CN108732480A - 基于SiCMOSFET器件并联使用的自动化分拣电路及自动化分拣方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路，供电单元一通过串联负载给器件漏极供电，电流监测单元一用于测量通过器件的电流，驱动单元一为器件提供所需的调制驱动；供电单元二通过恒流源给Q1供电，Q1的栅极与驱动单元二连接，电流监测单元二用于测量通过Q1的电流，驱动单元二为Q1提供驱动，与驱动单元一信号同步，电压监测单元一用于测量Q1漏极电压，电压监测单元二用于测量器件栅极驱动电压。并公开其自动化分拣方法。本发明采用隔离测量法测量导通阻抗，电路结构简单，监测电压始终为低压；采用双二极管背靠背连接法使二极管的前向导通压降一致；采用特定的极小结电容二极管，可使测量频率与实际工作频率相同，与事实高度符合。

Description

基于SiCMOSFET器件并联使用的自动化分拣电路及自动化分 拣方法

技术领域

本发明涉及一种基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路及自动化分拣方法。

背景技术

SiC MOSFET是继硅基MOSFET之后的新一代宽禁带半导体器件，拥有硅基无可比拟的优越性能。SiC材料具备宽禁带，具有高击穿电场，高速载流子饱和漂移速度，优良热稳定性以及较高热导率，使得SiC MOSFET能够制备出具有高耐压、大电流、高耐温、高频、强抗干扰等优越性能的场效应晶体管。SiC MOSFET器件目前仍是一个发展中的领域，未来必将引领场效应晶体管的应用，继续延续摩尔效应的市场规律。

相比于Si材料，SiC MOSFET器件的击穿电场十倍于Si基MOSFET器件，热导率三倍于硅基，导通阻抗也大大低于硅基，使其具有很低的导通压降和导通损耗。因而SiC MOSFET器件在设计时就不用过多地考虑导通阻抗的问题，且层间材料禁带宽、介电常数高，从而可以将结电容控制到非常低的水平SiC MOSFET器件的输入电容(Ciss)、输出电容(Coss)和反馈电容(Crss)通常分别在上百pF、数十pF、数pF量级，远低于硅基MOSFET的上千pF、上百pF、上百pF量级，这使得其开关交越损耗也同样大大低于硅基，另一方面，宽禁带还带来更低的泄漏电流，这使得其更适合应用于高功率密度、高开关频率的场合。更高频率的出现将使电路应用设计变得更加轻薄化，而具有更小寄生电容的SiC MOSFET器件还能同时获得更高的工作效率。

另一方面，受限于SiC材料的生产缺陷以及工艺水平的发展，通常仍需要通过并联使用的方法来扩充其功率能力。并联后的SiC MOSFET器件可以分摊功耗和热量，设计者也可以灵活地选择是采用两个，还是三个或者更多的SiC MOSFET器件并联，这种方法可以在减小系统尺寸的同时有效地降低成本。但是由于生产工艺以及材料本身的差异，每个SiCMOSFET器件的导通阈值、导通电阻都不会完全相同，其差异性甚至会超过20％，阈值电压主要体现在开关损耗，导通电阻主要体现在导通损耗，另一方面，导通阈值和导通电阻随温度的特性也会表现不同，这会使得SiC MOSFET器件在并联使用的时候的电流失配。比如，其中一个器件的阈值更低，且其导通阻抗更大，该器件通过的电流会更大，会导致导通阻抗相对进步一增加，其发热会更严重，而导通电阻的正温度系数会致使其发热进一步严重，这是一个正反馈过程。虽然正温度系数有助于减小电流，有利于均流的实现，但是在高电压大电流应用场合，一点点电阻的变化对电流的影响微乎其微，因为温度的反应是相对非常慢性的，因而最终将导致该器件的寿命大大低于其它并联的器件。

SiC MOSFET器件动态工作电路图和工作时序图如图1-2所示，当栅极驱动(Vdrive)为低电平时，器件关断，漏极电压(Vdrain)为高压，比如650V。当栅极驱动为高电平时，器件开通，漏极电压跟随导通沟道电流(Ichannel)，器件导通后呈现为阻性特性。因此，其均流示意图如图3所示，其中，损耗阻抗包含导通阻抗和等效开关损耗阻抗。

为了消除并联均流的问题，就需要提出一些均流的解决方案。如图4所示，参考文献一(Y.Xue,J.Lu,Z.Wang,L.M.Tolbert,B.J.Blalock and F.Wang, "Active currentbalancing for parallel-connected silicon carbide MOSFETs,"2013 IEEE EnergyConversion Congress and Exposition,Denver,CO,2013,pp. 1563-1569.)公开的技术方案对每个并联的SiC MOSFET器件的电流进行监测，监测方案不尽相同，或采用耦合谐振电感，或采用电流互感器，或采用阻性探测方案，其目的就是实时监测每一路的工作电流，然后通过控制驱动来实现电流的均衡。该方案能够很好的实现均流，但是加入了电流探测单元，驱动控制也变得更加复杂，使得系统尺寸增加，成本增加。如图5所示，参考文献二(G.Wang, J.Mookken,J.Rice and M.Schupbach,"Dynamic and static behavior ofpackaged silicon carbide MOSFETs in paralleled applications,"2014 IEEEApplied Power Electronics Conference and Exposition-APEC 2014,Fort Worth,TX,2014,pp. 1478-1483.)采用自匹配的解决方案，解决办法实际上仅仅是选取通过对比二代和一代的SiC MOSFET的参数，发现二代的性能参数更好，更有利于并联使用，另外，通过优化设计驱动线路来提升工作效率降低功耗进一步提升电流的均衡性。该方案采用自匹配的解决方案，听起来非常好，但其仅依赖于器件更好的性质以及对提升效率的稍加改良，实际上并不能从真正意义上去消除电流失配的问题。其仍然依赖于器件本身的特性，只是尽可能的减小失配的可能性，并不能从根本上解决问题。第三个方法是并联正温度系数电阻(PTC)进行补偿，这种方法本身缺陷就很多，首先得测量出每个器件本身的导通阻抗温度系数，然后才能选取合适的PTC进行补偿，且PTC的增加又会引入额外的损耗，而且它还没有考虑到开关损耗，仅针对导通损耗。第四个方法是在装配前先通过对阈值和导通阻抗逐个进行测试去分拣挑选相近性能的器件，这种方法看上去很笨，但是只要执行得当，解决掉效率低的问题，结合器件的选型，则可从根本上解决并联失配的问题，且不会影响电路的设计。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路，可对SiC MOSFET器件的阈值和导通阻抗进行快速检测。

本发明的目的通过以下技术方案实现：

一种基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路，包括：SiC MOSFET器件、供电单元一、供电单元二、负载单元、恒流源I1、驱动单元一、驱动单元二、电压监测单元一、电压监测单元二、电流监测单元一、电流监测单元二、电流监测单元三、驱动调制单元、数字控制器、二极管D1、D2和D3、场效应管Q1，其中供电单元一给SiC MOSFET器件的漏极供电，在供电单元一与SiC MOSFET器件的漏极之间还串连有负载单元，SiC MOSFET器件源极接地，电流监测单元一设置于SiC MOSFET器件源极侧，用于测量SiC MOSFET 器件源极电流，电流监测单元三设置于SiC MOSFET器件栅极侧，用于测量SiC MOSFET器件栅极电流，驱动单元一为SiC MOSFET器件提供所需的调制驱动，所述驱动单元一为并联的驱动单元A、驱动单元B和驱动单元C，分别给SiC MOSFET器件提供脉冲驱动、线性驱动和恒流驱动；

供电单元二与恒流源I1串联，恒流源I1连接到B点，D1的正极连接到B 点，负极连接到SiC MOSFET器件的漏极，D3的负极连接到B点，正极接地， D2的正极连接到B点，负极连接到Q1的漏极，Q1的栅极与驱动单元二连接， Q1的源极接地，电流监测单元二设置于Q1源极侧，用于测量通过Q1的电流，驱动单元二为Q1提供所需脉宽调制驱动，使其工作在线性状态，电压监测单元一用于测量Q1漏极电压，电压监测单元二用于测量SiC MOSFET器件栅极驱动电压；

数字控制器用于接收电压监测单元一、电压监测单元二、电流监测单元一、电流监测单元二、电流监测单元三的信号，通过驱动调制单元将驱动信号调制为脉冲信号、线性信号或恒流信号并发送至驱动单元A、驱动单元B或驱动单元C，并将同步的驱动信号发送给驱动单元二，并输出计算结果。

漏极漏极漏极漏极漏极电压监测单元一和二通常采用分压采样的方式来进行监测。

优选的，所述负载单元为纯阻性负载或感性负载。

优选的，所述D1和D2为相同型号的高压小电流二极管或多个二极管串，结电容小，在2V以下结电容小于40pF。更为理想地，D1和D2应该做在同一封装中，即采用同一个衬底同一种工艺同一批次生产出来。

优选的，D1和D2在相同导通电流下前向总导通电压差异不超过10mV。

优选的，D3为小信号二极管或稳压管。可串联小电阻抑制振荡，也可不串联小电阻，在器件导通瞬间提供一个大电流放电路径，抑制B点负向电压并减小振荡，通常1N4148就非常适用，相似地，更小结电容的该器件更为理想。

优选的，所述驱动调制单元为由数字控制器输出的调制信号，为脉冲信号、线性信号或恒流信号。

优选的，所述数字控制器输出的计算结果为SiC MOSFET器件阈值电压V_th、动态导通阻抗R_dson、静态阻抗R_{dson_dc}、栅电荷Q_g和损耗P_SW。

供电单元二为恒流源I1提供低压供电，恒流源I1可以采用外部可实现恒流源输出功能的设备，也可以是恒流二极管或者其它的恒流控制电路，该恒流源所需电流可以在0.5mA-25mA范围内根据设计需要任意设定。

驱动单元一和二包括逻辑控制、缓冲放大、调制输出以及防止线路振荡并减小EMI问题的驱动回路、放电回路、磁珠等。

并公开了基于上述自动化分拣电路的自动化分拣方法，其步骤包括：

A、供电单元一通过串联负载单元给SiC MOSFET器件供电；

B、供电单元二通过恒流源I1给场效应管Q1供电；

C、数字控制器通过驱动调制单元发送驱动信号到驱动单元一，并将同步的驱动信号发送给驱动单元二；测量动态导通阻抗、损耗时，驱动调制单元将驱动信号调制为脉冲信号发送至驱动单元A，测量阈值电压、静态阻抗时，驱动调制单元将驱动信号调制为线性信号发送至驱动单元B，测量栅电荷时，驱动调制单元将驱动信号调制为恒流信号发送至驱动单元C；

D、电压监测单元一、电压监测单元二、电流监测单元一、电流监测单元二、电流监测单元三分别检测对应位点的电压或电流，并将信号传给数字控制器；

E、数字控制器根据电压、电流信号得到AlGaN/GaN HEMT器件阈值电压V_th、动态导通阻抗R_dson、静态阻抗R_{dson_dc}、栅电荷Q_g和损耗P_SW；

阈值电压V_th的测量方法为：

通过电压监测单元二监测SiC MOSFET器件栅极电压，通过电流监测单元一监测SiC MOSFET器件漏源电流，当栅极电压逐步线性增加，器件从不导通向导通演变，当漏源电流到达设定值时，器件判定为到达导通临界点，此时对应的栅极电压即为阈值电压V_th；

损耗P_SW计算公式为：

其中I_ds是SiC MOSFET器件的漏源电流，由电流监测单元一测得；

I_{ds_rms}是SiC MOSFET器件的通态漏源导通电流的有效值，也是由电流监测单元一测得，然后由数字器经过计算转换成有效值；

I_rr是SiC MOSFET器件在关断瞬间产生的反向恢复电流，同样由电流监测单元一测得；

V_ds是SiC MOSFET器件在关态下的电压，是由外部电压源给定的恒定值，并在数字控制器中写入；

t_on是SiC MOSFET器件的导通时间，由电流监测单元一、电压监测单元二以及V_ds在数字控制器中同步，器件的导通电流从0上升到90％的预定值所需要的时间即为t_on；

t_off是SiC MOSFET器件的关断时间，由电流监测单元一、电压监测单元二以及V_ds在数字控制器中同步，器件的导通电流从预定值下降到0所需要的时间即为t_off；

t_rr是SiC MOSFET器件的在关断瞬间的反向恢复时间，由电流监测单元一、电压监测单元二以及V_ds在数字控制器中同步，器件的导通电流从0下降到负向值再回到0所需要的时间即为t_rr；

f_s是SiC MOSFET器件在脉冲信号模式下的工作频率；K_r,K_f是SiC MOSFET器件导通阻抗的温度系数和反向恢复的温度系数；

栅电荷Q_g通过测量SiC MOSFET器件栅极电流乘以时间得到，即Qg＝I*t_on，其中I为电流监测单元三测得的SiC MOSFET器件栅极电流；

动态导通阻抗R_dson的计算公式为：

其中V_C由电压监测单元一测得，I_ds由电流监测单元一测得，I1为设定的恒流源电流；

静态阻抗R_{dson_dc}的计算公式与动态导通阻抗R_dson的计算公式一致。

动态导通阻抗R_dson的推导过程为：

V_B＝(I_ds+I₁-I₂)R_dson+V_{F_D1}

V_C＝V_B-V_{F_D2}

当时，V_{F_D1}＝V_{F_D2}

因此

其中V_C、I_ds、I₂三个参量通过测量获得，I2由电流监测单元二测得，I₁直接设置。

数字控制器根据测得的动态导通阻抗、栅电荷，在设定的工作条件下对器件进行损耗计算评估，给出工作电流、损耗和性能参数的综合参考值，结合后续系统散热的设计和温度的控制，给出可选器件的范围并进行分拣。

本发明有益效果如下：

(1)采用隔离测量法测量导通阻抗，电路结构简单，监测电压始终为低压；

(2)采用双二极管背靠背连接法抵消二极管前向导通压降的影响以及电流逐次逼近等值法使二极管的前向导通压降一致，从而无需测量二极管的前向导通压降；

(3)采用特定的极小结电容二极管，串联后结电容进一步减小，提高高频响应，使实现了高频测量，可使测量频率与实际电路设计工作频率相同，使其与事实高度符合；

(4)驱动单元包含脉冲驱动输出、线性驱动输出和恒流驱动输出，并受数字控制器控制；

(5)实时采样SiC MOSFET器件栅极电压和SiC MOSFET器件漏极电流，通过线性驱动实现自动化测量出阈值电压；

(6)实时采样SiC MOSFET器件栅极电压，通过恒流驱动实现自动化测量栅电荷；

(7)数字控制器根据测得的阈值电压、动态导通阻抗、栅电荷，在设定的工作条件下对器件进行损耗计算评估，给出工作电流、损耗和性能参数的综合参考值，结合后续系统散热的设计和温度的控制，给出可选器件的范围并进行分拣。

附图说明

图1为SiC MOSFET器件动态工作电路图；

图2为SiC MOSFET器件动态工作时序图；

图3为SiC MOSFET器件均流模型；

图4为参考文件1的电路示意图；

图5为参考文件2的电路示意图；

图6为本发明的基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路图。

具体实施方式

实施例1

如图6所示，基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路，包括： SiC MOSFET器件、供电单元一、供电单元二、负载单元、恒流源I1、驱动单元一、驱动单元二、电压监测单元一、电压监测单元二、电流监测单元一、电流监测单元二、电流监测单元三、驱动调制单元、数字控制器、二极管D1、D2和 D3、场效应管Q1，其中供电单元一给SiC MOSFET器件的漏极供电，在供电单元一与SiC MOSFET器件的漏极之间还串连有负载单元，负载单元为纯阻性负载或感性负载，SiC MOSFET器件源极接地，电流监测单元一设置于SiC MOSFET器件源极侧，用于测量SiC MOSFET器件源极电流，电流监测单元三设置于SiC MOSFET器件栅极侧，用于测量SiC MOSFET器件栅极电流，驱动单元一为SiC MOSFET器件提供所需的调制驱动；

供电单元二与恒流源I1串联，恒流源I1连接到B点，D1的正极连接到B 点，负极连接到SiC MOSFET器件的漏极，D3的负极连接到B点，正极接地， D2的正极连接到B点，负极连接到Q1的漏极，D1和D2为相同型号的高压小电流二极管或多个二极管串，其特点是结电容小，在2V以下结电容应小于40pF，更为理想地，D1和D2应该做在同一封装中，即采用同一个衬底同一种工艺同一批次生产出来，或者尽可能地挑选在相同导通电流下前向总导通电压差异不超过10mV的器件。D3为小信号二极管或稳压管，可串联小电阻抑制振荡，也可不串联小电阻，在器件导通瞬间提供一个大电流放电路径，抑制B点负向电压并减小振荡，通常1N4148就非常适用，相似地，更小结电容的该器件更为理想。

Q1的栅极与驱动单元二连接，Q1的源极接地，电流监测单元二设置于Q1 源极侧，用于测量通过Q1的电流，驱动单元二为Q1提供所需脉宽调制驱动，使其工作在线性状态，电压监测单元一用于测量Q1漏极电压即C点电压，电压监测单元二用于测量SiC MOSFET器件栅极驱动电压；

数字控制器用于接收电压监测单元一、电压监测单元二、电流监测单元一、电流监测单元二、电流监测单元三的信号，通过驱动调制单元将驱动信号调制为脉冲信号、线性信号或恒流信号并发送至驱动单元A、驱动单元B或驱动单元C，并将同步的驱动信号发送给驱动单元二，并输出计算结果，驱动单元一和二包括逻辑控制、缓冲放大、调制输出以及防止线路振荡并减小EMI问题的驱动回路、放电回路、磁珠等，数字控制器还输出SiC MOSFET器件动态导通阻抗、栅电荷和损耗计算结果。

本发明采用隔离测量法，D1实现隔离功能，使漏极监测电压(V_t)始终处于低电平状态。当SiC MOSFET器件栅极驱动为低电平时，器件关断，漏极电压为高压，漏极监测电压(V_t)被D1截止与漏极电压隔离，此时B点的测量电压为供电单元二的低值供电电压，此时Q1也关断。

当SiC MOSFET器件栅极驱动为高电平时，器件开通，漏极监测电压经由 D1和D2探测漏极电压，其供电来自恒流源I1。此时Q1也开通，恒流源I1的电流一部分通过D1流向被测器件，一部分通过D2流经Q1即电流I2。数字控制器通过监控I2的值，通过线性化调节，在数个周期内使其逼近恒流源I1的一半。换而言之，通过数字控制器和Q1的调节，使得在被测器件开通时流经D1 和D2的电流相同，则D1和D2所产生的压降亦相同，使得C点测量电压与被测器件的导通漏极电压相同，通过这种电流逐次逼近等值的方法来获得高的实时测量精度。为了避免了开关的振荡影响，数字控制器还采取中值采样法，在被测器件导通的中间时刻进行采样测试。

实施例2

基于上述自动化分拣电路的自动化分拣方法，其步骤包括：

A、供电单元一通过串联负载单元给SiC MOSFET器件供电；

B、供电单元二通过恒流源I1给场效应管Q1供电；

C、数字控制器通过驱动调制单元发送驱动信号到驱动单元一，并将同步的驱动信号发送给驱动单元二；测量动态导通阻抗、损耗时，驱动调制单元将驱动信号调制为脉冲信号发送至驱动单元A，测量阈值电压、静态阻抗时，驱动调制单元将驱动信号调制为线性信号发送至驱动单元B，测量栅电荷时，驱动调制单元将驱动信号调制为恒流信号发送至驱动单元C；

D、电压监测单元一、电压监测单元二、电流监测单元一、电流监测单元二、电流监测单元三分别检测对应位点的电压或电流，并将信号传给数字控制器；

E、数字控制器根据电压、电流信号得到AlGaN/GaN HEMT器件阈值电压V_th、动态导通阻抗R_dson、静态阻抗R_{dson_dc}、栅电荷Q_g和损耗P_SW；

阈值电压V_th的测量方法为：

通过电压监测单元二监测SiC MOSFET器件栅极电压，通过电流监测单元一监测SiC MOSFET器件漏源电流，当栅极电压逐步线性增加，器件从不导通向导通演变，当漏源电流到达设定值时，器件判定为到达导通临界点，此时对应的栅极电压即为阈值电压V_th；

损耗P_SW计算公式为：

其中I_ds是SiC MOSFET器件的漏源电流，由电流监测单元一测得；

I_{ds_rms}是SiC MOSFET器件的通态漏源导通电流的有效值，也是由电流监测单元一测得，然后由数字器经过计算转换成有效值；

I_rr是SiC MOSFET器件在关断瞬间产生的反向恢复电流，同样由电流监测单元一测得；

V_ds是SiC MOSFET器件在关态下的电压，是由外部电压源给定的恒定值，并在数字控制器中写入；

t_on是SiC MOSFET器件的导通时间，由电流监测单元一、电压监测单元二以及V_ds在数字控制器中同步，器件的导通电流从0上升到90％的预定值所需要的时间即为t_on；

t_off是SiC MOSFET器件的关断时间，由电流监测单元一、电压监测单元二以及V_ds在数字控制器中同步，器件的导通电流从预定值下降到0所需要的时间即为t_off；

t_rr是SiC MOSFET器件的在关断瞬间的反向恢复时间，由电流监测单元一、电压监测单元二以及V_ds在数字控制器中同步，器件的导通电流从0下降到负向值再回到0所需要的时间即为t_rr；

f_s是SiC MOSFET器件在脉冲信号模式下的工作频率；K_r,K_f是SiC MOSFET器件导通阻抗的温度系数和反向恢复的温度系数；

栅电荷Q_g通过测量SiC MOSFET器件栅极电流乘以时间得到，即Qg＝I*t_on，其中I为电流监测单元三测得的SiC MOSFET器件栅极电流；

动态导通阻抗R_dson的计算公式为：

其中V_C由电压监测单元一测得，I_ds由电流监测单元一测得，I₁为设定的恒流源电流；

静态阻抗R_{dson_dc}的计算公式与动态导通阻抗R_dson的计算公式一致。

数字控制器根据测得的阈值电压、动态导通阻抗、栅电荷，在设定的工作条件下对器件进行损耗计算评估，给出工作电流、损耗和性能参数的综合参考值，结合后续系统散热的设计和温度的控制，给出可选器件的范围并进行分拣。上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路，包括：SiC MOSFET器件、供电单元一、供电单元二、负载单元、恒流源I1、驱动单元一、驱动单元二、电压监测单元一、电压监测单元二、电流监测单元一、电流监测单元二、电流监测单元三、驱动调制单元、数字控制器、二极管D1、D2和D3、场效应管Q1，其中供电单元一给SiC MOSFET器件的漏极供电，在供电单元一与SiC MOSFET器件的漏极之间还串连有负载单元，SiC MOSFET器件源极接地，电流监测单元一设置于SiC MOSFET器件源极侧，用于测量SiC MOSFET器件源极电流，电流监测单元三设置于SiC MOSFET器件栅极侧，用于测量SiC MOSFET器件栅极电流，驱动单元一为SiC MOSFET器件提供所需的调制驱动，所述驱动单元一为并联的驱动单元A、驱动单元B和驱动单元C，分别给SiC MOSFET器件提供脉冲驱动、线性驱动和恒流驱动；

供电单元二与恒流源I1串联，恒流源I1连接到B点，D1的正极连接到B点，负极连接到SiC MOSFET器件的漏极，D3的负极连接到B点，正极接地，D2的正极连接到B点，负极连接到Q1的漏极，Q1的栅极与驱动单元二连接，Q1的源极接地，电流监测单元二设置于Q1源极侧，用于测量通过Q1的电流，驱动单元二为Q1提供所需脉宽调制驱动，使其工作在线性状态，电压监测单元一用于测量Q1漏极电压，电压监测单元二用于测量SiC MOSFET器件栅极驱动电压；

数字控制器用于接收电压监测单元一、电压监测单元二、电流监测单元一、电流监测单元二、电流监测单元三的信号，通过驱动调制单元将驱动信号调制为脉冲信号、线性信号或恒流信号并发送至驱动单元A、驱动单元B或驱动单元C，并将同步的驱动信号发送给驱动单元二，并输出计算结果。

2.根据权利要求1所述的基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路，其特征在于：所述负载单元为纯阻性负载或感性负载。

3.根据权利要求1所述的基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路，其特征在于：所述D1和D2为相同型号的高压小电流二极管或多个二极管串，结电容小，在2V以下结电容小于40pF。

4.根据权利要求3所述的基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路，其特征在于：D1和D2在相同导通电流下前向总导通电压差异不超过10mV。

5.根据权利要求3所述的基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路，其特征在于：D3为小信号二极管或稳压管。

6.根据权利要求1所述的基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路，其特征在于：所述驱动调制单元为由数字控制器输出的调制信号，为脉冲信号、线性信号或恒流信号。

7.根据权利要求1-6中任一项所述的基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路，其特征在于：所述数字控制器输出的计算结果为SiC MOSFET器件阈值电压V_th、动态导通阻抗R_dson、静态阻抗R_{dson_dc}、栅电荷Q_g和损耗P_SW。

8.基于权利要求1-6中任一项所述的基于SiC MOSFET器件并联使用的自动化分拣电路的自动化分拣方法，其步骤包括：

A、供电单元一通过串联负载单元给SiC MOSFET器件供电；

B、供电单元二通过恒流源I1给场效应管Q1供电；

C、数字控制器通过驱动调制单元发送驱动信号到驱动单元一，并将同步的驱动信号发送给驱动单元二；测量动态导通阻抗、损耗时，驱动调制单元将驱动信号调制为脉冲信号发送至驱动单元A，测量阈值电压、静态阻抗时，驱动调制单元将驱动信号调制为线性信号发送至驱动单元B，测量栅电荷时，驱动调制单元将驱动信号调制为恒流信号发送至驱动单元C；

D、电压监测单元一、电压监测单元二、电流监测单元一、电流监测单元二、电流监测单元三分别检测对应位点的电压或电流，并将信号传给数字控制器；

E、数字控制器根据电压、电流信号得到AlGaN/GaN HEMT器件阈值电压V_th、动态导通阻抗R_dson、静态阻抗R_{dson_dc}、栅电荷Q_g和损耗P_SW；

阈值电压V_th的测量方法为：

通过电压监测单元二监测SiC MOSFET器件栅极电压，通过电流监测单元一监测SiCMOSFET器件漏源电流，当栅极电压逐步线性增加，器件从不导通向导通演变，当漏源电流到达设定值时，器件判定为到达导通临界点，此时对应的栅极电压即为阈值电压V_th；

损耗P_SW计算公式为：

其中I_ds是SiC MOSFET器件的漏源电流，由电流监测单元一测得；

I_{ds_rms}是SiC MOSFET器件的通态漏源导通电流的有效值，也是由电流监测单元一测得，然后由数字器经过计算转换成有效值；

I_rr是SiC MOSFET器件在关断瞬间产生的反向恢复电流，同样由电流监测单元一测得；

V_ds是SiC MOSFET器件在关态下的电压，是由外部电压源给定的恒定值，并在数字控制器中写入；

t_on是SiC MOSFET器件的导通时间，由电流监测单元一、电压监测单元二以及V_ds在数字控制器中同步，器件的导通电流从0上升到90％的预定值所需要的时间即为t_on；

t_off是SiC MOSFET器件的关断时间，由电流监测单元一、电压监测单元二以及V_ds在数字控制器中同步，器件的导通电流从预定值下降到0所需要的时间即为t_off；

t_rr是SiC MOSFET器件的在关断瞬间的反向恢复时间，由电流监测单元一、电压监测单元二以及V_ds在数字控制器中同步，器件的导通电流从0下降到负向值再回到0所需要的时间即为t_rr；

f_s是SiC MOSFET器件在脉冲信号模式下的工作频率；K_r,K_f是SiC MOSFET器件导通阻抗的温度系数和反向恢复的温度系数；

栅电荷Q_g通过测量SiC MOSFET器件栅极电流乘以时间得到，即Qg＝I*t_on，其中I为电流监测单元三测得的SiC MOSFET器件栅极电流；

动态导通阻抗R_dson的计算公式为：

其中V_C由电压监测单元一测得，I_ds由电流监测单元一测得，I1为设定的恒流源电流；

静态阻抗R_{dson_dc}的计算公式与动态导通阻抗R_dson的计算公式一致。