CN108475986A - 电压转换装置及电压转换方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电压转换装置，在切换开关频率的情况下能够抑制输出电压的变动，能够将恒定电压稳定地输出给负载。电压转换装置具备开关元件、电感器和驱动电路，通过驱动电路以PWM信号对开关元件的接通/断开进行驱动，从而产生感应电流来对所输入的电压进行变压而输出给负载。电压转换装置具备：切换单元，根据向负载的输出电流的大小，来切换驱动电路对开关元件进行驱动的开关频率；及变更单元，在通过切换单元切换开关频率的情况下，变更PWM信号的波形，通过变更单元变更PWM信号的接通时间，来驱动开关元件的接通/断开。

Description

电压转换装置及电压转换方法

技术领域

本发明涉及电压转换装置及电压转换方法。

本申请主张基于2016年3月29日申请的日本申请第2016-66759号的优先权，引用所述日本申请所记载的全部记载事项。

背景技术

在将蓄电池设为电源的设备中，作为用于向负载供给电力的电源电路，多数具备DC/DC转换器。该DC/DC转换器具备开关元件及电感器，基于PWM信号来切换开关元件的接通/断开，从而对来自蓄电池的电压进行变压(升压或者降压)并输出给负载。在DC/DC转换器中，即使外部的蓄电池的电压变动，也能够对来自蓄电池的电压进行变压(升压或者降压)，而对负载施加恒定的电压。

作为用于使DC/DC转换器的输出电压稳定化的控制方式，已知有反馈输出电压的电压模式控制方式、反馈输出电压和输出电流的电流模式控制方式等。

在专利文献1中公开了一种技术，为了实现能够抑制波纹电流并维持高的变压效率的DC/DC转换器，根据输出电流来切换对于开关元件的开关频率。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平10-323027号公报

发明内容

本发明的一方式所涉及的电压转换装置具备开关元件、电感器和驱动电路，通过所述驱动电路以PWM信号对所述开关元件的接通/断开进行驱动，从而产生感应电流来对所输入的电压进行变压而输出给负载，所述电压转换装置具备：切换单元，根据向所述负载的输出电流的大小，来切换所述驱动电路对所述开关元件进行驱动的开关频率；及变更单元，在通过所述切换单元切换所述开关频率的情况下，变更所述PWM信号的波形，通过所述变更单元变更所述PWM信号的接通时间，来驱动所述开关元件的接通/断开。

本发明的一方式所涉及的电压转换方法是由电压转换装置执行的电压转换方法，所述电压转换装置具备开关元件、电感器和驱动电路，通过所述驱动电路以PWM信号对所述开关元件的接通/断开进行驱动，从而产生感应电流来对所输入的电压进行变压而输出给负载，在所述电压转换方法中，在根据向所述负载的输出电流的大小来切换所述驱动电路对所述开关元件进行驱动的开关频率的情况下，变更所述PWM信号的波形，通过变更所述PWM信号的接通时间，来驱动所述开关元件的接通/断开。

附图说明

图1是示出本发明的第一实施方式所涉及的电压转换装置的结构例的框图。

图2是示出电压转换装置中的控制部的功能结构的框图。

图3是示出比较例所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。

图4是示出本发明的第一实施方式所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。

图5是示出用于说明变更量的导出的开关频率的切换前后的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。

图6是示出电压转换装置的动作顺序的流程图。

图7是示出CPU进行的接通时间计算处理的动作顺序(步骤S1的子程序)的流程图。

图8是示出CPU进行的频率切换处理的动作顺序(步骤S2的子程序)的流程图。

图9是示出变形例1所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。

图10是示出本发明的第二实施方式所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。

图11是示出用于说明变更量的导出的开关频率的切换前后的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。

图12是示出CPU进行的频率切换处理的动作顺序(步骤S2的子程序)的流程图。

图13是示出变形例2所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。

图14是示出本发明的第三实施方式所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。

图15是示出本发明的第四实施方式所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。

图16是示出本发明的第五实施方式所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。

图17是示出本发明的第六实施方式所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。

具体实施方式

[本发明所公开的课题]

但是，如专利文献1中记载的DC/DC转换器那样，在切换开关频率的情况下，存在切换后输出电压变动较大的问题。DC/DC转换器的输出电压根据在电感器流动的感应电流的平均值决定，但在开关频率刚刚切换到低/高后，感应电流变得比稳定状态大/小，因此输出电压也变动为高/低。其结果是，存在不能将恒定电压稳定地输出给负载的问题。

本发明是鉴于该事情而发明的，其目的在于提供电压转换装置及电压转换方法，在切换开关频率的情况下能够抑制输出电压的变动，将恒定电压稳定地输出给负载。

[本发明的效果]

根据本发明的公开，在切换开关频率的情况下变更PWM信号的波形，因此在切换开关频率后能够抑制输出电压的变动，能够将恒定电压稳定地输出给负载。

[本发明的实施方式的说明]

在最初列举说明本发明的实施方式。此外，也可以将以下记载的实施方式的至少一部分任意组合。

(1)本发明的一方式所涉及的电压转换装置具备开关元件、电感器和驱动电路，通过所述驱动电路以PWM信号对所述开关元件的接通/断开进行驱动，从而产生感应电流来对所输入的电压进行变压而输出给负载，所述电压转换装置具备：切换单元，根据向所述负载的输出电流的大小，来切换所述驱动电路对所述开关元件进行驱动的开关频率；及变更单元，在通过所述切换单元切换所述开关频率的情况下，变更所述PWM信号的波形，通过所述变更单元变更所述PWM信号的接通时间，来驱动所述开关元件的接通/断开。

(7)本发明的一方式所涉及的电压转换方法是由电压转换装置执行的电压转换方法，所述电压转换装置具备开关元件、电感器和驱动电路，通过所述驱动电路以PWM信号对所述开关元件的接通/断开进行驱动，从而产生感应电流来对所输入的电压进行变压而输出给负载，在所述电压转换方法中，在根据向所述负载的输出电流的大小来切换所述驱动电路对所述开关元件进行驱动的开关频率的情况下，变更所述PWM信号的波形，通过变更所述PWM信号的接通时间，来驱动所述开关元件的接通/断开。

在本方式中，在切换对于开关元件的开关频率而使其上升/降低的情况下，变更PWM信号的波形。通过该变更，抑制开关频率的切换后的感应电流的平均值的下降/上升，抑制开关频率的切换后的输出电压的变动。

(2)优选为，所述变更单元决定所述PWM信号的波形的变更量，使得所述感应电流的下限值在刚变更所述波形后和切换所述开关频率后的稳定状态下一致。

在本方式的情况下，决定PWM信号的波形的变更量，使得感应电流的下限值在刚变更波形后和切换开关频率后的稳定状态下一致。由此，在切换开关频率而使其上升/降低的情况下，有效抑制切换后的感应电流的平均值的下降/上升。

(3)优选为，所述变更单元变更的所述PWM信号的波形的变更量包括PWM信号的接通时间及PWM信号的占空比中的至少一方。

在本方式的情况下，变更的PWM信号的波形的变更量是PWM信号的接通时间及PWM信号的占空比中的至少一方。由此，可靠地抑制开关频率的切换后的输出电压的变动。

(4)优选为，所述变更单元变更刚切换所述开关频率后或即将切换所述开关频率前的PWM信号的仅一个周期的波形。

在本方式的情况下，刚切换开关频率后或即将切换开关频率前的PWM信号的仅一个周期量的波形被变更。由此，在开关频率的切换后迅速地抑制输出电压的变动。

(5)优选为，所述变更单元变更刚切换所述开关频率后或即将切换所述开关频率前的PWM信号的多个周期的波形。

在本方式的情况下，遍及刚切换开关频率后或即将切换开关频率前的PWM信号的多个周期的波形被变更。由此，没有切换开关频率后的大的变动地抑制输出电压的变动。

(6)优选为，在通过所述切换单元切换所述开关频率以使所述开关频率上升的情况下，刚切换后(或即将切换前)的所述PWM信号的占空比大于切换前(或切换后)的所述PWM信号的占空比，在通过所述切换单元切换所述开关频率以使所述开关频率下降的情况下，刚切换后(或即将切换前)的所述PWM信号的占空比小于切换前(或切换后)的所述PWM信号的占空比。

在本方式的情况下，在将开关频率切换为高/低的情况下，根据切换频率的高/低变化，将刚切换后(或即将切换前)的PWM信号的占空比设为大于/小于切换前(或切换后)的PWM信号的占空比。由此，可靠地抑制开关频率的切换后的输出电压的变动。

[本发明的实施方式的详细]

以下，基于附图详细说明本发明的实施方式所涉及的电压转换装置及电压转换方法的具体例。

(第一实施方式)

图1是示出本发明的第一实施方式所涉及的电压转换装置的结构例的框图，图2是示出电压转换装置中的控制部2的功能结构的框图。图1所示的电压转换装置具备对例如外部的蓄电池3的电压进行降压而向负载4供给的DC/DC转换器1和向DC/DC转换器1提供PWM信号的控制部2。

DC/DC转换器1具备：开关元件11，一端与蓄电池3连接；第二开关元件12及电感器13，各自的一端与开关元件11的另一端连接；电阻器14，一端与电感器13的另一端连接；及电容器15，连接于电阻器14的另一端与接地电位之间。第二开关元件12的另一端与接地电位连接。负载4与电容器15的两端连接。开关元件11及第二开关元件12是例如各自的一端设为漏极的N沟道型的MOSFET。

DC/DC转换器1还具备提供将开关元件11及第二开关元件12驱动为接通/断开的驱动信号的驱动电路16。驱动电路16将从控制部2提供的PWM信号及与该PWM信号相辅相成的PWM信号分别提供给开关元件11及第二开关元件12的栅极。

控制部2具有CPU21，CPU21与存储程序等信息的ROM22、存储临时产生的信息的RAM23及对PWM控制的周期等各种时间进行计时的计时器24相互总线连接。

在CPU21还总线连接有：生成向驱动电路16提供的PWM信号的PWM电路25；检测电阻器14的两端的电压而将在电阻器14中流动的电流转换为数字的电流值的A/D转换电路26；及将电容器15的两端的电压转换为数字的电压值的A/D转换电路27。

在图2中，控制部2实现用于通过所谓电压模式控制方式控制从DC/DC转换器1向负载4输出的输出电压的电压循环控制器28的功能。图中“○”的记号表示减算器。

电压循环控制器28基于从目标的电压值Vref减去电压值Vo的偏差，算出PWM信号的接通时间(以下，只要没有特别说明仅称为接通时间)，向PWM电路25输出，该电压值Vo是使用A/D转换电路27对输出给负载4的输出电压进行转换后的数字的电压值。PWM电路25生成具有与提供的接通时间对应的占空比的PWM信号。

在形成这样结构的电压转换装置的情况下，根据向负载4的输出电流的大小，切换对于开关元件11及第二开关元件12的开关频率，使得电压的转换效率良好。例如，在输出电流是20A以上的情况下开关频率设为150kHz，在输出电流小于20A的情况下开关频率设为100kHz。需要说明的是，在开关频率被切换的情况下，由电压循环控制器28算出的接通时间也被切换，但只要不校正占空比，由PWM电路25生成的PWM信号的占空比就不变化(对于后述的其他实施方式及变形例是同样的)。

在这样地降低开关频率而切换的情况下，在切换开关频率后，在电感器13流动的感应电流大于稳定状态，与感应电流的平均值成比例的输出电压也变高。

因此，在该第一实施方式所涉及的电压转换装置中，通过对开关频率刚切换后的PWM信号的波形实施变更(以下，也称为校正)，抑制在开关频率的切换(以下，也仅称为切换)后发生的这样的输出电压的变动。

图3是示出比较例所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图，图4是示出本发明的第一实施方式所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。图3及4各自所示的三个定时图中，都将相同的时间轴设为横轴。图3示出不进行本发明那样的变更的比较例(现有例)，图4示出本发明的第一实施方式所涉及的例子。两例都在定时A将开关频率从150kHz切换到100kHz。

在图3所示的比较例(现有例)中，在刚切换后的PWM信号中的占空比与切换前相同，不进行变更。由此，刚切换后的感应电流变大，其平均值(由虚线a表示)比稳定状态下的平均值(由实线b表示)上升。其结果是，输出电压也较大变动。

与之相对，在图4所示的本发明例中，预测与开关频率的切换相伴的感应电流的变化，变更刚切换后的PWM信号的一个周期中的占空比，使得刚切换后的感应电流的下限值与稳定状态下的下限值(由虚线c表示)一致。换言之，在变更占空比的周期和开关频率的切换后的稳定状态下的各周期中使感应电流的下限值一致。

具体而言，在刚切换后的PWM信号的第一个周期，以占空比小于切换前的各周期的方式校正。由此，刚切换后的感应电流不太大，其平均值(由虚线d表示)相对于稳定状态下的平均值(由实线e表示)的上升量少。其结果是，抑制切换后的输出电压的变动。需要说明的是，在PWM信号的频率的变更前及变更后分别校正(变更)占空比和变更接通时间是一一对应的。

以下，说明该刚切换后的PWM信号中的波形的变更量、即刚切换开关频率后的波形的变更(以下，也仅称为变更)后的占空比及变更后的接通时间的具体的值。经过后述的导出过程，推导出变更后的占空比D′由下述(1)式算出。

D′＝{D(1-D)/2×(1/F1)+D(1+D)/2×(1/F2)}×F2

＝D(1-D)/2×(F2/F1)+D(1+D)/2·········(1)

其中，F1：切换前的开关频率

F2：切换后的开关频率

D：变更前的占空比

变更后的接通时间ON′由D′×(1/F2)求出，因此将在变更前的接通时间设为ON的情况下成为D＝ON×F1的关系代入到上述(1)式中的变形前的右边，从而由下述(2)式算出。

ON′＝{ON×F1×(1-ON×F1)}/(2×F1)

+{ON×F1×(1+ON×F1)}/(2×F2)········(2)

在上述(1)式中的变形后的右边视为X＝F2/F1的一次函数的情况下，将该一次函数描绘为坐标图时的倾斜度D(1-D)/2始终为正，X＝1时示出D′＝D。由此，在X小于1的情况下、即F2小于F1的情况下，示出D′小于D即可，证实了在图4的刚切换后的PWM信号的第一个周期，以占空比小于切换前的各周期的方式校正即可。

图5是示出用于说明变更量的导出的开关频率的切换前后的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。图的横轴表示时间。参照图5说明上述的(1)式的导出过程。

在开关频率的切换前的感应电流的上升幅度设为Iα、开关频率的刚切换后的感应电流的上升幅度设为(Iα/2)+Iβ的情况下，表示开关频率的切换前后的开关频率、PWM信号及感应电流的关系时如图5所示。需要说明的是，在图5中，Tβ表示开关频率的刚切换后的接通时间的一部分。

在图5中，在着眼于将开关频率从F1向F2刚切换后的情况下，感应电流的减少期间的倾斜度的绝对值视为感应电流的增加期间的倾斜度的D/(1-D)倍。即，感应电流的增减相抵消的期间中的感应电流的减少期间的长度成为感应电流的增加期间的长度的(1-D)/D倍，因此切换后的周期1/F2通过下述(3)式求出。

1/F2＝(D/2)×(1/F1)+Tβ+{(1-D)/D}×Tβ

+{(1-D)/2}×(1/F2)···············(3)

变更后的占空比D′通过接通时间÷周期、即接通时间×频率示出，因此D′通过下述(4)式求出。

D′＝{(D/2)×(1/F1)+Tβ}×F2··············(4)

上述(3)式对Tβ进行求解时，如下述(5)式所示。

Tβ＝{D(1+D)/2}×(1/F2)-(D²/2)×(1/F1)···(5)

通过将上述(5)式代入到上述(4)式，变更后的占空比D′如下求出，得出上述(1)式。

D′＝〔(D/2)×(1/F1)+{D(1+D)/2}×(1/F2)

-(D²/2)×(1/F1)〕×F2

＝{D(1-D)/2×(1/F1)+D(1+D)/2×(1/F2)}×F2

＝D(1-D)/2×(F2/F1)+D(1+D)/2

接着，说明动作。图6是示出电压转换装置的动作顺序的流程图。图6所示的动作按每个PWM控制的控制周期实施，根据预先存储于ROM22的控制程序，通过CPU21执行。

在电压转换装置的动作中包括：基于检测出的输出电压的PWM信号中的反馈控制即接通时间计算处理(步骤S1)；及判定是否需要开关频率的切换，如果需要则算出PWM信号中的波形的变更量而进行切换的频率切换处理(步骤S2)，CPU21执行这些处理。以下，详述该接通时间计算处理(步骤S1)及频率切换处理(步骤S2)。

图7是示出CPU21进行的接通时间计算处理的动作顺序(步骤S1的子程序)的流程图。

CPU21获取使用A/D转换电路27对输出给负载4的输出电压进行转换后的数字的电压值(步骤S11)。接着，CPU21基于获取的输出电压的电压值(Vo)，以输出电压成为目标的电压值(Vref)的方式进行PID运算，算出接通时间(步骤S12)。CPU21将算出的接通时间送出到PWM电路25(步骤S13)，结束处理。根据送出的接通时间，在PWM电路25生成PWM信号。

图8是示出CPU21进行的频率切换处理的动作顺序(步骤S2的子程序)的流程图。

在唤起图8的处理的情况下，CPU21获取使用A/D转换电路26对输出给负载4的输出电流进行转换后的数字的电流值(步骤S21)。CPU21确定适于获取的输出电流的电流值的开关频率(步骤S22)。具体而言，CPU21在获取的电流值是20A以上的情况下将开关频率确定为150kHz，在获取的电流值小于20A的情况下将开关频率确定为100kHz。

CPU21判定确定出的开关频率与当前时刻的开关频率是否一致(步骤S23)。在一致的情况下(S23：是)，CPU21结束处理。

另一方面，在不一致的情况下(S23：否)，CPU21根据前述的(2)式，使用变更前的接通时间、当前时刻的开关频率(变更前的开关频率)和确定出的开关频率(变更后的开关频率)，算出变更后的接通时间(步骤S24)。于是，CPU21将当前时刻的开关频率切换为确定出的开关频率(步骤S25)，结束处理。PWM信号的开关频率的刚切换后的第一个周期中的接通时间是在步骤S24中算出的接通时间。

在上述的第一实施方式中，在为了提高来自蓄电池3的电压的转换效率而进行切换以使开关元件11、12的开关频率降低的情况下，变更刚切换后的PWM信号的波形的特性(接通时间或占空比)，因此能够抑制因切换引起的切换后的感应电流的平均值的上升，其结果是，能够抑制输出电压的变动，能够稳定地将恒定电压输出给负载4。

(变形例1)

第一实施方式是切换开关频率以使开关频率从高频率向低频率降低的方式，相对于此，变形例1是切换开关频率以使开关频率从低频率向高频率上升的方式。以下，说明本发明的第一实施方式的变形例1。变形例1所涉及的电压转换装置的结构与前述的第一实施方式所涉及的电压转换装置的结构(图1及图2)相同。

图9是示出变形例1所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。在图中的三个定时图中，都将相同的时间轴设为横轴。在变形例1中，在定时A将开关频率从100kHz向150kHz切换。在图9所示的例子中，预测与开关频率的切换相伴的感应电流的变化，变更刚切换后的PWM信号的一个周期中的占空比，使得刚切换后的感应电流的下限值与稳定状态下的下限值(由虚线c表示)一致。换言之，在变更占空比的周期和开关频率的切换后的稳定状态下的各周期中使感应电流的下限值一致。

具体而言，在刚切换后的PWM信号的第一个周期，以占空比大于切换前的各周期的方式校正。在前述的(1)式中的变形后的右边视为X＝F2/F1的一次函数的情况下，将该一次函数描绘成坐标图时的倾斜度D(1-D)/2始终为正，在X＝1时成为D′＝D，因此在X大于1的情况下，即在F2大于F1的情况下，示出D′大于D即可。在这样地校正占空比的情况下，刚切换后的感应电流不太小，抑制其平均值(由虚线d表示)相对于稳定状态下的平均值(由实线e表示)的下降量。其结果是，抑制切换后的输出电压的变动。

需要说明的是，在变形例1的情况下，在变更前的占空比D接近1的情况下，由(1)式算出的D'有可能超过1时，此时D'设为无限接近1的数值即可。

(第二实施方式)

以下，说明本发明的第二实施方式。需要说明的是，第二实施方式所涉及的电压转换装置的结构与前述的第一实施方式所涉及的电压转换装置的结构(图1及图2)相同。

在前述的第一实施方式中，变更刚切换开关频率后的PWM信号的一个周期中的接通时间，但在第二实施方式中，变更即将切换开关频率前的PWM信号的一个周期中的接通时间。该第二实施方式适合于刚切换开关频率后想要没有特别的校正地进行PWM控制的情况。

图10是示出本发明的第二实施方式所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。在图中的三个定时图中，都将相同的时间轴设为横轴。与第一实施方式同样地，在定时A将开关频率从150kHz向100kHz切换。在图10所示的例子中，预测与开关频率的切换相伴的感应电流的变化，变更即将切换前的PWM信号的一个周期中的占空比，使得切换时的感应电流的下限值与稳定状态下的下限值(由虚线c表示)一致。换言之，在变更占空比的周期和开关频率的切换后的稳定状态下的各周期中使感应电流的下限值一致。

具体而言，在即将切换前的PWM信号的一个周期中，以占空比小于其之前的周期(即切换后的各周期)的方式校正。由此，即将切换前的一个周期中的感应电流变小，其平均值(由虚线d表示)相对于稳定状态下的平均值(由实线e表示)适当地下降。其结果是，抑制切换后的感应电流的平均值的上升，抑制切换后的输出电压的变动。

以下，说明该即将切换前的PWM信号中的波形的变更量、即在即将切换开关频率前的波形的变更后的占空比及变更后的接通时间的具体的值。经由后述的导出过程，推导出变更后的占空比D′由下述(6)式算出。

D′＝{D(3-D)/2×(1/F1)+D(D-1)/2×(1/F2)}×F1

＝D(3-D)/2+D(D-1)/2×(F1/F2)·········(6)

其中，F1：切换前的开关频率

F2：切换后的开关频率

D：变更前的占空比

变更后的接通时间ON′由D′×(1/F1)求出，因此将在变更前的接通时间设为ON的情况下成为D＝ON×F1的关系代入到上述(6)式中的变形前的右边，从而由下述(7)式算出。

ON′＝{ON×F1×(3-ON×F1)}/(2×F1)

+{ON×F1×(ON×F1-1)}/(2×F2)········(7)

在上述(6)式中的变形后的右边视为Y＝F1/F2的一次函数的情况下，将该一次函数描绘成坐标图时的倾斜度D(D-1)/2始终为负，在Y＝1时示出成为D′＝D。由此，在Y大于1的情况下、即F2小于F1的情况下，示出D′小于D即可，在图10的即将切换前的PWM信号的一个周期中，证实了以占空比小于其之前的周期(即切换后的各周期)的方式校正即可。

图11是示出用于说明变更量的导出的开关频率的切换前后的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。图的横轴表示时间。参照图11说明上述的计算式的导出过程。

与图5的情况同样地，在切换开关频率前的感应电流的上升幅度设为Iα、即将切换开关频率前的感应电流的上升幅度设为(Iα/2)+Iβ的情况下，表示开关频率的切换前后的开关频率、PWM信号及感应电流的关系时如图11所示。Tβ示出即将切换开关频率前的接通时间的一部分。

在图11，在着眼于开关频率即将从F1向F2切换前的情况下，与图5的情况同样地，感应电流的增减相抵消的期间中的感应电流的减少期间的长度成为感应电流的增加期间的长度的(1-D)/D倍，因此即将切换前的周期1/F1由下述(8)式求出。

1/F1＝(D/2)×(1/F1)+Tβ+{(1-D)/D}×Tβ

+{(1-D)/2}×(1/F2)···············(8)

如上所述，变更后的占空比D′由接通时间×频率示出，因此D′由下述(4)式(再次展示)求出。

D′＝{(D/2)×(1/F1)+Tβ}×F2··············(4)

上述(8)式对Tβ进行求解时，如下述(9)式所示。

Tβ＝{D(2-D)/2}×(1/F1)+{D(D-1)/2}×(1/F2)····(9)

通过将(9)式代入到上述(4)式，变更后的占空比D′如下求出，得到上述(6)式。

D′＝〔(D/2)×(1/F1)+{D(2-D)/2}×(1/F1)

+{D(D-1)/2}×(1/F2)〕×F1

＝{D(3-D)/2×(1/F1)+D(D-1)/2×(1/F2)}×F1

接着，说明动作。示出电压转换装置的动作顺序的流程图及示出CPU21进行的接通时间计算处理的动作顺序(步骤S1的子程序)的流程图与第一实施方式中的图6及图7所示的相同，因此省略图示及其说明。

图12是示出CPU21进行的频率切换处理的动作顺序(步骤S2的子程序)的流程图。图中的切换标志是表示是否是切换开关频率的周期的标志，初期值设为0而存储于RAM23。图12所示的从步骤S31到S34的处理与第一实施方式中的图8所示的从步骤S21到S24的处理相同，因此简化其说明。

在唤起图12的处理的情况下，CPU21判定切换标志是否设为1(步骤S30)。在切换标志未设为1的情况(S30：否)下，CPU21获取输出给负载4的输出电流(步骤S31)，确定适于获取的输出电流的开关频率(步骤S32)。

接着，CPU21判定确定出的开关频率是否与当前时刻的开关频率一致(步骤S33)，在一致的情况(S33：是)下，结束处理。

另一方面，在不一致情况下(S33：否)，CPU21根据前述的(7)式来算出变更后的接通时间(步骤S34)，将切换标志设为1(步骤S35)而结束处理。

在步骤S30中切换标志设为1的情况(S30：是)下，CPU21在切换标志清空为0(步骤S36)后，将当前时刻的开关频率切换为确定出的开关频率(步骤S37)而结束处理。

在上述的第二实施方式中，为了提高来自蓄电池3的电压的转换效率而进行切换以使开关元件11、12的开关频率降低的情况下，变更即将切换前的PWM信号的波形的特性(接通时间或占空比)，因此能够抑制因切换引起的切换后的感应电流的平均值的上升，其结果是，能够抑制输出电压的变动，能够将恒定电压稳定地输出给负载4。

需要说明的是，在第二实施方式的情况下，在变更前的占空比D接近0的情况下，由(6)式算出的D'有可能低于0时，此时将D'设为无限接近0的数值即可。

(变形例2)

第二实施方式是切换开关频率以使开关频率从高频率向低频率降低的方式，相对于此，变形例2是切换开关频率以使开关频率从低频率向高频率上升的方式。以下，说明本发明的第二实施方式的变形例2。变形例2所涉及的电压转换装置的结构与前述的第一实施方式所涉及的电压转换装置的结构(图1及图2)相同。

图13是示出变形例2所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。在图中的三个定时图中，都将相同的时间轴设为横轴。在变形例2中，在定时A将开关频率从100kHz向150kHz切换。在图13所示的例子中，预测与开关频率的切换相伴的感应电流的变化，变更即将切换前的PWM信号的一个周期中的占空比，使得切换时的感应电流的下限值与稳定状态下的下限值(由虚线c表示)一致。换言之，在变更占空比的周期和开关频率的切换后的稳定状态下的各周期中使感应电流的下限值一致。

具体而言，在即将切换前的PWM信号的一个周期中，以占空比大于其之前的周期(即切换后的各周期)的方式校正。在前述的(6)式中的变形后的右边视为Y＝F1/F2的一次函数的情况下，将该一次函数描绘成坐标图时的倾斜度D(D-1)/2始终为负，在Y＝1时成为D′＝D，因此在Y小于1的情况下、即F2大于F1的情况下，示出D′大于D即可。在这样地校正占空比的情况下，即将切换前的感应电流变大，其平均值(由虚线d表示)相对于稳定状态下的平均值(由实线e表示)适当地上升。其结果是，抑制切换后的感应电流的平均值的下降，抑制输出电压的变动。

(第三实施方式)

以下，说明本发明的第三实施方式。需要说明的是，第三实施方式所涉及的电压转换装置的结构与前述的第一实施方式所涉及的电压转换装置的结构(图1及图2)相同。

在前述的第一及第二实施方式的各实施方式中，仅变更刚切换开关频率后及即将切换开关频率前的PWM信号的一个周期中的接通时间，但在第三实施方式中，变更刚切换开关频率后的PWM信号的多个周期中的接通时间。该第三实施方式适于将基于输出电压的反馈控制不按PWM信号的每一个周期进行的情况。

图14是示出本发明的第三实施方式所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。在图中的三个定时图中，都将相同的时间轴设为横轴。与第一实施方式同样地，在定时A将开关频率从150kHz向100kHz切换。在图14所示的例子中，遍及刚切换开关频率后的两个周期来变更接通时间。即，在刚切换开关频率后的第一个周期中，将接通时间变更x1μs，以使感应电流的上限值与稳定状态下的上限值一致，在第二个周期中，将接通时间变更x2μs，以使感应电流的下限值与稳定状态下的下限值一致，从第三个周期以后，进行通常的控制。换言之，在变更占空比的第一个周期及第二个周期各自的周期和开关频率的切换后的稳定状态下的各周期中使感应电流的上限值及下限值一致。

参照图5并使用图14说明具体的接通时间的变更量。在图14中，切换开关频率的时刻设为t0，紧接着之后感应电流与平均电流一致的时刻设为t1。以后，感应电流依次与平均电流一致的时刻设为t3、t5、t7、t9、t11，依次成为极大值及极小值的时刻设为t2、t4、t6、t8、t10、t12。

从时刻t1到t2的时间相当于图5中的Tβ，从时刻t8到t10的时间相当于图5中的D×1/F2。在该第三实施方式中，以时刻t2及t10中的感应电流相等的方式控制，因此，以下的(10)式成立。此外，如上所述，变更后的占空比D′由接通时间×频率示出，因此D′由下述(4)式(再次展示)求出。

Tβ＝(D/2)×(1/F2)·····················(10)

D′＝{(D/2)×(1/F1)+Tβ}×F2··············(4)

通过将(10)式代入到(4)式，开关频率的切换后的第一个周期(从时刻t0到t4)中的占空比D′按照以下的(11)式求出。对在该(11)式最后变形的右边的第二项乘以周期(1/F2)而得到的结果是从时刻t0到t2的PWM信号的接通时间的校正量(相当于上述的x1μs)。在将开关频率从150kHz向100kHz切换的情况下、即F2/F1小于1的情况下，以刚切换后的占空比小于切换前的方式校正。在这种情况下，x1成为负数，以刚切换后的PWM信号的接通时间少于切换后的稳定状态下的接通时间的方式校正。

D′＝{(D/2)×(1/F1)+(D/2)×(1/F2)}×F2

＝(D/2)×(F2/F1+1)

＝D-(D/2)×(1-F2/F1)················(11)

接着，说明开关频率的切换后的第二个周期(从时刻t4到t8)中的PWM信号的校正量。在开关频率的切换后的第一个周期中，由(11)式示出那样以占空比D′小于D的方式校正，因此从时刻t2到t4的时间长于频率F2下的通常的控制中的从时刻t10到t12的时间，相应地减少多余的感应电流。

第一个周期中的从时刻t3到t4的时间设为T3时，与图5的情况同样地，从时刻t0到t1的时间是(D/2)×(1/F1)。此外，从时刻t1到t3的时间与从时刻t9到t11的时间相同，是相当于一个周期的一半的(1/2)×(1/F2)。从时刻t0到t4的时间是1/F2，因此T3由下述(12)式求出。

T3＝(1/2)×(1/F2)-(D/2)×(1/F1)········(12)

接着，第二个周期中的从时刻t5到t6的时间设为Tγ。如上所述，感应电流的增减相抵消的期间中的感应电流的减少期间的长度视为感应电流的增加期间的长度的(1-D)/D倍，因此第二个周期中的从时刻t4到t5的时间成为T3的D/(1-D)倍，从时刻t6到t7的时间成为Tγ的(1-D)/D倍。此外，从时刻t7到t8的时间是{(1-D)/2}×(1/F2)，因此关于第二个周期整体的时间，下述(13)式成立。

1/F2＝T3×D/(1-D)+Tγ+{(1-D)/D}×Tγ

+{(1-D)/2}×(1/F2)··············(13)

变更后的占空比由从时刻t4到t6的接通时间÷周期、即接通时间×频率示出，因此变更后的占空比D”由下述(14)式求出。

D”＝{T3×D/(1-D)+Tγ}×F2···············(14)

上述(13)式对Tγ进行求解时，如下述(15)式所示。

Tγ＝{D(1+D)/2}×(1/F2)-T3×D²/(1-D)····(15)

通过将上述(12)式和将(12)式代入到上述(15)式而成的式代入到(14)式，变更后的占空比D”成为以下的(16)式。其中，关于式的变形的途中结果，省略记载。对在该(16)式最后变形的右边的第二项乘以周期(1/F2)而得到的结果是从时刻t4到t6的PWM信号的校正量(相当于上述的x2μs)。在将开关频率从150kHz向100kHz切换的情况下、即F2/F1小于1的情况下，以切换后的第二个周期中的占空比大于切换前的各周期的方式校正。在这种情况下，x2成为正数，以切换后的第二个周期的PWM信号的接通时间长于切换后的稳定状态下的各周期的接通时间的方式校正。

D”＝{-(D²/2)×(1/F1)

+(D/2)×(2+D)×(1/F2)}×F2

＝D+(D²/2)×(1-F2/F1)···············(16)

在上述(11)式(或(16)式)中的变形后的右边视为X＝F2/F1的一次函数的情况下，将该一次函数描绘成坐标图时的倾斜度D/2(或-(D²/2)始终为正(或负)，示出在X＝1时成为D′＝D(或D”＝D)。由此，在X小于1的情况下、即F2大于F1的情况下，示出D′小于D(或D”大于D)即可，证实了在图14的刚切换后的PWM信号的第一个周期(或第二个周期)，以占空比小于(或大于)切换前的各周期的方式校正即可。

此外，在(11)式(或(16)式)中X＝F2/F1大于1的情况下、即F2大于F1的情况下，示出D′大于D(或D”小于D)即可。即，在刚切换后的PWM信号的第一个周期(或第二个周期)，以占空比大于(或小于)切换前的各周期的方式校正即可。

如以上所述，在第三实施方式中，输出电压的变动并非增加的方向而是减少的方向，因此在切换开关频率的情况下，不存在超过规格所示的上限电压的担忧。

需要说明的是，在遍及刚切换开关频率后的三个周期以上而变更接通时间的情况下，推定切换开关频率后的感应电流的推移，根据其推定结果，以感应电流的上限值或者下限值与稳定状态下的上限值或者下限值一致的方式，使用切换前的开关频率、切换后的开关频率及变更前的占空比，与前述的第三实施方式同样地算出即可。

此外，在第三实施方式的情况下，在X＝F2/F1大于1、且变更前的占空比D接近1的情况下，由(11)式算出的D'超过1时，此时D'设为无限接近1的数值，例如D"设为D即可。

(第四实施方式)

以下，说明本发明的第四实施方式。需要说明的是，第四实施方式所涉及的电压转换装置的结构与前述的第一实施方式所涉及的电压转换装置的结构(图1及图2)相同。前述的第三实施方式是遍及刚切换开关频率后的两个周期而校正PWM信号的接通信号的长度的方式，相对于此，第四实施方式是遍及即将切换开关频率前的两个周期而校正PWM信号的接通信号的长度的方式。

图15是示出本发明的第四实施方式所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。在图中的三个定时图中，都将相同的时间轴设为横轴。与第一实施方式同样地，在定时A，将开关频率从150kHz向100kHz切换。在图15所示的例子中，遍及即将切换前的PWM信号的两个周期而变更接通时间。即，即将切换开关频率前的两个周期中的第一个周期(从时刻t0到t4)中，将接通时间变更y1μs，以使感应电流的上限值与稳定状态下的上限值一致，在第二个周期(从时刻t4到t8)中，将接通时间变更y2μs，以使感应电流的下限值与稳定状态下的下限值一致，在刚切换后，进行通常的控制。换言之，在变更占空比的第一个周期及第二个周期各自的周期和开关频率的切换后的稳定状态下的各周期中使感应电流的上限值及下限值一致。

参照图5并使用图15说明具体的接通时间的变更量。在图15中，在切换开关频率的时刻的两个周期前的时刻设为t0，紧接着之后感应电流与平均电流一致的时刻设为t1。以后，感应电流依次与平均电流一致的时刻设为t3、t5、t7、t9、t11，依次成为极大值及极小值的时刻设为t2、t4、t6、t8、t10、t12。切换开关频率的时刻是t8。

从时刻t1到t2的时间相当于图5中的Tβ，从时刻t8到t10的时间相当于图5中的D×1/F2。在该第四实施方式中，以时刻t2及t10中的感应电流相等的方式控制，因此，以下的(10)式(再次展示)成立。此外，如上所述，变更后的占空比D′由接通时间×频率示出，因此D′由下述(17)式求出。

Tβ＝(D/2)×(1/F2)·····················(10)

D′＝{(D/2)×(1/F1)+Tβ}×F1·············(17)

通过将(10)式代入到(17)式，即将切换开关频率前的两个周期中的第一个周期中的占空比D′按照以下的(18)式求出。在该(18)式最后变形的右边的第二项乘以周期(1/F1)而得到的结果是从时刻t0到t2的PWM信号的校正量(相当于上述的y1μs)。在将开关频率从150kHz向100kHz切换的情况下、即F1/F2大于1的情况下，以即将切换前的两个周期中的第一个周期的占空比大于其之前的周期(即切换后的各周期)的方式校正。在这种情况下，y1成为正数，以即将切换前的两个周期中的第一个周期的PWM信号的接通时间长于切换后的稳定状态下的接通时间的方式校正。

D′＝{(D/2)×(1/F1)+(D/2)×(1/F2)}×F1

＝(D/2)×(1+F1/F2)

＝D-(D/2)×(1-F1/F2)················(18)

接着，说明即将切换开关频率前的两个周期中的第二个周期中的PWM信号的校正量。第一个周期中的从时刻t3到t4的时间设为T3(未图示：参照图14)时，与图5的情况同样地，从时刻t0到t1的时间是(D/2)×(1/F1)。此外，从时刻t1到t3的时间与从时刻t9到t11的时间相同，是相当于一个周期的一半的(1/2)×(1/F2)。从时刻t0到t4的时间是1/F1，因此T3由下述(19)式求出。

T3＝(1/F1)-(1/2)×(1/F2)-(D/2)×(1/F1)

＝(2-D)/2×(1/F1)-(1/2)×(1/F2)······(19)

接着，第二个周期中的从时刻t5到t6的时间设为Tγ。如上所述，感应电流的增减相抵消的期间中的感应电流的减少期间的长度视为感应电流的增加期间的长度的(1-D)/D倍，因此第二个周期中的从时刻t4到t5的时间成为T3的D/(1-D)倍，从时刻t6到t7的时间成为Tγ的(1-D)/D倍。此外，从时刻t7到t8的时间是{(1-D)/2}×(1/F1)，因此关于第二个周期整体的时间，下述(20)式成立。

1/F1＝T3×D/(1-D)+Tγ+{(1-D)/D}×Tγ

+{(1-D)/2}×(1/F1)··············(20)

变更后的占空比由从时刻t4到t6的接通时间÷周期、即接通时间×频率示出，因此变更后的占空比D”由下述(21)式求出。

D”＝{T3×D/(1-D)+Tγ}×F1···············(21)

上述(20)式对Tγ进行求解时，如下述(22)所示。

Tγ＝{D(1+D)/2}×(1/F1)-T3×D²/(1-D)····(22)

通过将上述(19)式和将(19)式代入到上述(22)式而成的式代入到(21)式，变更后的占空比D”如以下的(23)式所示。其中，关于式的变形的途中结果，省略记载。对在该(23)式最后变形的右边的第二项乘以周期(1/F1)而得到的结果是从时刻t4到t6的PWM信号的校正量(相当于上述的y2μs)。在将开关频率从150kHz向100kHz切换的情况下，即F1/F2大于F1的情况下，以即将切换前的两个周期中的第一个周期的占空比小于其之前的周期(即切换后的各周期)的方式校正。在这种情况下，y2成为负数，以即将切换前的两个周期中的第二个周期的PWM信号的接通时间短于切换后的稳定状态下的接通时间的方式校正。

D”＝{3×D/2×(1/F1)}×F1-{(D/2)×(1/F2)}×F1

＝D+(D/2)×(1-F1/F2)················(23)

在上述(18)式(或(23)式)中的变形后的右边视为Y＝F1/F2的一次函数的情况下，将该一次函数描绘成坐标图时的倾斜度D/2(或-D/2)始终为正(或负)，示出在Y＝1时成为D′＝D(或D”＝D)。由此，在Y大于1的情况下、即F2小于F1的情况下，示出D′大于D(或D”小于D)即可，证实了在图15的即将切换前的两个周期中的、第一个周期(或第二个周期)，以占空比大于(或小于)其之前的周期即切换后的各周期的方式校正即可。

此外，在(18)式(或(23)式)中Y＝F1/F2小于1的情况下、即F2大于F1的情况下，示出D′小于D(或D”大于D)即可。即，在即将切换前的两个周期中的、第一个周期(或第二个周期)，以占空比小于(或大于)切换后的各周期的方式校正即可。

如以上所述，在第四实施方式中，输出电压的变动并非增加的方向而是减少的方向，因此在切换开关频率的情况下，不存在超过规格所示的上限电压的担忧。

需要说明的是，在第四实施方式的情况下，在Y＝F1/F2大于1、且变更前的占空比D接近1的情况下，由(18)式算出的D'有可能超过1时，此时将D'设为无限接近1的数值，例如D"设为D即可。

(第五实施方式)

以下，说明本发明的第五实施方式。需要说明的是，第五实施方式所涉及的电压转换装置的结构与前述的第一实施方式所涉及的电压转换装置的结构(图1及图2)相同。

在前述的第一实施方式中，变更刚切换开关频率后的PWM信号的一个周期中的接通时间，但在第五实施方式中，变更刚切换开关频率后的PWM信号的一个周期中的频率。该第五实施方式也能够视为变更即将切换开关频率前的PWM信号的一个周期中的频率的方式。

图16是示出本发明的第五实施方式所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。在图中的三个定时图中，都将相同的时间轴设为横轴。与第一实施方式同样地，在定时A(或定时B)切换开关频率。此时，在图16所示的例子中，仅在开关频率的刚切换后(或即将切换前)的一个周期不变更接通时间，而是将PWM信号的频率设为例如120kHz，在第二个周期以后(或切换后)将PWM信号的频率设为100kHz。

这样地，在第五实施方式中，为了使开关频率的刚切换后(或即将切换前)的感应电流的下限值与稳定状态下的下限值一致，在开关频率的刚切换后(或即将切换前)，并非变更PWM信号的接通时间，而是变更PWM信号的频率。换言之，在变更PWM信号的频率的周期和开关频率的切换后的稳定状态下的各周期中使感应电流的下限值一致。

参照图5并使用图16说明具体的频率的变更量。在图16，切换开关频率的时刻设为t0(或t4)，在紧接着时刻t0后感应电流与平均电流一致的时刻设为t1。以后，感应电流依次与平均电流一致的时刻设为t3、t5、t7，依次成为极大值及极小值的时刻设为t2、t4、t6、t8。

从时刻t0到t2的时间相当于图5中的开关频率的切换前的D×(1/F1)。此外，从时刻t2到t3的时间相当于图5中的开关频率的切换前的(1-D)×(1/F1)的一半。从时刻t0到t4的时间是1/F2。由此，从时刻t3到t4的时间设为T3时，T3由下述(24)式求出。

T3＝(1/F2)-D×(1/F1)

-{(1-D)/2}×(1/F1)················(24)

其中，F1：切换前的开关频率

F2：在刚切换后(或即将切换前)的开关频率

D：占空比

在本实施方式5中，为了以时刻t4及t8中的感应电流相等的方式控制，时刻t4中的感应电流的波谷的深度(平均电流与极小值之差)与时刻t8中的感应电流的波谷的深度相同。这些波谷的深度与时刻t6中的感应电流的波峰的高度(平均电流与极大值之差)相同。

在此，切换后的第二个周期以后(或切换后)的开关频率设为F3时，时刻t6中的感应电流的波峰的高度相对于时刻t2中的波峰的高度的比与F1相对于F3的比相等，因此T3相对于从时刻t2到t3的时间的比与F1相对于F3的比相等，以下的(25)式成立。

{(1-D)/2}×(1/F1)/T3＝F3/F1···········(25)

将(24)式代入到(25)式而对F2进行求解时，如以下的(26)式所示。该F2设为开关频率的刚切换后(或即将切换前)的一个周期的开关频率即可。

F2＝2×F1×F3/{(1-D)×F1+(1+D)×F3}······(26)

(第六实施方式)

以下，说明本发明的第六实施方式。需要说明的是，第六实施方式所涉及的电压转换装置的结构与前述的第一实施方式所涉及的电压转换装置的结构(图1及图2)相同。

在前述的第一及第二实施方式的各实施方式中，仅变更刚切换开关频率后及即将切换开关频率前的PWM信号的一个周期中的接通时间，但在第六实施方式中，变更开关频率的即将切换前及刚切换后各自的PWM信号的一个周期中的接通时间。该第六实施方式适于将基于输出电压的反馈控制不按PWM信号的每一个周期进行的情况。

图17是示出本发明的第六实施方式所涉及的开关频率、PWM信号和感应电流的关系的时序图。在图中的三个定时图中，都将相同的时间轴设为横轴。与第四实施方式同样地，在定时A将开关频率从150kHz向100kHz切换。在图17所示的例子中，预测与开关频率的切换相伴的感应电流的变化，变更即将切换前及刚切换后各自的PWM信号的一个周期中的占空比，使得刚切换后的一个周期的最后的感应电流的极小值与稳定状态下的下限值(由虚线c表示)大致一致。换言之，在变更占空比的第二个周期和开关频率的切换后的稳定状态下的各周期中使感应电流的下限值大致一致。

具体而言，在开关频率从高频率向低频率(或从低频率向高频率)切换的情况下，在即将切换前及刚切换后各自的PWM信号的一个周期，以占空比小于(或大于)稳定状态下的各周期的方式校正。由此，切换前及刚切换后各自的一个周期中的感应电流的平均值适当地下降(或上升)的结果是，刚变更占空比后的一个周期中的感应电流的下限值与切换后的稳定状态下的各周期的感应电流的下限值大致一致。

以下，说明该即将切换前及刚切换后的PWM信号中的波形的变更量、即开关频率的即将切换前及刚切换后各自中的变更后的占空比及变更后的接通时间的具体的值。变更后的占空比D_根据变更前的占空比D和由(1)式或(6)式示出的D′(在对开关频率切换后或切换前校正时的校正后的占空比)的算术平均，由下述(27)式或(28)式算出。

D_＝〔D+{D(1-D)/2×(1/F1)

+D(1+D)/2×(1/F2)}×F1〕/2··········(27)

D_＝〔D+{D(3-D)/2×(1/F1)

+D(D-1)/2×(1/F2)}×F1〕/2··········(28)

变更后的接通时间ON_由D_×(1/F1)求出，因此通过将在变更前的接通时间设为ON的情况下成为D＝ON×F1的关系代入到上述(27)式或(28)式，由下述(29)式或(30)式算出。

ON_＝〔ON×F1+{ON×F1×(1-ON×F1)}/(2×F1)

+{ON×F1×(1+ON×F1)}/(2×F2)·······(29)

ON_＝〔ON×F1+{ON×F1×(3-ON×F1)}/(2×F1)

+{ON×F1×(ON×F1-1)}/(2×F2)·······(30)

需要说明的是，在第六实施方式中，根据D和D′的算术平均来算出即将切换前及刚切换后的PWM信号的占空比D_，但也可以基于D和D'的几何平均或D和D'的平均值来算出D_。

(第七实施方式)

在前述的第五实施方式中，不变更开关频率的刚切换后(或即将切换前)的接通时间而变更频率，但作为组合第一(或第二)及第五实施方式的方式，也可以在开关频率的刚切换后(或即将切换前)同时变更接通时间和频率，在刚变更PWM信号的波形后和切换开关频率后的稳定状态下使感应电流的下限值一致。

需要说明的是，在第一～第六实施方式及变形例1、2中，说明了根据输出电流的大小，将开关频率从150kHz向100kHz切换或从100kHz向150kHz切换的情况，但这是示例，例如，本发明也同样能够适用于将开关频率从125kHz向110kHz切换或从110kHz向125kHz切换的情况。即，关于与输出电流的大小对应的切换前后的开关频率的数值，说明书中记载的数值只不过是一例，本发明能够根据成为对象的电压转换装置的产品方式，应对从任意的数值向任意的数值的变更。

此外，在第一～第六实施方式及变形例1、2中，说明了使用反馈所检测的输出电压的电压模式控制方式的情况，但除了输出电压以外本发明也适用于使用反馈所检测的输出电流的电流模式控制方式的情况。

而且，说明了DC/DC转换器1对蓄电池3的电压进行降压而向负载4供给的情况，但也可以是DC/DC转换器1对蓄电池3的电压进行升压或者升降压。

本次公开的实施方式及变形例应该认为在所有方面是示例，并非是限定。本发明的范围并非是上述的意思，而是通过权利要求书表示，认为包括与权利要求书相同的意思及范围内的全部变更。此外，在各实施方式及各变形例中记载的技术特征也可以相互组合。

附图标记说明

1 DC/DC转换器

2 控制部

3 蓄电池

4 负载

11、12 开关元件

13 电感器

16 驱动电路

21 CPU

22 ROM

23 RAM

25 PWM电路

26、27 A/D转换电路

28 电压循环控制器

Claims (7)

1.一种电压转换装置，具备开关元件、电感器和驱动电路，通过所述驱动电路以PWM信号对所述开关元件的接通/断开进行驱动，从而产生感应电流来对所输入的电压进行变压而输出给负载，

所述电压转换装置的特征在于，具备：

切换单元，根据向所述负载的输出电流的大小，来切换所述驱动电路对所述开关元件进行驱动的开关频率；及

变更单元，在通过所述切换单元切换所述开关频率的情况下，变更所述PWM信号的波形，

通过所述变更单元变更所述PWM信号的接通时间，来驱动所述开关元件的接通/断开。

2.根据权利要求1所述的电压转换装置，其中，

所述变更单元决定所述PWM信号的波形的变更量，使得所述感应电流的下限值在刚变更所述波形后和切换所述开关频率后的稳定状态下一致。

3.根据权利要求1或2所述的电压转换装置，其中，

所述变更单元变更的所述PWM信号的波形的变更量包括PWM信号的接通时间及PWM信号的占空比中的至少一方。

4.根据权利要求1～3中任一项所述的电压转换装置，其中，

所述变更单元变更刚切换所述开关频率后或即将切换所述开关频率前的PWM信号的仅一个周期的波形。

5.根据权利要求1～3中任一项所述的电压转换装置，其中，

所述变更单元变更刚切换所述开关频率后或即将切换所述开关频率前的PWM信号的多个周期的波形。

6.根据权利要求1～5中任一项所述的电压转换装置，其中，

在通过所述切换单元切换所述开关频率以使所述开关频率上升的情况下，刚切换后的所述PWM信号的占空比大于切换前的所述PWM信号的占空比，即将切换前的所述PWM信号的占空比大于切换后的所述PWM信号的占空比，

在通过所述切换单元切换所述开关频率以使所述开关频率下降的情况下，刚切换后的所述PWM信号的占空比小于切换前的所述PWM信号的占空比，即将切换前的所述PWM信号的占空比小于切换后的所述PWM信号的占空比。

7.一种电压转换方法，是由电压转换装置执行的电压转换方法，所述电压转换装置具备开关元件、电感器和驱动电路，通过所述驱动电路以PWM信号对所述开关元件的接通/断开进行驱动，从而产生感应电流来对所输入的电压进行变压而输出给负载，

在所述电压转换方法中，

在根据向所述负载的输出电流的大小来切换所述驱动电路对所述开关元件进行驱动的开关频率的情况下，变更所述PWM信号的波形，

通过变更所述PWM信号的接通时间，来驱动所述开关元件的接通/断开。