場合において、Δｆを６６０メガヘルツ（ＭＨｚ）程度に設定するとき、距離Ｒの分解能は例えば０．２３メートル（ｍ）程度である。このため、２台の先行車両が併走しているとき、ＦＭＣＷ方式では車両が１台なのか２台なのかを識別することが困難である場合がある。このような場合、角度分解能が極めて高い到来方向推定アルゴリズムを実行すれば、２台の先行車両の方位を分離して検出することが可能である。

ＤＢＦ処理部５３５は、アンテナ素子１１₁、１１₂、・・・、１１_Mにおける信号の位
相差を利用して、入力される各アンテナに対応した時間軸でフーリエ変換された複素データを、アンテナ素子の配列方向にフーリエ変換する。そして、ＤＢＦ処理部５３５は、角度分解能に対応した角度チャネル毎のスペクトルの強度を示す空間複素数データを算出し、ビート周波数毎に方位検出部５３６に出力する。

方位検出部５３６は、先行車両の方位を推定するために設けられている。方位検出部５３６は、算出されたビート周波数毎の空間複素数データの値の大きさのうち、一番大きな値を取る角度θを対象物が存在する方位として物標引継ぎ処理部５３７に出力する。

なお、到来波の到来方向を示す角度θを推定する方法は、この例に限定されない。前述した種々の到来方向推定アルゴリズムを用いて行うことができる。

物標引継ぎ処理部５３７は、今回算出した対象物の距離、相対速度、方位の値と、メモリ５３１から読み出した１サイクル前に算出された対象物の距離、相対速度、方位の値とのそれぞれの差分の絶対値を算出する。そして、差分の絶対値が、それぞれの値毎に決められた値よりも小さいとき、物標引継ぎ処理部５３７は、１サイクル前に検知した物標と今回検知した物標とを同じものと判定する。その場合、物標引継ぎ処理部５３７は、メモリ５３１から読み出したその物標の引継ぎ処理回数を１つだけ増やす。

物標引継ぎ処理部５３７は、差分の絶対値が決められた値よりも大きな場合には、新しい対象物を検知したと判断する。物標引継ぎ処理部５３７は、今回の対象物の距離、相対速度、方位およびその対象物の物標引継ぎ処理回数をメモリ５３１に保存する。

信号処理回路５６０で、受信した反射波を基にして生成された信号であるビート信号を周波数解析して得られるスペクトラムを用い、対象物との距離、相対速度を検出することができる。

相関行列生成部５３８は、メモリ５３１に格納されたチャンネルＣｈ₁〜Ｃｈ_Mごとのビート信号（図３２の下図）を用いて自己相関行列を求める。数４の自己相関行列において、各行列の成分は、ビート信号の実部および虚部によって表現される値である。相関行列生成部５３８は、さらに自己相関行列Ｒｘｘの各固有値を求め、得られた固有値の情報を到来波推定ユニットＡＵへ入力する。

受信強度算出部５３２は、複数の対象物に対応する信号強度のピークが複数検出された場合、上りの部分および下りの部分のピーク値ごとに、周波数が小さいものから順番に番号をつけて、物標出力処理部５３９へ出力する。ここで、上りおよび下りの部分において、同じ番号のピークは、同じ対象物に対応しており、それぞれの識別番号を対象物の番号とする。なお、煩雑化を回避するため、図３１では、受信強度算出部５３２から物標出力処理部５３９への引出線の記載は省略している。

物標出力処理部５３９は、対象物が前方構造物である場合に、その対象物の識別番号を物標として出力する。物標出力処理部５３９は、複数の対象物の判定結果を受け取り、そのどちらもが前方構造物である場合、自車両の車線上にある対象物の識別番号を物標が存在する物体位置情報として出力する。また、物標出力処理部５３９は、複数の対象物の判定結果を受け取り、そのどちらもが前方構造物である場合であって、２つ以上の対象物が自車両の車線上にある場合、メモリ５３１から読み出した物標引継ぎ処理回数が多い対象物の識別番号を物標が存在する物体位置情報として出力する。

再び図３０を参照し、車載レーダシステム５１０が図３０に示す構成例に組み込まれた場合の例を説明する。画像処理回路７２０（図３０）は、映像から物体の情報を取得し、その物体の情報から物標位置情報を検出する。画像処理回路７２０は、例えば、取得した映像内のオブジェクトの奥行き値を検出して物体の距離情報を推定したり、映像の特徴量から物体の大きさの情報などを検出したりすることにより、予め設定された物体の位置情報を検出するように構成されている。

選択回路５９６は、信号処理回路５６０および画像処理回路７２０から受け取った位置情報を選択的に走行支援電子制御装置５２０に与える。選択回路５９６は、例えば、信号処理回路５６０の物体位置情報に含まれている、自車両から検出した物体までの距離である第１距離と、画像処理回路７２０の物体位置情報に含まれている、自車両から検出した物体までの距離である第２距離とを比較してどちらが自車両に対して近距離であるかを判定する。例えば、判定された結果に基づいて、自車両に近いほうの物体位置情報を選択回路５９６が選択して走行支援電子制御装置５２０に出力し得る。なお、判定の結果、第１距離および第２距離が同じ値であった場合には、選択回路５９６は、そのいずれか一方または両方を走行支援電子制御装置５２０に出力し得る。

なお、物標出力処理部５３９（図３１）は、受信強度算出部５３２から物標候補がないという情報が入力された場合には、物標なしとしてゼロを物体位置情報として出力する。そして、選択回路５９６は、物標出力処理部５３９からの物体位置情報に基づいて予め設定された閾値と比較することで信号処理回路５６０あるいは画像処理回路７２０の物体位置情報を使用するか選択している。

物体検知装置５７０によって先行物体の位置情報を受け取った走行支援電子制御装置５２０は、予め設定された条件により、物体位置情報の距離や大きさ、自車両の速度、降雨、降雪、晴天などの路面状態などの条件と併せて、自車両を運転しているドライバに対して操作が安全あるいは容易となるような制御を行う。例えば、走行支援電子制御装置５２０は、物体位置情報に物体が検出されていない場合、予め設定されている速度までスピードを上げるようにアクセル制御回路５２６に制御信号を送り、アクセル制御回路５２６を制御してアクセルペダルを踏み込むことと同等の動作を行う。

走行支援電子制御装置５２０は、物体位置情報に物体が検出されている場合において、自車両から所定の距離であることが分かれば、ブレーキバイワイヤなどの構成により、ブレーキ制御回路５２４を介してブレーキの制御を行う。すなわち、速度を落とし、車間距離を一定に保つように操作する。走行支援電子制御装置５２０は、物体位置情報を受けて、警告制御回路５２２に制御信号を送り、車内スピーカを介して先行物体が近づいていることをドライバに知らせるように音声またはランプの点灯を制御する。走行支援電子制御装置５２０は、先行車両の配置を含む物体位置情報を受け取り、予め設定された走行速度の範囲であれば、先行物体との衝突回避支援を行うために自動的にステアリングを左右どちらかに操作し易くするか、あるいは、強制的に車輪の方向を変更するようにステアリング側の油圧を制御することができる。

物体検知装置５７０では、選択回路５９６が前回検出サイクルにおいて一定時間連続して検出していた物体位置情報のデータで、今回検出サイクルで検出できなかったデータに対して、カメラで検出したカメラ映像からの先行物体を示す物体位置情報が紐付けされれば、トラッキングを継続させる判断を行い、信号処理回路５６０からの物体位置情報を優先的に出力するようにしても構わない。

信号処理回路５６０および画像処理回路７２０の出力を選択回路５９６に選択するための具体的構成の例および動作の例は、特開２０１４−１１９３４８号公報に開示されている。この公報の内容の全体をここに援用する。

＜応用例の第１の変形例＞
上記の応用例の車載用レーダシステムにおいて、変調連続波ＦＭＣＷの１回の周波数変調の（掃引）条件、つまり変調に要する時間幅（掃引時間）は、例えば１ミリ秒である。しかし、掃引時間を１００マイクロ秒程度に短くすることもできる。

ただし、そのような高速の掃引条件を実現するためには、送信波の放射に関連する構成要素のみならず、当該掃引条件下での受信に関連する構成要素をも高速に動作させる必要が生じる。例えば、当該掃引条件下で高速に動作するＡ／Ｄコンバータ５８７（図３１）を設ける必要がある。Ａ／Ｄコンバータ５８７のサンプリング周波数は、例えば１０ＭＨｚである。サンプリング周波数は１０ＭＨｚよりも早くてもよい。

本変形例においては、ドップラーシフトに基づく周波数成分を利用することなく、物標との相対速度を算出する。本実施形態では、掃引時間Ｔｍ＝１００マイクロ秒であり、非常に短い。検出可能なビート信号の最低周波数は１／Ｔｍであるので、この場合は１０ｋＨｚとなる。これは、およそ２０ｍ／秒の相対速度を持つ物標からの反射波のドップラーシフトに相当する。即ち、ドップラーシフトに頼る限り、これ以下の相対速度を検出する事はできない。よって、本願発明者は、ドップラーシフトに基づく計算方法とは異なる計算方法を採用することが好適であると判断した。

本変形例では、一例として、送信波の周波数が増加するアップビート区間で得られた、送信波と受信波との差の信号（アップビート信号）を利用する処理を説明する。ＦＭＣＷの１回の掃引時間は１００マイクロ秒で、波形は、アップビート部分のみからなる鋸歯形状である。即ち、本実施形態において、三角波／ＣＷ波生成回路５８１が生成する信号波は鋸歯形状を有する。また、周波数の掃引幅は５００ＭＨｚである。ドップラーシフトに伴うピークは利用しないので、アップビート信号とダウンビート信号を生成して双方のピークを利用する処理は行わず、何れか一方の信号のみで処理を行う。ここではアップビート信号を利用する場合について説明するが、ダウンビート信号を用いる場合も同様の処理を行う事ができる。

Ａ／Ｄコンバータ５８７（図３１）は、１０ＭＨｚのサンプリング周波数で各アップビート信号をサンプリングして、数百個のデジタルデータ（以下「サンプリングデータ」と呼ぶ。）を出力する。サンプリングデータは、例えば、受信波が得られる時刻以後で、かつ、送信波の送信が終了した時刻までのアップビート信号に基づいて生成される。なお、一定数のサンプリングデータが得られた時点で処理を終了してもよい。

本変形例では、連続して１２８回アップビート信号の送受信を行い、各々について数百個のサンプリングデータを得る。このアップビート信号の数は１２８個に限られない。２５６個であってもよいし、あるいは８個であってもよい。目的に応じて様々の個数を選択することができる。

得られたサンプリングデータは、メモリ５３１に格納される。受信強度算出部５３２はサンプリングデータに２次元の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する。具体的には、まず、１回の掃引で得られたサンプリングデータ毎に、１回目のＦＦＴ処理（周波数解析処理）を実行してパワースペクトルを生成する。次に、速度検出部５３４は、処理結果を、全ての掃引結果に渡って集めて２回目のＦＦＴ処理を実行する。

同一物標からの反射波により各掃引期間で検出される、パワースペクトルのピーク成分の周波数はいずれも同じである。一方、物標が異なるとピーク成分の周波数は異なる。１回目のＦＦＴ処理によれば、異なる距離に位置する複数の物標を分離することができる。

物標に対する相対速度がゼロでない場合は、アップビート信号の位相は、掃引毎に少しずつ変化する。つまり、２回目のＦＦＴ処理によれば、上述した位相の変化に応じた周波数成分のデータを要素として有するパワースペクトルが、１回目のＦＦＴ処理の結果毎に求められることになる。

受信強度算出部５３２は、２回目に得られたパワースペクトルのピーク値を抽出して速度検出部５３４に送る。

速度検出部５３４は、位相の変化から相対速度を求める。例えば、連続して得られたアップビート信号の位相が、位相θ[ＲＸd]ずつ変化していたとする。送信波の平均波長を
λとすると、１回のアップビート信号が得られるごとに距離がλ／（４π／θ）だけ変化した事を意味する。この変化は、アップビート信号の送信間隔Ｔｍ（＝１００マイクロ秒）で生じた。よって、｛λ／（４π／θ）｝／Ｔｍ により、相対速度が得られる。

以上の処理によれば、物標との距離に加えて、物標との相対速度を求めることができる。

＜応用例の第２の変形例＞
レーダシステム５１０は、１つまたは複数の周波数の連続波ＣＷを用いて、物標を検知することができる。この方法は、車両がトンネル内にある場合の様に、周囲の静止物から多数の反射波がレーダシステム５１０に入射する環境において、特に有用である。

レーダシステム５１０は、独立した５チャンネルの受信素子を含む受信用のアンテナアレイを備えている。このようなレーダシステムでは、入射する反射波の到来方位の推定は、同時に入射する反射波が４つ以下の状態でしか行う事ができない。ＦＭＣＷ方式のレーダでは、特定の距離からの反射波のみを選択することで、同時に到来方位の推定を行う反射波の数を減らす事ができる。しかし、トンネル内など、周囲に多数の静止物が存在する環境では、電波を反射する物体が連続的に存在しているのに等しい状況にあるため、距離に基づいて反射波を絞り込んでも、反射波の数が４つ以下にならない状況が生じ得る。しかし、それら周囲の静止物は、自車両に対する相対速度が全て同一で、しかも前方を走行する他車両よりも相対速度が大きいため、ドップラーシフトの大きさに基づいて、静止物と他車両とを区別し得る。

そこで、レーダシステム５１０は、複数の周波数の連続波ＣＷを放射し、受信信号において静止物に相当するドップラーシフトのピークを無視し、それよりもシフト量が小さなドップラーシフトのピークを用いて距離を検知する処理を行う。ＦＭＣＷ方式とは異なり、ＣＷ方式では、ドップラーシフトのみに起因して、送信波と受信波との間に周波数差が生じる。つまり、ビート信号に現れるピークの周波数はドップラーシフトのみに依存する。

なお、本変形例の説明でも、ＣＷ方式で利用される連続波を「連続波ＣＷ」と記述する。上述のとおり、連続波ＣＷの周波数は一定であり、変調されていない。

レーダシステム５１０が周波数ｆｐの連続波ＣＷを放射し、物標で反射した周波数ｆｑの反射波を検出したとする。送信周波数ｆｐと受信周波数ｆｑとの差はドップラー周波数と呼ばれ、近似的にｆｐ−ｆｑ＝２・Ｖｒ・ｆｐ／ｃ と表される。ここでＶｒはレーダシステムと物標との相対速度、ｃは光速である。送信周波数ｆｐ、ドップラー周波数（ｆｐ−ｆｑ）、および光速ｃは既知である。よって、この式から相対速度Ｖｒ＝（ｆｐ−ｆｑ）・ｃ／２ｆｐを求めることができる。物標までの距離は、後述するように位相情報を利用して算出する。

連続波ＣＷを用いて、物標までの距離を検出ためには２周波ＣＷ方式を採用する。２周波ＣＷ方式では、少しだけ離れた２つの周波数の連続波ＣＷが、それぞれ一定期間ずつ放射され、各々の反射波が取得される。例えば７６ＧＨｚ帯の周波数を用いる場合には、２つの周波数の差は数百キロヘルツである。なお、後述する様に、２つの周波数の差は、使用するレーダが物標を検知できる限界の距離を考慮して定められることがより好ましい。

レーダシステム５１０が周波数ｆｐ１およびｆｐ２（ｆｐ１＜ｆｐ２）の連続波ＣＷを順次放射し、２種類の連続波ＣＷが１つの物標で反射されることにより、周波数ｆｑ１およびｆｑ２の反射波がレーダシステム５１０に受信されたとする。

周波数ｆｐ１の連続波ＣＷとその反射波（周波数ｆｑ１）とによって、第１のドップラー周波数が得られる。また、周波数ｆｐ２の連続波ＣＷとその反射波（周波数ｆｑ２）とによって、第２のドップラー周波数が得られる。２つのドップラー周波数は実質的に同じ値である。しかしながら、周波数ｆｐ１およびｆｐ２の相違に起因して、受信波の複素信号における位相が異なる。この位相情報を用いることにより、物標までの距離を算出できる。

具体的には、レーダシステム１０は、距離ＲをＲ＝ｃ・Δφ／４π（ｆｐ２−ｆｐ１）として求めることができる。ここで、Δφは２つのビート信号の位相差を表す。２つのビート信号とは、周波数ｆｐ１の連続波ＣＷとその反射波（周波数ｆｑ１）との差分として得られるビート信号ｆｂ１、および、周波数ｆｐ２の連続波ＣＷとその反射波（周波数ｆｑ２）との差分として得られるビート信号ｆｂ２である。各ビート信号の周波数ｆｂ１およびｆｂ２の特定方法は、上述した単周波数の連続波ＣＷにおけるビート信号の例と同じである。

なお、２周波ＣＷ方式での相対速度Ｖｒは、以下のとおり求められる。
Ｖｒ＝ｆｂ１・ｃ／２・ｆｐ１ または Ｖｒ＝ｆｂ２・ｃ／２・ｆｐ２

また、物標までの距離を一意に特定できる範囲は、Ｒｍａｘ＜ｃ／２（ｆｐ２−ｆｐ１）の範囲に限られる。これよりも遠い物標からの反射波より得られるビート信号は、Δφが２πを超え、より近い位置の物標に起因するビート信号と区別がつかなくなるためである。そこで、２つの連続波ＣＷの周波数の差を調節して、Ｒｍａｘをレーダの検出限界距離よりも大きくすることがより好ましい。検出限界距離が１００ｍであるレーダでは、ｆｐ２−ｆｐ１を例えば１．０ＭＨｚとする。この場合、Ｒｍａｘ＝１５０ｍとなるため、Ｒｍａｘを超える位置にある物標からの信号は検出されない。また、２５０ｍまで検出できるレーダを搭載する場合は、ｆｐ２−ｆｐ１を例えば５００ｋＨｚとする。この場合は、Ｒｍａｘ＝３００ｍとなるため、やはりＲｍａｘを超える位置にある物標からの信号は検出されない。また、レーダが、検出限界距離が１００ｍで水平方向の視野角が１２０度の動作モードと、検出限界距離が２５０ｍで水平方向の視野角が５度の動作モードとの、両方を備えている場合は、各々の動作モードにおいて、ｆｐ２−ｆｐ１の値を、１．０ＭＨｚと５００ｋＨｚとにそれぞれ切り替えて動作させることがより好ましい。

Ｎ個（Ｎ：３以上の整数）の異なる周波数で連続波ＣＷを送信し、各々の反射波の位相情報を利用することにより、各物標までの距離をそれぞれ検出することが可能な検出方式が知られている。当該検出方式によれば、Ｎ−１個までの物標については距離を正しく認識できる。そのための処理として、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を利用する。いま、Ｎ＝６４、あるいは１２８として、各周波数の送信信号と受信信号との差であるビート信号のサンプリングデータについてＦＦＴを行って周波数スペクトル（相対速度）を得る。その後、同一の周波数のピークに関してＣＷ波の周波数でさらにＦＦＴを行って距離情報を求めることができる。

以下、より具体的に説明する。

説明の簡単化のため、まず、３つの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３の信号を時間的に切り換えて送信する例を説明する。ここでは、ｆ１＞ｆ２＞ｆ３であり、かつ、ｆ１−ｆ２＝ｆ２−ｆ３＝Δｆであるとする。また、各周波数の信号波の送信時間をΔｔとする。図３５は、３つの周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３の関係を示す。

三角波／ＣＷ波生成回路５８１（図３１）は、それぞれが時間Δｔだけ持続する周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３の連続波ＣＷを、送信アンテナＴＸを介して送信する。受信アンテナＲＸは、各連続波ＣＷが１または複数の物標で反射された反射波を受信する。

ミキサ５８４は、送信波と受信波とを混合してビート信号を生成する。Ａ／Ｄコンバータ５８７はアナログ信号としてのビート信号を、例えば数百個のデジタルデータ（サンプリングデータ）に変換する。

受信強度算出部５３２は、サンプリングデータを用いてＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算の結果、送信周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３の各々について、受信信号の周波数スペクトルの情報が得られる。

その後受信強度算出部５３２は、受信信号の周波数スペクトルの情報から、ピーク値を分離する。所定以上の大きさを有するピーク値の周波数は、物標との相対速度に比例する。受信信号の周波数スペクトルの情報から、ピーク値を分離することは、相対速度の異なる１または複数の物標を分離することを意味する。

次に、受信強度算出部５３２は、送信周波数ｆ１〜ｆ３の各々について、相対速度が同一または予め定められた範囲内のピーク値のスペクトル情報を計測する。

いま、２つの物標ＡおよびＢが、同程度の相対速度で、かつ、それぞれが異なる距離に存在する場合を考える。周波数ｆ１の送信信号は物標ＡおよびＢの両方で反射され、受信信号として得られる。物標ＡおよびＢからの各反射波のビート信号の周波数は、概ね同一になる。そのため、受信信号の、相対速度に相当するドップラー周波数でのパワースペクトルは、２つの物標ＡおよびＢの各パワースペクトルを合成した合成スペクトルＦ１として得られる。

同様に、周波数ｆ２およびｆ３の各々についても、受信信号の、相対速度に相当するドップラー周波数でのパワースペクトルは、２つの物標ＡおよびＢの各パワースペクトルを合成した合成スペクトルＦ２およびＦ３として得られる。

図３６は、複素平面上の合成スペクトルＦ１〜Ｆ３の関係を示す。合成スペクトルＦ１〜Ｆ３の各々を張る２つのベクトルの方向に向かって、右側のベクトルが物標Ａからの反射波のパワースペクトルに対応する。図３６ではベクトルｆ１Ａ〜ｆ３Ａに対応する。一方、合成スペクトルＦ１〜Ｆ３の各々を張る２つのベクトルの方向に向かって、左側のベクトルが物標Ｂからの反射波のパワースペクトルに対応する。図３６ではベクトルｆ１Ｂ〜ｆ３Ｂに対応する。

送信周波数の差分Δｆが一定のとき、周波数ｆ１およびｆ２の各送信信号に対応する各受信信号の位相差と、物標までの距離は比例する関係にある。よって、ベクトルｆ１Ａとｆ２Ａの位相差と、ベクトルｆ２Ａとｆ３Ａの位相差とは同じ値θＡになり、位相差θＡが物標Ａまでの距離に比例する。同様に、ベクトルｆ１Ｂとｆ２Ｂの位相差と、ベクトルｆ２Ｂとｆ３Ｂの位相差とは同じ値θＢになり、位相差θＢが物標Ｂまでの距離に比例する。

周知の方法を用いて、合成スペクトルＦ１〜Ｆ３、および、送信周波数の差分Δｆから物標ＡおよびＢの各々までの距離を求めることができる。この技術は、例えば国際公開公報第２００１／０５５７４５号に開示されている。この公報の内容の全体をここに援用する。

送信する信号の周波数が４以上になった場合も同様の処理を適用することができる。

なお、Ｎ個の異なる周波数で連続波ＣＷを送信する前に、２周波ＣＷ方式で各物標までの距離および相対速度を求める処理を行ってもよい。そして、所定の条件下で、Ｎ個の異なる周波数で連続波ＣＷを送信する処理に切り換えてもよい。例えば、２つの周波数の各々のビート信号を用いてＦＦＴ演算を行い、各送信周波数のパワースペクトルの時間変化が３０％以上である場合には、処理の切り換えを行ってもよい。各物標からの反射波の振幅はマルチパスの影響等で時間的に大きく変化する。所定の以上の変化が存在する場合には、複数の物標が存在する可能性があると考えられる。

また、ＣＷ方式では、レーダシステムと物標との相対速度がゼロである場合、すなわちドップラー周波数がゼロの場合には物標を検知できないことが知られている。しかしながら、例えば以下の方法によって擬似的にドップラー信号を求めると、その周波数を用いて物標を検知することは可能である。
（方法１）受信用アンテナの出力を一定周波数シフトさせるミキサを追加する。送信信号と、周波数がシフトされた受信信号とを用いることにより、擬似ドップラー信号を得ることができる。
（方法２）受信用アンテナの出力とミキサとの間に、時間的に連続して位相を変化させる可変位相器を挿入し、受信信号に擬似的に位相差を付加する。送信信号と、位相差が付加された受信信号とを用いることにより、擬似ドップラー信号を得ることができる。

方法２による、可変位相器を挿入して擬似ドップラー信号を発生させる具体的構成の例および動作の例は、特開２００４−２５７８４８号公報に開示されている。この公報の内容の全体をここに援用する。

相対速度がゼロの物標、または、非常に小さな物標を検知する必要がある場合は、上述の擬似ドップラー信号を発生させる処理を使用してもよいし、または、ＦＭＣＷ方式による物標検出処理への切り換えを行ってもよい。

次に、図３７を参照しながら、車載レーダシステム５１０の物体検知装置５７０によって行われる処理の手順を説明する。

以下では、２個の異なる周波数ｆｐ１およびｆｐ２（ｆｐ１＜ｆｐ２）で連続波ＣＷを送信し、各々の反射波の位相情報を利用することにより、物標との距離をそれぞれ検出する例を説明する。

図３７は、本変形例による相対速度および距離を求める処理の手順を示すフローチャートである。

ステップＳ４１において、三角波／ＣＷ波生成回路５８１は、少しだけ周波数が離れている、２種類の異なる連続波ＣＷを生成する。周波数はｆｐ１およびｆｐ２とする。

ステップＳ４２において、送信アンテナＴＸおよび受信アンテナＲＸは、生成された一連の連続波ＣＷの送受信を行う。なお、ステップＳ４１の処理およびステップＳ４２の処理はそれぞれ、三角波／ＣＷ波生成回路５８１およびアンテナ素子ＴＸ／ＲＸにおいて並列的に行われる。ステップＳ４１の完了後にステップＳ４２が行われるのではないことに留意されたい。

ステップＳ４３において、ミキサ５８４は、各送信波と各受信波とを利用して２つの差分信号を生成する。各受信波は、静止物由来の受信波と、物標由来の受信波とを含む。そのため、次に、ビート信号として利用する周波数を特定する処理を行う。なお、ステップＳ４１の処理、ステップＳ４２の処理およびステップ４３の処理はそれぞれ、三角波／ＣＷ波生成回路５８１、アンテナ素子ＴＸ／ＲＸおよびミキサ５８４において並列的に行われる。ステップＳ４１の完了後にステップＳ４２が行われるのではなく、また、ステップ４２の完了後にステップ４３が行われるのでもないことに留意されたい。

ステップＳ４４において、物体検知装置５７０は、２つの差分信号の各々について、閾値として予め定められた周波数以下で、かつ予め定められた振幅値以上の振幅値を有し、なおかつ互いの周波数の差が所定の値以下であるピークの周波数を、ビート信号の周波数ｆｂ１およびｆｂ２として特定する。

ステップＳ４５において、受信強度算出部５３２は、特定した２つのビート信号の周波数のうちの一方に基づいて相対速度を検出する。受信強度算出部５３２は、例えばＶｒ＝ｆｂ１・ｃ／２・ｆｐ１ により、相対速度を算出する。なお、ビート信号の各周波数を利用して相対速度を算出してもよい。これにより、受信強度算出部５３２は、両者が一致しているか否かの検証し、相対速度の算出精度を高めることができる。

ステップＳ４６において、受信強度算出部５３２は、２つのビート信号ｆｂ１およびｆｂ２の位相差Δφを求め、物標までの距離Ｒ＝ｃ・Δφ／４π（ｆｐ２−ｆｐ１）を求める。

以上の処理により、物標までの相対速度および距離を検出することができる。

なお、３以上のＮ個の異なる周波数で連続波ＣＷを送信し、各々の反射波の位相情報を利用して、相対速度が同一で、かつ異なる位置に存在する複数の物標までの距離を検出してもよい。

以上で説明した、車両５００は、レーダシステム５１０に加えて、更に他のレーダシステムを有していてもよい。例えば車両５００は、車体の後方、又は側方に検知範囲を持つレーダシステムを更に備えていてもよい。車体の後方に検知範囲を持つレーダシステムを有する場合には、当該レーダシステムは後方を監視し、他車両によって追突される危険性があるときは、警報を出す等の応答をすることができる。車体の側方に検知範囲を持つレーダシステムを有する場合には、当該レーダシステムは、自車両が車線変更などを行う場合に、隣接車線を監視し、必要に応じて警報を出す等の応答をすることができる。

以上で説明したレーダシステム５１０の用途は、車載用途に限られない。種々の用途のセンサとして利用することができる。例えば、家屋や建築物の周囲を監視するためのレーダとして利用できる。あるいは、屋内において特定の場所における人物の有無、あるいはその人物の動きの有無等を、光学的画像に寄らずに監視するためのセンサとして利用することができる。

上述の車載レーダシステムは一例である。上述したアレーアンテナは、アンテナを利用するあらゆる技術分野において利用可能である。

本開示の導波路装置は、マイクロストリップ線路または導波管に代わり、高周波信号の伝送に用いられ得る。また、本開示のアンテナ装置は、ギガヘルツ帯域またはテラヘルツ帯域の電磁波の送受信を行う各種の用途に利用され、特に小型化が求められる車載レーダおよび無線通信システムに好適に用いられ得る。

１００ 導波路装置
１１０ 第１の導電部材
１１０ａ 第１の導電部材の導電性表面
１２０ 第２の導電部材
１２０ａ 第２の導電部材１２０の導電性表面
１２２、１２２Ｌ、１２２Ｕ 導波部材
１２４、１２４Ｌ、１２４Ｕ 導電性ロッド
１２４ａ 導電性ロッド１２４の先端部
１２４ｂ 導電性ロッド１２４の基部
１２４ｓ 導電性ロッド１２４が有する側面
１２４ｓａ、１２４ｓｂ、１２４ｓｃ、１２４ｓｄ 導電性ロッド１２４が有する４つの側面
１２５ 人工磁気導体の表面
１３０ 中空導波管
１３２ 中空導波管の内部空間
１４０ 第３の導電部材
１４５Ｌ、１４５Ｕ ポート
２００ 電子回路
５００ 自車両
５０２ 先行車両
５１０ 車載レーダシステム
５２０ 走行支援電子制御装置
５３０ レーダ信号処理装置
５４０ 通信デバイス
５５０ コンピュータ
５５２ データベース
５６０ 信号処理回路
５７０ 物体検知装置
５８０ 送受信回路
５９６ 選択回路
６００ 車両走行制御装置
７００ 車載カメラシステム
７１０ 車載カメラ
７２０ 画像処理回路

Claims (8)

1. 平面または曲面形状の導電性表面を有する第１の導電部材と、
   各々が前記導電性表面に対向する先端部を持つ複数の導電性ロッドが配列された第２の導電部材と、
   前記第１の導電部材の前記導電性表面に対向する導電性の導波面を有する導波部材であって、前記複数の導電性ロッドの間に配置され、前記導電性表面に沿って延びる導波部材と、
   を備え、
   前記導波部材は、延びる方向が変化する屈曲部、および延びる方向が二つ以上に分かれる分岐部の少なくとも一方を有し、
   前記複数の導電性ロッドのうち、前記屈曲部または前記分岐部に隣接する少なくとも１つの導電性ロッドの軸方向に垂直な断面の外形の寸法は、前記第２の導電部材に接する基部から先端部に向かって単調に減少している、
   導波路装置。
2. 前記少なくとも１つの導電性ロッドは、前記導電性ロッドの軸方向に対して傾斜した側面を有する、請求項１に記載の導波路装置。
3. 前記導波部材は、前記第２の導電部材上のリッジである、
   請求項１または２に記載の導波路装置。
4. 前記導波路装置は、所定の帯域の電磁波の送信および受信の少なくとも一方に用いられ、
   前記所定の帯域の電磁波のうち、最も周波数が高い電磁波の自由空間中の波長をλｍとするとき、
   前記複数の導電性ロッドのうち、前記導波部材に隣接する導電性ロッドの高さはλｍ／２よりも小さい、
   請求項１から３のいずれかに記載の導波路装置。
5. 前記導電性表面と前記導波面との間の距離はλｍ／４以下である、請求項４に記載の導波路装置。
6. 前記導電性表面と各導電性ロッドの前記基部との距離はλｍ／２よりも小さい、請求項４または５に記載の導波路装置。
7. 前記少なくとも１つの導電性ロッドの軸方向に垂直な断面の面積は、前記第２の導電部材に接する基部よりも先端部において小さい、請求項１から６のいずれかに記載の導波路装置。
8. 請求項１から７のいずれかに記載の導波路装置と、
   前記導波路装置における前記導電性表面と前記導波面との間の導波路に接続され、前記導波路を伝搬した電磁波を空間に向けて放射するアンテナ素子と、
   を備えるアンテナ装置。

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