CN108292929A - 有源阵列校准 - Google Patents

有源阵列校准 Download PDF

Info

Publication number
CN108292929A
CN108292929A CN201680065933.6A CN201680065933A CN108292929A CN 108292929 A CN108292929 A CN 108292929A CN 201680065933 A CN201680065933 A CN 201680065933A CN 108292929 A CN108292929 A CN 108292929A
Authority
CN
China
Prior art keywords
telecommunication circuits
signal
calibration
circuits
telecommunication
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201680065933.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108292929B (zh
Inventor
M·巴努
冯平
冯一平
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nec Advanced Network Co
Original Assignee
Blue Danube Systems Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Blue Danube Systems Inc filed Critical Blue Danube Systems Inc
Publication of CN108292929A publication Critical patent/CN108292929A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108292929B publication Critical patent/CN108292929B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0016—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/11—Monitoring; Testing of transmitters for calibration
    • H04B17/12—Monitoring; Testing of transmitters for calibration of transmit antennas, e.g. of the amplitude or phase
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/24—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set
    • H01Q1/241—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/24—Combinations of antenna units polarised in different directions for transmitting or receiving circularly and elliptically polarised waves or waves linearly polarised in any direction
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0458—Arrangements for matching and coupling between power amplifier and antenna or between amplifying stages
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/18—Input circuits, e.g. for coupling to an antenna or a transmission line
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers
    • H04B17/21—Monitoring; Testing of receivers for calibration; for correcting measurements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/364—Delay profiles
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
    • H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing

Abstract

一种校准相控阵列的方法，所述相控阵列包括天线元件阵列、各自电连接至所述天线元件阵列内的不同的相应天线元件的多个RF通信电路、以及将第一信号线电连接至多个第二信号线的信号馈送网络，所述多个第二信号线中的各第二信号线电连接至所述多个RF通信电路中的不同的相应RF通信电路，所述方法包括：进行校准操作的第一阶段，所述校准操作的所述第一阶段涉及独立于所述多个RF通信电路来校准所述信号馈送网络；以及进行所述校准操作的第二阶段，所述校准操作的所述第二阶段涉及独立于所述信号馈送网络来校准所述多个RF通信电路中的各RF通信电路，直到所述多个RF通信电路中的所有RF通信电路都被校准为止。

Description

有源阵列校准
相关申请的交叉引用
本申请要求2015年9月10日提交的美国临时申请62/216,592的权益，并且所有内容通过引用包含于本申请。
技术领域
本发明的实施例通常涉及诸如通信系统中所使用的这种类型的相控天线阵列等的有源阵列的校准。
背景技术
有源阵列是在军事雷达和通信中广泛使用的复杂电子装置。另外，这些有源阵列也出现于一些非军事系统中(出现于诸如天气预报、空间通信和空中交通管制所用的设备等中)。通常，有源阵列在利用纯电气操作替换关键机械操作的系统中是非常有益的。例如，传统雷达的碟形天线具有精确的3D几何设计以生成单个窄波束，而有源阵列能够利用平面构造生成多个窄波束。更重要地，仅能够通过使空间中的天线适当地转动来改变碟形天线的波束方向，而在无任何机械运动的情况下仅通过电子手段就可以改变有源阵列的波束方向。因此，有源阵列利用电子波束形成和转向来替换机械波束形成和转向。由于电子转向实质比机械转向更快，因而所带来的重要益处是波束转向敏捷性的大幅增加。机械运动的物理定律限制了机械转向，而电子转向以电子处理的速度进行工作。有源阵列利用施加至多个辐射元件的相位偏移和振幅缩放相干信号来形成波束并使波束转向。
尽管具有上述优点，但由于制造成本非常高，因而有源阵列被限制为用于高端系统。近年来，在通过引用包含于此的美国专利8,611,959中，利用蜂窝系统、WiFi网络和其它无线网络中的潜在范围广的商业应用说明了用于设计低成本有源阵列的新方法。将这种低成本有源阵列添加至无线基础设施将使得有能力经由电子可转向波束来生成高质量通信通道。这些波束可以根据移动流量密度来进行定向(例如，参见其内容通过引用包含于此的2015年7月15日提交的标题为“Method of Adaptive Beam Placement in WirelessSystems”的美国申请序列号14/799,935)，或者可以快速地扫描服务区域(例如，参见其内容通过引用也包含于此的标题为“Technique for Achieving High Average SpectrumEfficiency in a Wireless System”的美国专利公布2012/0258754)，以在这两种情况下显著增加网络容量。如果波束如具有大量元件的有源阵列所生成的那样窄，则提高了该容量提升效果。波束越窄，则基站和移动端之间所交换的信号的质量越高。较高的信号质量转换成较高的网络容量。另外，窄波束使得能够通过空分复用来对频率进行重复使用，这也增加了系统容量。
有源阵列的设计中的关键要求是阵列中的所有有源元件的电气均匀性，以维持相干且相位稳定的信号。在路元件针对传统电刺激的响应不具有非常精确的匹配的情况下，可能无法产生定义明确的波束或无法使这些波束转向。在如今使用的典型实现中，通过使用昂贵的架构、昂贵的组件、昂贵的装配方法和昂贵的校准方法来实现阵列上的高均匀性。
为了说明设计有源阵列的挑战，考虑了诸如无线电话内或基站的无线电等的独立操作的无线电。通常，需要该无线电在整体线性度和噪声方面具有良好的性能。然而，由于通过诸如混合器、放大器和滤波器等的各种无线电组件的时间延迟而引起的信号相位偏移具有低相关性，并且可能在各单元之间广泛且随机地改变，这是因为信号相位偏移不会影响系统的性能。换句话说，如果针对端到端信号相位偏移(信号延迟)而测试大量的无线电话无线电，则非常少的(如果存在的话)无线电话无线电具有相等的特性。然而，各无线电话无线电正确地作为单个无线电进行工作。甚至无线电的整体增益特性也可能会在不造成系统性能的主要损失的情况下适度地改变。
有源阵列的情况从根本上不同于上述情况，这是因为阵列中的所有无线电必须高精度地具有相同的整体相位和增益特性。这是严格的设计制约，尤其是在阵列必须如通常情况那样在宽的环境条件下工作的情况下。通常，在当前技术中，通过首先利用在宽的环境条件下具有稳定特性的架构和组件构建无线电来实现阵列电气均匀性。另外，阵列架构包括用于将每一个阵列元件的整体相位和振幅特性调整得能够补偿不可预测的制造和操作变化的部件。最后，在制造期间对阵列进行校准，并且通常以规律排定的维护间隔来对该阵列进行再校准。由于在大多数情况下阵列电气均匀性由于工作和环境条件而随着时间慢慢劣化，因而有必要进行再校准。
自然地，传统有源阵列的上述设计方法产生了高的制造和维护成本，美国专利8,611,959公开了一种用于设计有源阵列的方法，所述有源阵列由于其特有的简化架构而使得成本显著低于传统阵列。然而，即使这些阵列的性能也由于诸如温度、湿度和老化等的制造和工作变化而容易劣化。这里，公开了用于有效且自动地校准这些阵列的方法。这些方法中的一部分方法可以在不中断阵列的正常工作的情况下应用。此外，这些方法还可以应用于包括诸如数字阵列等的一些传统阵列的许多其它有源阵列。
发明内容
本发明的实施例包括用于在开始正常工作之前以及在正常工作期间自动地校准相控阵列的方法和系统。
通常，在一个方面，发明至少之一的特征在于：一种校准相控阵列的方法，所述相控阵列包括天线元件阵列、各自电连接至所述天线元件阵列内的不同的相应天线元件的多个RF通信电路、以及将第一信号线电连接至多个第二信号线的信号馈送网络，所述多个第二信号线中的各第二信号线电连接至所述多个RF通信电路中的不同的相应RF通信电路，所述方法包括：进行校准操作的第一阶段，所述校准操作的所述第一阶段涉及独立于所述多个RF通信电路来校准所述信号馈送网络；以及进行所述校准操作的第二阶段，所述校准操作的所述第二阶段涉及独立于所述信号馈送网络来校准所述多个RF通信电路中的各RF通信电路，直到所述多个RF通信电路中的所有RF通信电路都被校准为止。
其它实施例包括以下特征中的一个或多个。所述方法还包括：重复地进行所述校准操作的所述第二阶段，而不重复所述校准操作的所述第一阶段。所述方法还包括：以预定时间间隔来进行所述校准操作的所述第二阶段，或者每当检测到所述相控阵列的环境的预定变化时，进行所述校准操作的所述第二阶段。校准所述信号馈送网络涉及确定针对所述多个第二信号线中的各第二信号线的相位校正值和/或振幅校正值，然后将针对所述多个第二信号线的相位校正值和/或振幅校正值应用于所述相控阵列。校准所述多个RF通信电路中的各RF通信电路涉及确定针对该RF通信电路的相位校正值和/或振幅校正值，然后将针对所述多个RF通信电路的相位校正值和/或振幅校正值应用于所述相控阵列。
其它实施例包括以下特征中的一个或多个。所述信号馈送网络是信号分发网络，以及所述多个RF通信电路中的各RF通信电路是用于驱动电连接至该RF通信电路的天线元件的RF发射电路。可选地，所述信号馈送网络是信号聚合网络，以及所述多个RF通信电路中的各RF通信电路是用于处理电连接至该RF通信电路的天线元件所接收到的信号的RF接收模块。所述多个RF通信电路中的各RF通信电路包括用于将从分发网络接收到的IF信号升频转换至RF的混合器和用于将从连接至该RF通信电路的天线元件接收到的RF信号降频转换至IF的混合器至少之一。在所述校准操作的所述第二阶段期间，每次仅对所述多个RF通信电路的子集进行校准，其中各子集是至少1个但少于所述多个RF通信电路中的所有RF通信电路的RF通信电路。在一些实施例中，各子集仅包括一个RF通信电路。在所述校准操作的所述第二阶段期间，将任何正被校准的RF通信电路在该RF通信电路正被校准的同时从所述信号网络电气断开。
通常，在另一方面中，发明至少之一的特征在于：一种相控天线阵列系统，包括：信号馈送网络，其将第一信号线电连接至多个第二信号线；天线元件阵列；多个RF通信电路，其中所述多个RF通信电路中的各RF通信电路具有第一端口和第二端口，所述第一端口电连接至所述信号馈送网络的所述多个第二信号线中的不同的相应第二信号线，以及所述第二端口电连接至所述天线元件阵列内的不同的相应天线元件；以及多个校准电路，其在数量上等于所述多个RF通信电路，所述多个校准电路各自电连接至所述多个RF通信电路中的不同的相应RF通信电路并且用于独立于所述信号馈送网络来校准该相应RF通信电路。
其它实施例包括以下特征中的一个或多个。根据权利要求20所述的相控天线阵列系统还包括多个开关，所述多个开关各自与所述多个RF通信电路中的不同的RF通信电路相关联，并且各自用于将与该开关相关联的RF通信电路相对于电连接至该RF通信电路的相应的第二信号线电连接和断开。所述相控天线阵列系统还包括处理器系统，所述处理器系统被编程为执行校准操作，在所述校准操作期间，所述处理器系统使用各校准电路来对连接到该校准电路的RF通信电路进行测量并且根据测量结果来生成校准校正数据。所述处理器系统被编程为通过每次选择所述多个RF通信电路的一个子集来顺序通过所述多个RF通信电路，并且针对RF通信电路的各选定子集，使用针对RF通信电路的该选定子集的校准电路来校准该选定的RF通信电路，直到所述多个RF通信电路中的所有RF通信电路都被校准为止，其中，所选定的子集各自包括至少1个但少于所述多个RF通信电路中的所有的RF通信电路的RF通信电路。所述处理器系统还被编程为通过每次选择所述多个RF通信电路其中之一来顺序通过全部的所述多个RF通信电路，并且针对所选定的RF通信电路，使用针对该选定的RF通信电路的校准电路来校准该选定的RF通信电路，直到所述多个RF通信电路中的所有RF通信电路都被校准为止。所述处理器系统被编程为使得所述开关将所述多个RF通信电路中的各RF通信电路在正对该RF通信电路进行校准时从所述信号馈送网络的相应第二信号线电气断开。
其它实施例包括以下特征中的一个或多个。所述多个校准电路中的各校准电路包括：参考信号输出线，用于将参考信号引入连接至该校准电路的RF通信电路；监测线，用于从连接至该校准电路的RF通信电路接收由引入该RF通信电路的参考信号所引起的输出信号；以及相位校准电路，用于生成针对该RF通信电路的相位校正值，其中，该校准电路的相位校正值是根据针对该校准电路的参考信号和输出信号得到的。所述多个校准电路中的各校准电路还包括：振幅校准电路，用于生成针对该RF通信电路的振幅校正值，其中，该校准电路的振幅校正值是根据针对该校准电路的参考信号和输出信号得到的。所述多个RF通信电路中的各RF通信电路包括：RF混合器；RF前端电路，其电连接至天线元件；相位调整电路，用于调整通过该RF通信电路的信号的相位；通信信号线，用于承载外部信号网络和该RF通信电路之间的通信信号；以及LO信号线，用于接收针对所述RF混合器的局部振荡器信号即LO信号。
在附图和以下的说明中阐述了本发明的一个或多个实施例的详情。通过说明书和附图以及通过权利要求书，本发明的其它特征、目的和优点将变得明显。
附图说明
图1示出典型的传统模拟相控阵列的简化示意图。
图2示出具有单个发射通道和单个接收通道的相控阵列Tx/Rx模块的简化示意图。
图3示出具有多个发射和接收通道的相控阵列Tx/Rx模块的简化示意图。
图4示出具有多个发射和接收通道的传统模拟相控阵列的简略的示意图。
图5示出具有八个顶端分支的传统共同馈送(corporate feed)的示意图。
图6示出用于图4的传统模拟相控阵列的典型发射器校准方法的简化示意图。
图7示出用于图4的传统模拟相控阵列的典型接收器校准方法的简化示意图。
图8示出与美国专利8,611,959所描述的架构相似的具有IF馈送的模拟相控阵列的简略的示意图。
图9示出串行馈送网络的示意图。
图10示出根据美国专利8,553,826所描述的方法的LO分发网络的示意图。
图11示出用于对图8的Tx/Rx模块2347的发射器相位偏移进行校准的原理。
图12示出用于对图8的Tx/Rx模块2347的接收器相位偏移进行校准的原理。
图13示出用于对图8的Tx/Rx模块2347的发射器增益进行校准的原理。
图14示出用于对图8的Tx/Rx模块2347的接收器增益进行校准的原理。
图15示出具有发射器相位和增益校准电路的Tx/Rx模块的发射器部分的简化示意图。
图16示出具有接收器相位和增益校准电路的Tx/Rx模块的接收器部分的简化示意图。
图17示出对图8的相控阵列的IF分发网络和IF聚合网络的校准所用的第一原理。
图18示出对图8的相控阵列的IF分发网络和IF聚合网络的校准所用的第二原理。
图19示出用于生成IF参考信号的可用电路(图18的块6c)的简化示意图。
图20示出用于支持模拟阵列所用的两阶段校准方法的系统。
图21示出用于支持数字阵列所用的两阶段校准方法的系统。
图22是主程序循环的流程图。
图23是用于执行校准操作的第一阶段的子例程的流程图。
图24是用于执行校准操作的第二阶段的子例程的流程图。
具体实施方式
传统模拟有源阵列
典型有源天线阵列包含放置在网格中的多个天线元件，这些天线元件可以是线性的、平面的或者与表面共形的。天线元件的物理分离与阵列的工作频率有关，并且通常等于所发射或接收的信号的平均波长的一半。这对于阵列生成具有低旁瓣的窄波束而言是必须的。由于典型阵列具有大量元件，因此这些阵列从根本上是大型电气系统。换句话说，阵列系统的大小相对于所使用的射频(RF)波长而言较大。
图1示出诸如相控阵列等的用于FDD(频分复用)应用的传统模拟有源阵列的典型构造。天线元件1放置在线性、平面或共形结构中。有源Tx/Rx模块2340驱动天线元件进行发射，并且接收来自天线元件的信号以进行接收。图1的阵列系统按照如下进行工作。在发射期间，基带处理器(BP)10将数字信号发送至中频(IF)发射级(IFT)9t，其中该中频发射级9t使用数字-模拟转换器将该信号转换成模拟IF信号，对该模拟IF信号进行滤波并施加至节点IFt。混合器7t使用局部振荡器信号(LO)生成器8所生成的LO信号来将模拟发射IF信号升频转换到射频(RF)并且将该射频施加至节点RFt。然后，该RF信号经由Tx分发网络5t被分发至所有Tx/Rx模块2340。Tx/Rx模块驱动天线元件1。在接收期间，来自天线元件1的RF信号被Tx/Rx模块2340接收并且经由Rx聚合网络5r聚合成施加至节点RFr的单个RF接收信号。混合器7r使用来自LO生成器8的LO信号将该RF接收信号降频转换到IF。IF接收级9r使用模拟-数字转换器将模拟IF接收信号转换为数字信号，并且对该数字信号进行滤波并发送至基带处理器10。通常，发射IF值和接收IF值可以是不同的(在这种情况下，存在两个LO信号，为了简化在图1中未示出)，但这些值也可以是相等的。在通过级9t和9r的IF信号是基带信号(零IF)的情况下，IF级9t和9r以及混合器7t和7r是复杂的块，即IF级9t和9r以及混合器7t和7r对同相(I)和正交(Q)信号进行处理。IF的值(非零或零)并非是必须的。对于本说明书的剩余部分，考虑非零IF值(无I/Q处理)，但所有论述和结论对于零IF的情况也是有效的。
图1中的Tx/Rx模块2340包含放大器、滤波器、可调整移相器和可调整增益级。控制块12和11通常经由数字控制总线来单独地和独立地固定或改变这些移相器和增益级的设置。基带处理器10或其它数字控制器(为了简化并未示出)中运行的程序驱动控制块11和12。所有天线元件的各组相位和增益值实现了诸如窄波束或更复杂形状等的特定辐射图案。通过适当地改变这些组的相位和振幅值，对阵列辐射(发射和接收这两者)进行成形以实现诸如用于追踪可移动对象的波束转向、波束扫描和展开(改变波束大小)等的高级功能。
图2示出典型的Tx/Rx模块2340的简化示意图。在发射路径上，节点At处的RF发射信号通过可调整增益级(G)4t、可调整移相器(Φ)3t和功率放大器(PA)2t。最终，将发射信号经由天线收发转换开关(Dup)2d发送至天线元件1。在接收路径上，所接收到的RF信号从天线元件1通过天线收发转换开关2d直到低噪声放大器(LNA)2r、可调整移相器3r和可调整增益级4r。接收RF信号在节点Ar处从Tx/Rx模块2340离开。将包括功率放大器2t、低噪声放大器2r和天线收发转换开关2d的块2称为RF前端或RF-FE。
图1中的有源阵列的架构包含单个发射通道和单个接收通道。可以通过添加并行发射和接收路径来支持多个独立通道。例如，第二独立发射通道将具有与基带控制器10的单独的数字连接、单独的IF级9t、单独的升频转换混合器7t、单独的分发网络5t、以及Tx/Rx模块中的单独的可调整移相器3t和可调整增益级4t。两个发射RF信号将在进入Tx/Rx模块中的功率放大器2t之前相加。附加发射通道可以以相同的方式添加。类似地，可以通过根据需要多次对Tx/Rx模块中的可调整移相器3r和可调整增益级4r以及聚合网络5r、降频转换网络7r和IF级9r进行复制来添加多个接收通道。正如发射器的情况那样，将需要与基带处理器10的多个数字连接来支持多个接收通道。
在图3中示出多通道Tx/Rx模块234的图。针对n个发射通道(At-1、At-2、…、At-n)存在n个输入端子，并且针对p个接收通道(Ar-1、Ar-2、…、Ar-p)存在p个输出端子。在Tx/Rx模块234内，利用相加器22t将所有发射信号相加，并且通过信号分离器22r来生成所有接收信号。Tx/Rx模块234内的RF-FE 2与图2的Tx/Rx模块2340中的RF-FE相同。
在忽略信号流的方向的情况下，图1中的具有如图3那样的多个发射/接收通道和Tx/Rx模块的有源阵列的架构具有发射路径和接收路径之间的对称性。由于该原因，可以方便地如图4那样简单地表示该复杂架构。在论述任何发射路径时，认为信号从基带处理器10流至天线元件1，并且在论述任何接收路径时，认为信号从天线元件1流至基带处理器10。因此，图4中的可调整移相器3包括图3中的移相器3t和3r，可调整增益级4包括增益级4t和4r，网络5包括网络5t和5r，混合器7包括混合器7t和7r，并且IF级9包括IF级9t和9r。
利用图4的图等效表示的又一架构可能性是在时分复用(TDD)模式下工作的相控阵列。到目前为止所述的所有情况均针对频分复用(FDD)。在TTD情况下，RF-FE包含RF开关而非天线收发转换开关。这里所述的方法对于FDD和TDD架构是同样有效的。对于本说明书的剩余部分，具体地示出FDD操作，但所有论述和结论可直接应用于TDD操作。
通常，各Tx/Rx模块234是小型电气系统(即与RF波长相比，物理大小为相同的量级或者更小)，但在多个Tx/Rx模块放置于阵列中的天线元件后面的情况下，创建了大型有源电气系统。对于图4的传统模拟阵列，分发/聚合网络5是仅有的跨越大的电气距离的系统组件。在发射方向，混合器7驱动网络5的单个端口RF，从而将发射RF信号经由路径51、52和58等相干地(例如等于输出相位)分发至所有Tx/Rx模块。在接收方向上，Tx/Rx模块驱动网络5的端口A、B、…、H，从而将这些信号相干地聚合成经由路径51、52和58等施加至混合器7的单个接收信号。通常，分发/聚合网络5是具有电气上相同的路径51、52、…、58的无源线性互易网络。该要求确保了信号的相干分发/聚合。
图5示出有源阵列中所使用的最常用的分发/聚合网络的构造，被称为“共同馈送”或“RF流形”。该无源线性网络包含以具有N重电气对称性的树构造连接的发射线路部分，其中N是终止于节点A、B、…、H的顶端分支的数量。从节点ROOT到这些节点中的任一节点的电气距离或信号传播时间实质相同。图5的示例是具有八个分支的一维共同馈送。具有更多分支以及更高维度(例如，对于平面阵列而言为二维)的共同馈送是相似的，但更复杂。馈送的元件越多，则必须具有的电气对称性(电气上相等的端到端路径)越大。这说明了共同馈送制造昂贵的基本原因。通过在大的电气距离上维持均匀的电气性质，来实现大量的对称性，这要求昂贵的材料和装配技术。
这里，论述了如下的常见情况：分发/聚合网络(例如共同馈送)路径具有相同的电气长度，但也可以使用具有电气长度不同的路径的分发/聚合网络，只要在对Tx/Rx模块中的相位偏移进行编程时考虑这些长度的差异即可。
传统的端到端有源阵列校准
即使在图4中的分发/聚合网络5是高质量共同馈送的情况下，整个系统仍由于Tx/Rx模块的制造和操作变化而容易产生大的相位和振幅误差。用于获得可工作但昂贵的系统的实际选择是设计相对于诸如温度和湿度等的工作变化具有稳定特性的Tx/Rx模块，但并未尝试获得(将会使已经非常高的成本进一步增大的)相对于制造变化完全可预测的特性。这要求制造后工厂校准和一定现场工作时间之后的规律的再校准。
在图6和图7中分别针对发射器和接收器校准示出了用于校准传统阵列的典型方法。在这两种情况下，校准网络100需要顺次进行对所有阵列路径的端到端校准。在图6的发射器情况下，基带处理器10将校准网络100从各天线元件接收的信号每次一个地通过阵列系统进行发送(信号101)。换句话说，在校准网络100从特定天线元件接收到信号101的情况下，除了所考虑的该天线元件的Tx/Rx模块以外，所有Tx/Rx模块关闭。校准网络100将所接收到的信号发送回基带处理器10，基带处理器10将所接收到的信号102与所发射的信号进行比较并且计算该特定发射路径的相位和振幅特性。在以相同方式对与所有天线元件相对应的所有发射路径进行特性计算之后，基带处理器10具有经由信号103补偿阵列振幅和相位的值(诸如消除制造变化等)所需的所有信息。
图7所示的接收器情况除了信号相反以外与发射器校正相同。基带处理器10将信号104发送至校准网络100，从而将该信号104每次一个地重定向至所有天线元件(信号105)。单个Tx/Rx模块(所有其它为关闭)所接收到的信号105传播经过阵列系统并且返回至基带处理器10。所发射的信号和所接收的信号之间的比较得到了所有接收路径的精确的相位/振幅特性。如在发射器情况中那样，基带处理器10具有经由信号103补偿阵列振幅和相位的值(诸如消除制造变化等)所需的所有信息。
注意，在发射器情况和接收器情况这两种情况下，这些端到端校准处理补偿了各端到端路径的总相位/振幅误差，这些误差是分发网络和Tx/Rx模块中发生的误差的总和。这样获得的总补偿值无法被分离成用于分发网络的补偿值和用于Tx/Rx模块的补偿值。然而，如果分发网络具有可忽略的误差，则通常如高质量共同馈送的情况那样，补偿值仅源自于Tx/Rx模块误差。然而，这些端到端校准技术的主要限制在于：在校准期间，必须停止阵列的所有正常工作，这是因为要校准的任何信号路径的一部分被所有信号路径(例如，分发网络)共用。
在本节所描述的传统的端到端阵列校准方法依赖使用准确的校准网络100，仔细地构建并且手动进行调谐，以相对于阵列的所有天线元件在图6的系统中生成相等的信号101并且在图7的系统中生成相等的信号105。该校准网络作为单独测试装置最适合用于工厂环境，这是因为将该校准网络包括在阵列系统中对于大型阵列而言很不经济。
通过计算Tx/Rx模块所需的相位和振幅值，可以通过利用诸如调整延迟线或增益级等的硬件方式或者利用软件方式来实现校准之后的阵列补偿，这样除了生成期望的辐射图案以外还补偿了阵列误差。
以下说明产生适于包括到阵列中的经济实现的用于有源阵列的新校准方法。另外，该方法使得能够在不中断阵列的正常工作的情况下自动校准阵列系统的前端。
具有IF馈送的模拟阵列
图8示出与美国专利8,611,959所描述的构造类似的具有IF馈送的模拟阵列架构。图8的示意图采取与图4的示意图相同的方式简略表示了以FDD或TDD模式工作的具有多个发射和接收通道的阵列。来自图4的混合器7被移动到Tx/Rx模块2347的内部。自然，现在系统中存在与Tx/Rx模块中同样多的混合器7的实例。这一变化对于有源阵列的成本而言具有重要的有益结果。首先，现在分发/聚合网络5承载IF信号而非RF信号。由于与在RF处相比，分发/聚合网络在IF处在电气上变得小得多(分发网络的物理大小保持不变，但传播通过网络的IF信号与RF相比具有低得多的频率)，因此这使得该网络的设计显著简化。对于足够低的IF值，由于在IF处串行链路上的信号相位偏移与RF处相比小得多，因此可以使用图9中的简单的串行分发网络来代替共同馈送。其次，增益级4也在IF处而非RF处工作，这对设计规范是另一重要简化。第三，现在可以将移相器3放置在LO路径中，而非如图4那样放置在信号路径中。由于使正弦信号的相位偏移要比使调制信号的相位偏移容易得多，因此这允许使得这些组件的设计变得容易。实际上，诸如图4的系统等的传统相控阵列的最难克服的成本障碍之一是工作在宽的信号带宽上的低成本高质量可编程移相器的可用性。相反，存在多种方法来实现在单个频率处的超低成本可编程移相器。这些LO信号可调整移相器将被称为相位旋转器。
将混合器7从图4的示意图移动至图8的Tx/Rx模块2347中的一个缺点是，对在Tx/Rx模块处生成LO信号引入了新的要求，即LO信号是全局相干的(在高准确度上具有相同的频率和可预测的相位)。这可以通过使用共同馈送将振荡器8所生成的LO信号分发在阵列上来实现。根据美国专利8,611,959，LO相干分发的较低成本的选项是采用美国专利8,553,826所述的分发方法。图10示出了该分发方法的简化示意图。构造具有长主干和多个短分支的双树(dual tree)网络6a，从而诸如在短分支的端部处生成节点对，以提供相位与常数相加的相应信号对。连接到这些节点对的同步电路(S)6b生成全局相干的LO信号。在与本文同时提交的其通过引用全部并入于此的标题为“Calibrating a Serial Interconnection”的美国申请序列号中，描述了用于相干LO分发的另一新的更简单方法。
可以根据图6和图7的传统方法对图8中的阵列进行校准。然而，由于阵列的从基带处理器10到点A、B、C……H的部分以低频率工作，并且分发网络通常是无源的，因此可以在不付出大的成本代价的情况下将阵列的该部分设计为在各工作条件(例如温度等)下具有恒定的相位和振幅特性。
对Tx/Rx模块校准
为了该节的目的，假设图1中的阵列的从基带处理器10到点A、B、C……H以及反之的所有信号路径在相位和振幅特性方面是一致的，并且阵列唯一需要校准的部分是Tx/Rx模块2347。在图11和图12中分别针对发射路径和接收路径示出所提出的用于Tx/Rx模块的相位校准方法，并且在图13和图14中分别针对发射路径和接收路径示出所提出的用于Tx/Rx模块的增益校准方法。在所有情况下，正被校准的Tx/Rx模块从IF分发/聚合网络5电气断开。接下来分别描述各方法。
对于图11所示的发射相位校准的情况，校准电路200将具有适合的发射频率的IF信号201应用到Tx/Rx模块的IF输入，并且检测来自与各Tx/Rx模块相连接的天线元件的RF信号202。RF信号202是Tx/Rx模块对IF信号201的响应。在增益级4、混合器7和RF-FE 2具有即时传播时间(无延迟)的理想情况下，所得到的信号202的相位被定义为相对于IF信号201的RF参考相位。一般地，由于在Tx/Rx模块的各种组件(例如增益级4、混合器7和RF-FE 2等)上的有限传播时间，信号202的实际相位大于RF参考相位(202相对于201延迟)。信号202的相位与RF参考相位之间的差异根据制造和工作条件因Tx/Rx模块而异，并且甚至针对同一个Tx/Rx模块，所述差异也根据工作条件(例如温度)而随时间变化。这正是为何有必要进行相位校准的原因。校准电路200测量信号202的相位和相对于IF信号201的RF参考相位之间的差异，并且生成信号203。该信号203调整相位旋转器3的设置，直到所述相位差异变为诸如90度等的固定数值(由于真实的系统具有因果关系，因此该数值一般大于原始的相位差异)。这是可能的，因为经由相位旋转器3的LO信号相位偏移直接且线性地影响传播通过Tx/Rx模块的校准信号的相位。如果所有的阵列Tx/Rx模块都以这种方式被校准，则在工作条件不发生显著变化的持续时间内，阵列的整个发射区都在相位上被校准。
图12所示的接收相位校准的情况与发射相位校准的情况类似，但其中信号是相反的。校准电路200将具有适合的接收频率的RF信号204应用到Tx/Rx模块的RF输入，并且检测来自各Tx/Rx模块的IF端口的IF信号205。IF信号205是Tx/Rx模块对RF信号204的响应。在RF-FE 2、混合器7和增益级4具有即时传播时间(无延迟)的理想情况下，所得到的信号205的相位被定义为相对于RF信号204的IF参考相位。一般地，由于在Tx/Rx模块的各种组件(例如RF-FE2、混合器7和增益级4等)上的有限传播时间，信号205的实际相位大于IF参考相位。信号205的相位与IF参考相位之间的差异根据制造和工作条件因Tx/Rx模块而异，并且甚至针对同一个Tx/Rx模块，所述差异也根据工作条件(例如温度)而随时间变化。校准电路200测量信号205的相位和相对于RF信号204的IF参考相位之间的差异，并且调整相位旋转器3的设置，直到所述相位差异变为诸如90度等的固定数值(由于真实的系统具有因果关系，因此该数值一般大于原始的相位差异)。这是可能的，因为经由相位旋转器3的LO信号相位偏移直接且线性地影响传播通过Tx/Rx模块的校准信号的相位。如果所有的阵列Tx/Rx模块都以这种方式被校准，则在工作条件不发生显著变化的持续时间内，阵列的整个接收区都在相位上被校准。
对于图13所示的发射增益校准的情况，校准电路300将具有适合的发射频率的IF信号301应用到Tx/Rx模块的IF输入，并且检测来自与各Tx/Rx模块相连接的天线元件的RF信号302。RF信号302是Tx/Rx模块对IF信号301的响应。一般地，信号302的振幅与信号301的振幅之间的比率(Tx/Rx模块的发射增益)根据制造和工作条件因Tx/Rx模块而异，并且甚至针对同一个Tx/Rx模块，所述比率也根据工作条件(例如温度)而随时间变化。这正是为何有必要进行增益校准的原因。校准电路300测量信号302的振幅与信号301的振幅之间的比率，并且输出信号303。该信号303调整增益级4的设置，直到所述比率变为诸如2或10等的固定数值。如果所有的阵列Tx/Rx模块都以这种方式针对同一Tx/Rx模块发射增益被校准，则在工作条件不发生显著变化的持续时间内，阵列的整个发射区都在增益上被校准。
图14所示的接收增益校准的情况与发射增益校准的情况类似，但其中信号是相反的。校准电路300将具有适合的接收频率的RF信号304应用到Tx/Rx模块的RF输入，并且检测来自各Tx/Rx模块的IF端口的IF信号305。IF信号305是Tx/Rx模块对RF信号304的响应。一般地，信号305的振幅与信号304的振幅之间的比率(Tx/Rx模块的接收增益)根据制造和工作条件因Tx/Rx模块而异，并且甚至针对同一个Tx/Rx模块，所述比率也根据工作条件(例如温度)而随时间变化。校准电路300测量信号305的振幅与信号304的振幅之间的比率，并且调整增益级4的设置，直到所述比率变为诸如2或10等的固定数值。如果所有的阵列Tx/Rx模块都以这种方式针对同一Tx/Rx模块接收增益被校准，则在工作条件不发生显著变化的持续时间内，阵列的整个接收区都在增益上被校准。
实际上，存在针对图11、图12、图13和图14所示出的校准原理的多种可能的实现。图15示出了针对Tx/Rx模块的发射器相位和增益校准的这种实现的范例。来自图8的Tx/Rx模块2347的电子器件(可调整增益级4、混合器7、相位旋转器3和RF-FE 2)被补充有耦合器15、RF混合器16、IF混合器17、相位校准电路18、增益校准电路20以及两个振幅检测器(MD)19。另外，校准系统需要IF参考信号生成器14a和校准控制块14b。诸如基带处理器等的阵列控制器令控制块14b的操作开始/停止。相位校准电路18和增益校准电路20以及控制块14b含有执行前述的校准方法的数字状态机，并且具有对Tx/Rx模块中的所需块的控制。图15利用以箭头为端点的虚线示出控制流程。该方案的一个实施例位于集成电路内，以保持高精度和低成本。
Tx/Rx模块发射器校准过程如下。在阵列控制器(例如基带处理器)对校准进行初始化之后，校准控制块14b开启来自IF参考信号生成器14a的IF参考信号。图15中的IF参考信号生成器14a将IF参考信号(校准信号)应用到可调整增益级4。该信号从RF-FE 2给出作为由混合器7进行升频转换的RF校准信号。校准参考信号通过相同的级以作为阵列正常工作时的实际信号，并且因此引起相同的相位和振幅变化。耦合器15检测该RF校准信号并且将其应用到第一振幅检测器19。来自生成器14a的IF参考信号也被应用到第二振幅检测器19。两个振幅检测器生成与其各自的输入信号的振幅成比例的DC电压。增益校准电路20调整增益级4的增益，直到来自两个振幅检测器19的DC电压处于预设置的期望比率。当达到该状态时，Tx/Rx模块的发射增益被设置为相应的值。
耦合器15将来自RF-FE 2的RF参考信号同样应用到RF混合器16，所述RF混合器16将RF参考信号降频转换回至IF，使得能够与来自生成器14a的原始IF参考信号进行相位比较(只有在信号具有相同的频率的情况下才能进行相位比较)。IF混合器17利用乘法对两个IF信号的相位进行比较，并且生成等于cos(Φ1-Φ2)的DC信号，其中，Φ1和Φ2是各自的相位。当两个IF信号的相位相差(2n-1)π/2弧度时，该DC值为零，其中n为任意整数(最重要地，n＝1)；并且当两个IF信号的相位相差(2n)π/2弧度时，该DC值最大或最小。这种相位检测方案具有180度的单调性，这大到足以捕捉所有实际的相位误差。相位校准电路18通过相位旋转器3使驱动混合器7的LO信号的相位旋转，直到混合器17所生成的DC达到特定的设置值，优选为零或最大/最小值。这些优选值(零或最大/最小值)在实际中是重要的，因为这些优选值是相对于混合器17所生成的所有其它DC值的相关值，因此容易被检测且对电路变化不敏感。在相位校准电路达到期望状态之后，通过Tx/Rx模块的发射路径的信号延迟对应于诸如90度(混合器17的输出处的DC值为零)或180度(混合器17的输出处的DC值为最大值)等的预定相位差。应当注意到，增益校准应当在相位校准之前，这是因为对Tx/Rx模块的增益的改变也会使相位改变，而相位改变并不对增益产生影响。
图16示出如何将来自图15的同一增强Tx/Rx模块也用于Tx/Rx模块的接收器相位和增益校准。在这种情况下，RF参考信号生成器14c必要地将参考信号应用到Tx/Rx模块的RF输入。如图16所示，该电路的操作与发射器的情况下的操作一致，但其中信号是相反的。耦合器15被用于将RF参考信号注入到Tx/Rx模块的RF端口中。
在Tx/Rx模块校准(相位或振幅)的所有情况下，相位旋转器3和增益级4的校准值可以在Tx/Rx模块水平上被本地处理，或者在通常驻留于基带处理器10(见图8)中或另一控制器中的阵列控制水平上被全局处理。如果对校准值进行本地处理，则Tx/Rx模块必须包含用于将这些校准值添加到从阵列基带处理器接收到的编程相位值和振幅值的部件。如果对校准值进行全局处理，则这些校准值必须(例如经由数字总线)被报告给基带处理器，所述基带处理器将这些校准值包括在对需要的相位和振幅的计算中，以生成特定的辐射图案。
分发/聚合网络校准
接下来，消除之前的章节中的假设，即不再假设图8的阵列的从基带处理器10到点A、B、C……H以及反之的所有信号路径在相位和振幅特性方面是一致的。由于基带处理器10和IF级9对于所有信号路径是共通的，因而之前的假设相当于假设分发网络5是完美的，不产生相位和振幅误差。
实际上，图4和图8中的网络5只有在利用高成本的材料和装配来生产的情况下，才能够在各种制造和工作条件下实现不显著的相位和振幅误差。这对于某些高端应用可能是可接受的，但对于大多数的商业应用而言是不能接受的。引入图8中的架构的动机就在于通过以IF而非如图4的传统架构中那样以RF操作网络5来降低网络5的成本。
由于以比RF低得多的频率来工作，网络5可以被设计成具有低成本但在各种温度或其它工作条件下仍然保持低的相位/振幅变化。即使对于如图9那样的在某些最便宜的印刷电路板(PCB)(例如FR4板，即(美国)国家电气制造商协会指定的“Flame Retardant 4”标准)上实现的简单的串行分发/聚合网络而言，也是如此。然而，这些低成本分发/聚合网络的电气性质根据制造过程而有相当大的变化，从而使得如果不进行制造后的校准以平衡(even out)制造变化的话，这些低成本分发/聚合网络就无法使用。接下来，介绍多种针对图8中的分发/聚合网络5的校准方法。
图17示出了针对分发/聚合网络5的第一校准方法。最初考虑单个发射通道和单个接收通道。稍后，将清楚地知道，多通道的情况是该情况的直接扩展。假设单个的发射和接收网络5(按照之前的简略表示的习惯，在图中都由同一块表示)是相同的或者相互具有已知比率的电气长度。如果利用接近放置的类似布局在同一PCB上实现两个网络，则这样的假设是合理的。例如，即使对于低成本PCB材料而言，如图9那样的被实现为彼此相邻地放置在PCB上的发射线的两个串行链路(一个发射用链路和一个接收用链路)也具有几乎相同的电气性质。
挨着Tx/Rx模块连接至两个网络5的各节点A、B……H放置有附加的回环电路(LB)6d。在基带处理器10的控制405下，这些电路能够将来自发射分发网络的任何信号回环到接收聚合网络的对应终端中。校准过程如下。基带处理器10将IF信号401通过发射分发网络进行发射，并且顺序地一次请求一个回环电路使该信号通过接收聚合网络返回。对于各往返发射，基带处理器10测量组合的发射/接收路径的往返的相位和振幅特性。在完成所有的往返测量之后，基带处理器10将期望值与测量值进行比较，并且根据各种标准将测量值的部分分配至各(发射或接收)网络5。例如，如果模拟示出为总的往返相位差异被分成针对发射路径为60％并且针对接收路径为40％，则以相同的比例对实际测得的相位偏移进行分配。用于值分配的另一标准可以根据具有以上比率的实验室测量结果来得到。一旦已知发射网络5和接收网络5的实际特性，基带处理器10就调整相位旋转器3和增益级4的设置以使所有的路径相等。多通道的情况与对前向和返回路径的多个组合进行测量的附加可能性类似。
图17的往返校准方法依赖于对测得的往返值在两个独立的网络(发射网络和接收网络)之间的正确分割的准确预测。图18所示的针对网络5的第二校准方法独立地对发射网络和接收网络进行测量。该方法具有如下的优势，即图8中的阵列的架构在各Tx/Rx模块位置处提供了全局相干的LO信号。电路(R)6c根据全局相干的LO信号(在Tx/Rx模块位置处)生成本地IF参考信号。这些本地IF参考信号自然也是全局相干的。在该方法的一个阶段中，IF参考信号500一次一个地通过聚合网络5被发射到基带处理器10。基带处理器针对聚合网络的各路径测量相位和振幅，以确定相位旋转器3和增益级4的用来校正与理想值的差异所需的补偿值。在该方法的另一阶段中，基带处理器10通过分发网络5发送IF信号501，由块6c内部的相位/振幅比较器对IF信号501与Tx/Rx模块位置处的IF参考信号进行比较。该块接着向基带处理器10报告测得的相位/振幅值，以便基带处理器能够再次通过调整相位旋转器3和增益级4来消除误差。
为了使用图18所示的技术来校正振幅校准，重要的是确保块6c所生成的IF参考信号具有相等的振幅。这可以通过诸如将全局DC参考电压分发到所有的块6c或者使用标准电压参考等的各种方法来实现。
图19示出了图18的电路6c的典型实现。频率合成器91根据全局相干的LO信号生成全局相干IF校准信号。电压参考93(例如标准带隙电压参考)生成具有精确的绝对值的DC信号。峰值检测器95提供对其输入处的信号的振幅的测量，并且可变增益放大器(VGA)92根据比较器(Comp)94所应用的控制信号对经过其中的信号的振幅进行缩放。相位旋转器3、混合器7以及比较器99被用于Tx/Rx模块中的IF信号的相位对齐。控制器999控制电路6c内部的所有块，并且经由控制404与基带处理器10通信。
在图18所描述的方法的一个应用中，控制器999将开关96、98设置为接通，将开关97设置为断开并且将相位旋转器3、混合器7和比较器(Cmp)99禁用。频率合成器91的输出信号通过VGA 92并且作为校准信号500被发出到基带处理器10。由于该信号是根据全局相干LO信号合成的，因此其是全局相干的，并且也具有已知的振幅。这能够得到保证，因为比较器94调整VGA 92的增益，直到信号500的振幅相对于电压参考93的设置电压而处于预定的比率(例如相等)。如前所述，基带处理器10使用来自所有的Tx/Rx模块的信号500来补偿在分发网络上发生的振幅和相位偏移。
在图18所描述的方法的另一个应用中，控制器999将开关96、98设置为断开，将开关97设置为接通并且将相位旋转器3、混合器7和比较器99启用。在这种情况下，基带处理器10通过分发网络发送校准信号501。使用相位旋转器3、混合器7和比较器99对到达Tx/Rx模块后的信号501的相位与频率合成器91生成的全局相干信号进行比较。正如之前描述的Tx/Rx模块校准方法的情况那样，控制器999改变相位旋转器3的相位，直到比较器99输出与混合器7的输入之间的已知相位差异相对应的预定DC值(优选为最大值或零值)。这样，控制器999确定信号501相对于频率合成器91所生成的全局相干信号的相位。为了确定信号501的振幅的目的，信号501还穿过VGA 92。比较器94调整VGA 92的增益，直到VGA 92的输出处的信号的振幅相对于电压参考93的设置电压处于预定的比率。在该控制循环完成后，VGA增益设置可以被用于补偿信号501从基带处理器10到Tx/Rx模块的振幅变化。例如，可以使用该设置来调整图18中的可调整增益级4的增益。
具有两阶段校准的阵列
对图8中的阵列的Tx/Rx模块和分发网络进行校准的可能性单独启示出适合于两阶段校准方法的通用阵列架构，以下将描述该两阶段校准方法相对于传统的端到端(end-to-end)一阶段校准的优势。图20示出了该架构，其包括传统阵列子系统和附加的子系统。如前所述(图4和图8)，使用通过单个块以简略的形式表示多个发射和接收通道的习惯。
图20的传统阵列子系统是基带处理器10、信号转换器(SIG-CONV)701、信号分发/聚合网络(SIG-DN)702以及控制分发网络(CTR-DN)703。信号转换器701是进行数模转换和模数转换以及在某些情况下进行升频转换/降频转换的块。一般地，信号转换器701与分发网络702之间交换的信号是在基带或IF或RF处的模拟信号。控制分发网络703承载基带处理器与Tx/Rx模块670之间的控制信号(通常为数字信号)。这些模块是如图3那样的传统电路与支持图11、图12、图13、图14、图17和图18所示的校准方法的适当校准电路的组合。
除传统阵列子系统之外，图20中的子系统是参考生成器(REF-GEN)704、校准生成器(CAL-GEN)706、参考分发网络(REF-DN)705以及校准分发网络(CAL-DN)707。参考生成器704生成全局参考信号，该全局参考信号经由参考分发网络705分发到所有的Tx/Rx模块，使得该信号的相干复制信号在所有的Tx/Rx模块位置处可用。为此，参考分发网络705可以是共同馈送(图5)或者图10所示的网络(美国专利8,611,959)或者其它相干分发网络。Tx/Rx模块可以使用网络705所分发的相干参考信号(例如图8的有源阵列)，或者可以不使用这些相干参考信号(例如图4的有源阵列)。校准生成器706生成一个或多个校准信号，该一个或多个校准信号通过分发网络707被发射到Tx/Rx模块。与通过网络705分发的参考信号不同，到达Tx/Rx模块的校准信号不需要是相干的。
图20的阵列系统的两阶段校准操作如下。首先，基带处理器10将所有的Tx/Rx模块从分发/聚合网络702断开，并且如图17和图18所述地应用针对该网络的校准方法。这表示两阶段阵列校准处理的第一阶段。在该过程中，基带处理器可以使用分发到Tx/Rx模块的相干参考信号(见图18)。然后，如前所述，基带处理器以一次一个模块的方式或多个(或所有)模块同时的方式发起Tx/Rx模块校准处理。由于Tx/Rx模块校准是独立的处理，因此可以同时对多个Tx/Rx模块进行校准。这是两阶段阵列校准处理的第二阶段。在该过程中，如前所述，Tx/Rx模块使用通过网络707分发的校准信号(见图11、图12、图13和图14)。
这节所述的两阶段校准处理的各阶段解决了阵列的不同部分，其中所述不同部分对环境条件做出与其它部分不同的反应。因为包含有源电路，所以在第二阶段中被校准的Tx/Rx模块对环境条件通常非常敏感。然而，在两阶段校准处理的第一阶段中被校准消除的从基带处理器到Tx/Rx模块的信号路径之间的差异通常不随环境条件变化，特别是在图20中的分发网络702是无源网络的情况下。因此，仅在系统启动时需要进行校准处理的第一阶段以补偿制造变化，并且仅需要偶尔地重复校准处理的第一阶段以补偿由于老化等引起的缓慢漂移。这是两阶段校准方法与端到端(单阶段)传统校准方法相比的主要优势，因为只要系统直到Tx/Rx模块为止无误差地运行，就可以在不中断正常工作的情况下对阵列的剩余部分进行校准。这在下面的章节中进行公开。
不中断阵列操作的情况下的两阶段有源阵列校准
有源阵列相对于单个元件有源系统的重要优势在于，在一个或有限数量的阵列元件停止工作的情况下，对阵列的总体性能的影响最小或者甚至是不明显的。例如，如果具有100个元件的相控阵列中的一个元件关闭，则仅损失总发射功率的1％(假设所有元件的功率相等)，并且辐射图案实际保持不变。可以通过使用本文所述的两阶段校准处理以在不中断有源阵列的正常工作的情况下对其进行校准，可以受益于此。可能的过程如下。
在启动时(引导时)，通过第一阶段和第二阶段对有源阵列进行完全的校准，包括对所有Tx/Rx模块的校准。这确保了在该时刻存在的工作条件下，由于制造变化和其它因素引起的误差被消除。然后，使有源阵列进行正常工作。在特定规定的时间或通过所监测的环境变化的提示等，在阵列的剩余部分保持工作的同时以一次一个的方式对Tx/Rx模块进行再校准(重复两阶段校准)。在一些情况下，可以一次对多于一个的Tx/Rx模块进行校准。另外，在特定情况下(例如在高度可变的环境或高度敏感的组件的情况下)，轮转方式的连续Tx/Rx模块校准可能是必要的。这样，阵列实际上将在长时间段内保持无误差的状态。
如上所述，两阶段校准方法在第二阶段校准期间维持阵列的正常工作，而在第一阶段校准期间中断正常工作。这种局限可以通过向图20的架构添加额外的分发网络702以及在不停止阵列的正常工作的情况下将现有分发网络与额外的分发网络互换的能力来去除。在互换之前对额外的分发网络进行线下校准，因此系统在互换后保持无误差。自然地，从系统取出的分发网络也将被进行线下校准，并且在额外的分发网络漂移至校准外的情况下从系统取出的分发网络被再次用在该系统中。可以无限地继续该过程。
数字阵列的两阶段校准
两阶段校准方法也可以用于数字阵列。图21示出这种可能性。在这种情况下，分发/聚合网络(SIG-DN)802是数字的，因此不需要使用图20中的信号转换器块701。另外，图20中的Tx/Rx模块670被替换为完全的无线电800，所述无线电800包括Tx/Rx模块的功能以及数据转换器(模数转换器以及数模转换器)的功能。参考信号生成器704所生成的参考信号通过参考分发网络705被分发到无线电800。参考信号由无线电800用于进行(针对模数转换器以及数模转换器的)信号采样操作，并且可以用于升频转换/降频转换操作。
针对图21中的数字阵列的两阶段校准以与针对图20中的模拟阵列的相同方式工作。唯一的非本质差异在于，分发/聚合网络802的第一阶段校准是利用数字信号而非模拟信号完成的。自然地，不需要对分发/聚合网络802进行振幅校准(如果不存在发射误差，则数字信号保持完美的振幅信息)。然而，必须对造成相位误差的延迟误差进行补偿。
校准算法
在所描述的实施例中，基带处理器执行程序，所述程序进行上述的两阶段校准操作。可选地，可以使用配置在Tx/Rx电路附近或配置在其它位置的另一个或多个处理器。下文中将用于控制并执行相控阵列的校准的编程实体称为处理器系统。
图22-图24示出了处理器系统的操作的流程图，其中，图22示出主程序循环，图23示出执行校准操作的第一阶段的子例程，并且图24示出执行校准操作的第二阶段的子例程。最初，处理器系统通过使用相控阵列天线系统中的上述电路来调用执行校准操作的第一阶段的子例程，在该子例程期间，处理器系统独立于Tx/Rx电路对IF分发/聚合网络进行校准(2000)。在该子例程期间，将分发/聚合网络从Tx/Rx电路断开。结果，在操作的该阶段期间，不能够经由天线阵列接收或发送RF信号。
参考图23，在执行校准操作的第一阶段的子例程期间(2010)，处理器系统选择通过分发/聚合网络的信号路径(2012)，并且使用图17和图18所示的上述方法之一对所选择的信号路径进行校准(2014)。对所选择的路径的校准涉及确定要被应用到所选择的信号路径的相位和振幅校正值。接着将所确定的这些值存储在处理器系统本地的存储器中或存储在其它地方。
在对所选择的路径进行校准后，处理器系统检查分发/聚合网络内是否存在任何剩余的尚未被校准的信号路径(2016)。如果存在尚未被校准的路径，则处理器系统遍历这些未被校准的信号路径，依次对每个未被校准的信号路径进行校准(见方框2016、2018和2014)，直到其对分发/聚合网络完全进行了校准。此时，处理器系统退出该子例程(2020)并且返回至图22所示的主程序循环。
在返回至主程序循环之后，处理器系统调用校准的第二阶段的子例程，在该子例程期间，处理器系统独立于分发/聚合网络而对Tx/Rx电路进行校准(2002)。在校准操作的该阶段期间(图24详细示出该阶段)，处理器系统选择Tx/Rx电路(2032)并且例如使用图11-图14所示的方法对该电路进行校准(2034)。对所选择的Tx/Rx电路的校准涉及确定要被应用到所选择的Tx/Rx电路的相位和振幅校正值。所确定的这些值被存储在处理器系统本地的存储器中或存储在其它地方。
在对所选择的Tx/Rx电路进行校准后，处理器系统检查阵列内是否存在任何剩余的尚未被校准的Tx/Rx电路(2036)。如果存在尚未被校准的Tx/Rx电路，则处理器系统遍历这些未被校准的Tx/Rx电路，依次对每个未被校准的Tx/Rx电路进行校准(见方框2036、2038和2034)，直到其对阵列中的所有Tx/Rx电路完全进行了校准。此时，处理器系统退出第二阶段校准的子例程(2040)并且返回至图22所示的主程序循环。
接下来，处理器系统进入循环，在循环期间，处理器系统首先检查是否发生了任何需要处理器系统再次进行校准操作的第一阶段(2004)或者再次进行校准操作的第二阶段(2006)的任何条件。该条件可以是来自操作者的命令，该命令可能是将要用于调用校准操作的第一阶段的方法；或者可以是定时器到期；或者可以是检测到的环境条件的变化，例如但不限于阵列的温度、阵列工作的环境的湿度等；或者可以是检测到的阵列性能的劣化；或者这些考虑或者因素的任意组合。
如前所述，由于分发/聚合网络是相控阵列系统中针对其工作频率相对稳定得多的部分，因此需要对其进行校准的次数将是不频繁的。相反，将需要经常对Tx/Rx电路进行再校准，尤其是在阵列在条件(例如温度、湿度等)经常变化的环境中工作的情况下。因此，处理器系统实际上将在再次执行校准操作的第一阶段之前重复多次进行校准操作的第二阶段。
尽管已经将对Tx/Rx电路的校准描述为以一次一个或顺次的方式进行，但并非必须是这样。可以同时对多个Tx/Rx电路进行校准。注意，在正对Tx/Rx电路进行校准时，其被从有源阵列移除并且不能被用于发射或接收通信信号。在具有许多天线元件的相控阵列中，在校准期间对单个Tx/Rx电路的移除不太可能对阵列的性能造成非常不利的影响。如果阵列足够大，则移除多个Tx/Rx电路所造成的性能的劣化可以被证明是可接受的。因此，在这种情况下，同时对多个Tx/Rx电路进行校准是有意义的，从而缩短完全执行校准处理的第二阶段所耗费的时间。
其它实施例也落在所附权利要求书的范围内。

Claims (31)

1.一种校准相控阵列的方法，所述相控阵列包括天线元件阵列、各自电连接至所述天线元件阵列内的不同的相应天线元件的多个RF通信电路、以及将第一信号线电连接至多个第二信号线的信号馈送网络，所述多个第二信号线中的各第二信号线电连接至所述多个RF通信电路中的不同的相应RF通信电路，所述方法包括：
进行校准操作的第一阶段，所述校准操作的所述第一阶段涉及独立于所述多个RF通信电路来校准所述信号馈送网络；以及
进行所述校准操作的第二阶段，所述校准操作的所述第二阶段涉及独立于所述信号馈送网络来校准所述多个RF通信电路中的各RF通信电路，直到所述多个RF通信电路中的所有RF通信电路都被校准为止。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述校准操作的所述第二阶段是在完成了所述校准操作的所述第一阶段之后进行的。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，还包括：重复地进行所述校准操作的所述第二阶段，而不重复所述校准操作的所述第一阶段。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，还包括：以预定时间间隔来进行所述校准操作的所述第二阶段。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，还包括：每当检测到所述相控阵列的环境的预定变化时，进行所述校准操作的所述第二阶段。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，校准所述信号馈送网络涉及确定针对所述多个第二信号线中的各第二信号线的相位校正值。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，还包括：将针对所述多个第二信号线的相位校正值应用于所述相控阵列。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，校准所述多个RF通信电路中的各RF通信电路涉及确定针对该RF通信电路的相位校正值。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，还包括：将针对所述多个RF通信电路的相位校正值应用于所述相控阵列。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，校准所述信号馈送网络涉及确定针对所述多个第二信号线中的各第二信号线的相位校正值和振幅校正值。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，还包括：将针对所述多个第二信号线的相位校正值和振幅校正值应用于所述相控阵列。
12.根据权利要求1所述的方法，其中，校准所述多个RF通信电路中的各RF通信电路涉及确定针对各RF通信电路的相位校正值和振幅校正值。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，还包括：将针对所述多个RF通信电路的相位校正值和振幅校正值应用于所述相控阵列。
14.根据权利要求1所述的方法，其中，所述信号馈送网络是信号分发网络，以及所述多个RF通信电路中的各RF通信电路是用于驱动电连接至该RF通信电路的天线元件的RF发射电路。
15.根据权利要求1所述的方法，其中，所述信号馈送网络是信号聚合网络，以及所述多个RF通信电路中的各RF通信电路是用于处理电连接至该RF通信电路的天线元件所接收到的信号的RF接收模块。
16.根据权利要求1所述的方法，其中，所述多个RF通信电路中的各RF通信电路包括用于将从分发网络接收到的IF信号升频转换至RF的混合器。
17.根据权利要求1所述的方法，其中，所述多个RF通信电路中的各RF通信电路包括用于将从连接至该RF通信电路的天线元件接收到的RF信号降频转换至IF的混合器。
18.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述校准操作的所述第二阶段期间，每次仅对所述多个RF通信电路的子集进行校准，其中各子集是至少1个但少于所述多个RF通信电路中的所有RF通信电路的RF通信电路。
19.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述校准操作的所述第二阶段期间，每次仅对所述多个RF通信电路其中之一进行校准。
20.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述校准操作的所述第二阶段期间，将任何正被校准的RF通信电路在该RF通信电路正被校准的同时从所述信号网络电气断开。
21.一种相控天线阵列系统，包括：
信号馈送网络，其将第一信号线电连接至多个第二信号线；
天线元件阵列；
多个RF通信电路，其中所述多个RF通信电路中的各RF通信电路具有第一端口和第二端口，所述第一端口电连接至所述信号馈送网络的所述多个第二信号线中的不同的相应第二信号线，以及所述第二端口电连接至所述天线元件阵列内的不同的相应天线元件；以及
多个校准电路，其在数量上等于所述多个RF通信电路，所述多个校准电路各自电连接至所述多个RF通信电路中的不同的相应RF通信电路并且用于独立于所述信号馈送网络来校准该相应RF通信电路。
22.根据权利要求21所述的相控天线阵列系统，其中，还包括多个开关，所述多个开关各自与所述多个RF通信电路中的不同的RF通信电路相关联，并且各自用于将与该开关相关联的RF通信电路相对于电连接至该RF通信电路的相应的第二信号线电连接和断开。
23.根据权利要求21所述的相控天线阵列系统，其中，还包括处理器系统，所述处理器系统被编程为执行校准操作，在所述校准操作期间，所述处理器系统使用各校准电路来对连接到该校准电路的RF通信电路进行测量并且根据测量结果来生成校准校正数据。
24.根据权利要求23所述的相控天线阵列系统，其中，所述处理器系统被编程为通过每次选择所述多个RF通信电路的一个子集来顺序通过所述多个RF通信电路，并且针对RF通信电路的各选定子集，使用针对RF通信电路的该选定子集的校准电路来校准该选定的RF通信电路，直到所述多个RF通信电路中的所有RF通信电路都被校准为止，
其中，所选定的子集各自包括至少1个但少于所述多个RF通信电路中的所有的RF通信电路的RF通信电路。
25.根据权利要求23所述的相控天线阵列系统，其中，所述处理器系统被编程为通过每次选择所述多个RF通信电路其中之一来顺序通过全部的所述多个RF通信电路，并且针对所选定的RF通信电路，使用针对该选定的RF通信电路的校准电路来校准该选定的RF通信电路，直到所述多个RF通信电路中的所有RF通信电路都被校准为止。
26.根据权利要求23所述的相控天线阵列系统，其中，还包括多个开关，所述多个开关由所述处理器系统控制，以用于将所述多个RF通信电路各自相对于所述信号馈送网络的相应第二信号线电连接和断开。
27.根据权利要求26所述的相控天线阵列系统，其中，所述处理器系统被编程为使得所述开关将所述多个RF通信电路中的各RF通信电路在正对该RF通信电路进行校准时从所述信号馈送网络的相应第二信号线电气断开。
28.根据权利要求23所述的相控天线阵列系统，其中，所述多个校准电路中的各校准电路包括：
参考信号输出线，用于将参考信号引入连接至该校准电路的RF通信电路；
监测线，用于从连接至该校准电路的RF通信电路接收由引入该RF通信电路的参考信号所引起的输出信号；以及
相位校准电路，用于生成针对该RF通信电路的相位校正值，
其中，该校准电路的相位校正值是根据针对该校准电路的参考信号和输出信号得到的。
29.根据权利要求28所述的相控天线阵列系统，其中，所述多个校准电路中的各校准电路还包括：
振幅校准电路，用于生成针对该RF通信电路的振幅校正值，
其中，该校准电路的振幅校正值是根据针对该校准电路的参考信号和输出信号得到的。
30.根据权利要求23所述的相控天线阵列系统，其中，所述多个校准电路中的各校准电路包括：
参考信号输出线，用于将参考信号引入连接至该校准电路的RF通信电路；
监测线，用于从连接至该校准电路的RF通信电路接收由引入该RF通信电路的参考信号所引起的输出信号；以及
振幅校准电路，用于生成针对该RF通信电路的振幅校正值，
其中，该校准电路的振幅校正值是根据针对该校准电路的参考信号和输出信号得到的。
31.根据权利要求23所述的相控天线阵列系统，其中，所述多个RF通信电路中的各RF通信电路包括：
RF混合器；
RF前端电路，其电连接至天线元件；
相位调整电路，用于调整通过该RF通信电路的信号的相位；
通信信号线，用于承载外部信号网络和该RF通信电路之间的通信信号；以及
LO信号线，用于接收针对所述RF混合器的局部振荡器信号即LO信号。
CN201680065933.6A 2015-09-10 2016-09-08 有源阵列校准 Active CN108292929B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201562216592P 2015-09-10 2015-09-10
US62/216,592 2015-09-10
PCT/US2016/050625 WO2017044528A1 (en) 2015-09-10 2016-09-08 Active array calibration

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108292929A true CN108292929A (zh) 2018-07-17
CN108292929B CN108292929B (zh) 2020-04-28

Family

ID=56979654

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680065933.6A Active CN108292929B (zh) 2015-09-10 2016-09-08 有源阵列校准
CN201680065932.1A Active CN108370258B (zh) 2015-09-10 2016-09-08 校准串行互连

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680065932.1A Active CN108370258B (zh) 2015-09-10 2016-09-08 校准串行互连

Country Status (8)

Country Link
US (4) US10225067B2 (zh)
EP (2) EP3347993B1 (zh)
JP (2) JP6873106B2 (zh)
KR (2) KR20180051608A (zh)
CN (2) CN108292929B (zh)
CA (2) CA2996608A1 (zh)
ES (1) ES2765798T3 (zh)
WO (2) WO2017044565A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109557519A (zh) * 2018-12-24 2019-04-02 中国电子科技集团公司第二十研究所 一种基于分发模式的大规模相控阵多通道校准电路
CN113424366A (zh) * 2019-02-12 2021-09-21 诺基亚通信公司 用于大规模相控阵系统中的信号自对准的方法和系统

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108292929B (zh) 2015-09-10 2020-04-28 蓝色多瑙河系统有限公司 有源阵列校准
US9893820B2 (en) 2016-04-22 2018-02-13 Blue Danube Systems, Inc. Antenna element self-test and monitoring
US10181943B2 (en) 2016-09-29 2019-01-15 Blue Danube Systems, Inc. Distributing coherent signals to large electrical distances over serial interconnections
US10804616B2 (en) * 2018-03-27 2020-10-13 Viasat, Inc. Circuit architecture for distributed multiplexed control and element signals for phased array antenna
WO2019236913A1 (en) 2018-06-07 2019-12-12 Blue Danube Systems, Inc. High altitude platform cellular systems
US11043995B2 (en) 2018-06-07 2021-06-22 Blue Danube Systems, Inc. Interference reduction in cellular communication systems
CN112385086B (zh) * 2018-07-06 2021-08-20 华为技术有限公司 相控阵天线的校准方法及相关装置
EP3809605A4 (en) * 2018-07-24 2021-06-30 Mitsubishi Electric Corporation CALIBRATION DEVICE AND CALIBRATION PROCEDURE FOR GROUP ANTENNA, GROUP ANTENNA AND PROGRAM
WO2020036807A1 (en) 2018-08-17 2020-02-20 Blue Danube Systems, Inc. Channel sounding in hybrid massive mimo arrays
WO2020081404A1 (en) 2018-10-15 2020-04-23 Blue Danube Systems, Inc. Enhancing throughput using agile beam switching and user scheduling in cellular systems
CN109343403B (zh) * 2018-10-25 2022-02-08 南通先进通信技术研究院有限公司 一种模拟波束调度控制平台
GB2579175B (en) * 2018-11-01 2021-01-06 Leonardo Mw Ltd An active array antenna with sub-arrays and a method for its calibration
US11038601B2 (en) 2019-04-18 2021-06-15 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for calibrating analog phased antenna array
WO2021011825A1 (en) * 2019-07-16 2021-01-21 Metawave Corporation Phased array antenna calibration system and methods for use in millimeter wave applications
US20210063488A1 (en) * 2019-08-28 2021-03-04 Tektronix, Inc. Signal path calibration of a hardware setting in a test and measurement instrument
US11606115B2 (en) 2019-11-12 2023-03-14 Blue Danube Systems, Inc. Transmitter signal cancellation in phased array receivers
JP7327169B2 (ja) * 2020-01-08 2023-08-16 株式会社デンソー 自己診断装置
US20220352636A1 (en) * 2020-07-05 2022-11-03 Space Exploration Technologies Corp. Stack patch antenna assembly
CN112653515B (zh) * 2020-08-04 2022-02-15 成都智明达电子股份有限公司 基于串行lvds接口和双令牌环的tr单元组网方法
CN113049932B (zh) * 2021-03-25 2023-11-24 国网陕西省电力公司电力科学研究院 一种时间和相位同步性能校准的装置及方法
TWI796828B (zh) 2021-11-10 2023-03-21 財團法人工業技術研究院 天線陣列校正裝置與其方法
US20240097772A1 (en) * 2022-09-19 2024-03-21 International Business Machines Corporation Amplitude and phase alignment of phased array elements

Citations (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5412414A (en) * 1988-04-08 1995-05-02 Martin Marietta Corporation Self monitoring/calibrating phased array radar and an interchangeable, adjustable transmit/receive sub-assembly
US6157343A (en) * 1996-09-09 2000-12-05 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Antenna array calibration
EP1295417B1 (en) * 2000-06-27 2007-08-15 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) A method and arrangement relating to transceivers
US20110122016A1 (en) * 2007-12-31 2011-05-26 Elta Systems Ltd. Phased array antenna having integral calibration network and method for measuring calibration ratio thereof
US20110235748A1 (en) * 2010-03-26 2011-09-29 Peter Kenington Active antenna array having analogue transmitter linearisation and a method for predistortion of radio signals
CN102955155A (zh) * 2011-08-26 2013-03-06 中国科学院空间科学与应用研究中心 一种分布式有源相控阵雷达及其波束形成方法
WO2013123913A1 (en) * 2012-02-24 2013-08-29 Huawei Technologies Co., Ltd. Apparatus and method for an active antenna system with near-field radio frequency probes
US20140184445A1 (en) * 2008-03-05 2014-07-03 Ethertronics, Inc. Modal adaptive antenna using pilot signal in cdma mobile communication system and related signal receiving method
KR20140098690A (ko) * 2013-01-31 2014-08-08 연세대학교 산학협력단 안테나의 위상 및 진폭 교정 장치, 및 배열 안테나
US20140266432A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-18 Rf Micro Devices (Cayman Islands), Ltd. Amplifier phase distortion correction based on amplitude distortion measurement
CN104360318A (zh) * 2014-10-14 2015-02-18 奇瑞汽车股份有限公司 一种雷达前端模块及雷达系统
CN106455245A (zh) * 2015-08-10 2017-02-22 法雷奥电机设备公司 用于驱动电路的保护电路
EP2372836B1 (en) * 2010-03-18 2017-05-03 Alcatel Lucent Antenna array calibration

Family Cites Families (83)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2225928A (en) 1939-07-14 1940-12-24 Bell Telephone Labor Inc Multiple unit steerable antenna system
US3229204A (en) * 1963-03-25 1966-01-11 Poehlman Barry William Phase meter calibrator
JPS63268319A (ja) * 1987-04-27 1988-11-07 Nec Corp 同軸ケ−ブルの減衰量温度補償回路
CA1301261C (en) 1988-04-27 1992-05-19 Wayne D. Grover Method and apparatus for clock distribution and for distributed clock synchronization
US4879519A (en) 1988-10-31 1989-11-07 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Labs Predistortion compensated linear amplifier
JPH05244041A (ja) * 1992-02-29 1993-09-21 Nec Corp 信号伝送システム
US5298866A (en) 1992-06-04 1994-03-29 Kaplinsky Cecil H Clock distribution circuit with active de-skewing
US5712883A (en) 1996-01-03 1998-01-27 Credence Systems Corporation Clock signal distribution system
US5732333A (en) 1996-02-14 1998-03-24 Glenayre Electronics, Inc. Linear transmitter using predistortion
JPH10142361A (ja) * 1996-11-07 1998-05-29 Nec Corp 伝送路網の時刻同期方式
US5995062A (en) 1998-02-19 1999-11-30 Harris Corporation Phased array antenna
US6281936B1 (en) 1999-05-14 2001-08-28 Harris Corporation Broadcast transmission system with sampling and correction arrangement for correcting distortion caused by amplifying and signal conditioning components
EP1367670B1 (en) 1998-07-13 2006-09-06 NTT Mobile Communications Network Inc. Calibration for an adaptive array antenna
GB2342505B (en) * 1998-10-06 2003-06-04 Telecom Modus Ltd Antenna array calibration
US6005515A (en) 1999-04-09 1999-12-21 Trw Inc. Multiple scanning beam direct radiating array and method for its use
US6697436B1 (en) 1999-07-13 2004-02-24 Pmc-Sierra, Inc. Transmission antenna array system with predistortion
US6356146B1 (en) 1999-07-13 2002-03-12 Pmc-Sierra, Inc. Amplifier measurement and modeling processes for use in generating predistortion parameters
GB2354126B (en) 1999-09-13 2004-07-21 Wireless Systems Int Ltd Signal processing
JP4303373B2 (ja) * 1999-09-14 2009-07-29 株式会社日立コミュニケーションテクノロジー 無線基地局装置
US6647506B1 (en) 1999-11-30 2003-11-11 Integrated Memory Logic, Inc. Universal synchronization clock signal derived using single forward and reverse direction clock signals even when phase delay between both signals is greater than one cycle
JP2001196849A (ja) * 2000-01-04 2001-07-19 Sharp Corp アレーアンテナの給電回路
JP3567976B2 (ja) 2000-03-07 2004-09-22 日本電気株式会社 アレーアンテナ受信装置
SE0000975L (sv) 2000-03-22 2001-06-18 Ericsson Telefon Ab L M Självkalibrering av matarledningar för gruppantenner
JP3444270B2 (ja) 2000-05-23 2003-09-08 日本電気株式会社 アレーアンテナ受信装置の校正システム
US6563358B1 (en) 2000-09-20 2003-05-13 Nortel Networks Limited Technique for distributing common phase clock signals
US6940358B1 (en) * 2001-02-08 2005-09-06 National Semiconductor Corporation Method and apparatus for tuning RF integrated LC filters
US7230570B2 (en) 2001-11-14 2007-06-12 Quintel Technology Limited Antenna system
DE10157216C1 (de) 2001-11-22 2003-02-13 Eads Deutschland Gmbh Aktive Empfangs-Gruppenantenne
US7031669B2 (en) 2002-09-10 2006-04-18 Cognio, Inc. Techniques for correcting for phase and amplitude offsets in a MIMO radio device
JP2004287560A (ja) * 2003-03-19 2004-10-14 Nec Corp 信号供給回路および信号供給方法ならびに半導体装置
US7453927B2 (en) * 2003-09-26 2008-11-18 Nokia Corporation Method and apparatus to compensate AM-PM delay mismatch in envelope restoration transmitter
DE602004029941D1 (de) 2004-05-19 2010-12-16 Ericsson Telefon Ab L M Adaptives vorverzerrungsverfahren und anordnung
FR2874119B1 (fr) 2004-08-04 2006-11-03 Framatome Anp Sas Procede de fabrication d'un tube de gainage de combustible pour reacteur nucleaire, et tube ainsi obtenu
US7408507B1 (en) 2005-03-15 2008-08-05 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Antenna calibration method and system
US7616929B2 (en) 2005-04-04 2009-11-10 Broadcom Corporation Cross-core calibration in a multi-radio system
JP4478606B2 (ja) * 2005-05-19 2010-06-09 富士通株式会社 リニアアレイアンテナの校正装置及び校正方法
US7199753B2 (en) * 2005-06-16 2007-04-03 Raytheon Company Calibration method for receive only phased array radar antenna
US7317428B2 (en) 2006-01-10 2008-01-08 Lucent Technologies Inc. Forming an antenna beam using an array of antennas to provide a wireless communication
US20070160168A1 (en) 2006-01-11 2007-07-12 Beukema Troy J Apparatus and method for signal phase control in an integrated radio circuit
GB0614093D0 (en) 2006-07-14 2006-08-23 Bae Systems Plc Deployable antenna system
US7439901B2 (en) 2006-08-08 2008-10-21 Garmin International, Inc. Active phased array antenna for aircraft surveillance systems
US7830981B2 (en) * 2006-09-29 2010-11-09 Broadcom Corp. Method and system for minimizing power consumption in a communication system
FI20065841A0 (fi) 2006-12-21 2006-12-21 Nokia Corp Kommunikointimenetelmä ja -järjestelmä
US7764935B2 (en) 2006-12-21 2010-07-27 Nokia Corporation Phase and power calibration in active antennas
US8294516B2 (en) 2007-06-15 2012-10-23 Broadcom Corporation Power amplifier pre-distortion
US7466252B1 (en) 2007-07-12 2008-12-16 Xilinx, Inc. Method and apparatus for calibrating a scaled current electronic circuit
CN103209154B (zh) 2007-07-20 2016-12-28 蓝色多瑙河系统公司 利用相位同步本地载波产生多点信号的方法和系统
JP5139442B2 (ja) * 2007-10-30 2013-02-06 京セラ株式会社 無線通信システム、基地局、端末及び通信方法
US8102785B2 (en) 2008-05-21 2012-01-24 Alcatel Lucent Calibrating radiofrequency paths of a phased-array antenna
US8094748B2 (en) 2008-07-14 2012-01-10 Motorola Mobility, Inc. Transceiver architecture with combined smart antenna calibration and digital predistortion
GB2463884B (en) 2008-09-26 2014-01-29 Kathrein Werke Kg Antenna array with differently power rated amplifiers
US8045926B2 (en) 2008-10-15 2011-10-25 Nokia Siemens Networks Oy Multi-transceiver architecture for advanced Tx antenna monitoring and calibration in MIMO and smart antenna communication systems
US7876261B1 (en) 2008-10-28 2011-01-25 Lockheed Martin Corporation Reflected wave clock synchronization
GB0823593D0 (en) * 2008-12-30 2009-01-28 Astrium Ltd Calibration apparatus and method
EP2204903B1 (en) 2008-12-31 2012-07-18 Ubidyne Inc. A radio station and active antenna array
US8184042B2 (en) 2009-07-02 2012-05-22 The Boeing Company Self calibrating conformal phased array
GB2471669B (en) * 2009-07-06 2012-04-04 Socowave Technologies Ltd Wireless network element and method for antenna array control
US8154452B2 (en) 2009-07-08 2012-04-10 Raytheon Company Method and apparatus for phased array antenna field recalibration
US8618983B2 (en) 2009-09-13 2013-12-31 International Business Machines Corporation Phased-array transceiver for millimeter-wave frequencies
US8731005B2 (en) 2009-10-12 2014-05-20 Kathrein-Werke Kg Absolute timing and Tx power calibration of the Tx path in a distributed system
JP5725703B2 (ja) * 2009-11-13 2015-05-27 三菱電機株式会社 アレーアンテナの校正装置および校正方法
US8351543B2 (en) 2009-12-21 2013-01-08 Ubidyne, Inc. Active antenna array with modulator-based pre-distortion
US8265572B2 (en) * 2009-12-21 2012-09-11 Ubidyne, Inc. Multiple envelope tracking system for an active antenna array
US8311166B2 (en) * 2010-03-31 2012-11-13 Ubidyne, Inc. Active antenna array and method for calibration of the active antenna array
US9118113B2 (en) 2010-05-21 2015-08-25 The Regents Of The University Of Michigan Phased antenna arrays using a single phase shifter
US8611959B2 (en) 2010-07-01 2013-12-17 Blue Danube Labs, Inc. Low cost, active antenna arrays
WO2012000569A1 (en) * 2010-07-01 2012-01-05 Nokia Siemens Networks Oy Antenna arrangement
US8897717B2 (en) 2010-07-28 2014-11-25 Honeywell International Inc. Dual-feed antenna array with integral comparison circuit for phase and amplitude calibration
US8416126B2 (en) * 2010-12-01 2013-04-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Obtaining a calibration parameter for an antenna array
KR20120071116A (ko) * 2010-12-22 2012-07-02 한국전자통신연구원 다중입출력 증폭기 및 다중입출력 증폭방법
CN103733527B (zh) 2011-04-07 2015-10-07 蓝色多瑙河系统公司 在无线系统中实现高平均频谱效率的技术
US8754811B1 (en) 2011-04-08 2014-06-17 Lockheed Martin Corporation Digital beamforming phased array
GB2490892A (en) * 2011-05-16 2012-11-21 Nujira Ltd Delay and amplitude matching of the main and envelope paths in an envelope-tracking RF amplifier
JP5732373B2 (ja) * 2011-11-01 2015-06-10 ルネサスエレクトロニクス株式会社 高周波信号処理装置および無線通信システム
US20130260844A1 (en) * 2012-03-28 2013-10-03 Andrew Llc Series-connected couplers for active antenna systems
US8665016B2 (en) 2012-04-30 2014-03-04 Broadcom Corporation Supply tracking
FR2993112B1 (fr) * 2012-07-04 2014-08-15 Toulouse Inst Nat Polytech Convertisseurs statiques a architecture parallele ou serie et a commande modulaire decentralisee (cdm)
JP6046522B2 (ja) * 2013-03-05 2016-12-14 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置及び無線通信装置
US9444559B2 (en) * 2013-06-03 2016-09-13 Futurewei Technologies, Inc. Second order intercept point (IP2) calibration for wireless receivers
WO2015017406A1 (en) * 2013-08-01 2015-02-05 Rf Micro Devices, Inc. Tunable rf filter structure having coupled resonators
US9300408B2 (en) * 2013-11-04 2016-03-29 Alcatel-Lucent Shanghai Bell Co., Ltd Methods and systems for calibrating LTE antenna systems
CN104702092B (zh) * 2013-12-09 2017-06-09 立锜科技股份有限公司 电源转换器的功率因数校正电路
CN108292929B (zh) 2015-09-10 2020-04-28 蓝色多瑙河系统有限公司 有源阵列校准

Patent Citations (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5412414A (en) * 1988-04-08 1995-05-02 Martin Marietta Corporation Self monitoring/calibrating phased array radar and an interchangeable, adjustable transmit/receive sub-assembly
US6157343A (en) * 1996-09-09 2000-12-05 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Antenna array calibration
EP1295417B1 (en) * 2000-06-27 2007-08-15 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) A method and arrangement relating to transceivers
US20110122016A1 (en) * 2007-12-31 2011-05-26 Elta Systems Ltd. Phased array antenna having integral calibration network and method for measuring calibration ratio thereof
US20140184445A1 (en) * 2008-03-05 2014-07-03 Ethertronics, Inc. Modal adaptive antenna using pilot signal in cdma mobile communication system and related signal receiving method
EP2372836B1 (en) * 2010-03-18 2017-05-03 Alcatel Lucent Antenna array calibration
US20110235748A1 (en) * 2010-03-26 2011-09-29 Peter Kenington Active antenna array having analogue transmitter linearisation and a method for predistortion of radio signals
CN102955155A (zh) * 2011-08-26 2013-03-06 中国科学院空间科学与应用研究中心 一种分布式有源相控阵雷达及其波束形成方法
WO2013123913A1 (en) * 2012-02-24 2013-08-29 Huawei Technologies Co., Ltd. Apparatus and method for an active antenna system with near-field radio frequency probes
KR20140098690A (ko) * 2013-01-31 2014-08-08 연세대학교 산학협력단 안테나의 위상 및 진폭 교정 장치, 및 배열 안테나
US20140266432A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-18 Rf Micro Devices (Cayman Islands), Ltd. Amplifier phase distortion correction based on amplitude distortion measurement
CN104360318A (zh) * 2014-10-14 2015-02-18 奇瑞汽车股份有限公司 一种雷达前端模块及雷达系统
CN106455245A (zh) * 2015-08-10 2017-02-22 法雷奥电机设备公司 用于驱动电路的保护电路

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109557519A (zh) * 2018-12-24 2019-04-02 中国电子科技集团公司第二十研究所 一种基于分发模式的大规模相控阵多通道校准电路
CN113424366A (zh) * 2019-02-12 2021-09-21 诺基亚通信公司 用于大规模相控阵系统中的信号自对准的方法和系统

Also Published As

Publication number Publication date
CN108370258A (zh) 2018-08-03
US20170078081A1 (en) 2017-03-16
US10574432B2 (en) 2020-02-25
WO2017044528A1 (en) 2017-03-16
CN108292929B (zh) 2020-04-28
US10009165B2 (en) 2018-06-26
ES2765798T3 (es) 2020-06-11
KR20180050738A (ko) 2018-05-15
KR20180051608A (ko) 2018-05-16
US20190182023A1 (en) 2019-06-13
JP2018526929A (ja) 2018-09-13
JP2018533266A (ja) 2018-11-08
US10225067B2 (en) 2019-03-05
JP6873106B2 (ja) 2021-05-19
CN108370258B (zh) 2020-07-10
EP3347994A1 (en) 2018-07-18
CA2996609A1 (en) 2017-03-16
EP3347993A1 (en) 2018-07-18
EP3347993B1 (en) 2021-02-24
EP3347994B1 (en) 2019-10-23
US20170180110A1 (en) 2017-06-22
US20170077613A1 (en) 2017-03-16
CA2996608A1 (en) 2017-03-16
JP6955484B2 (ja) 2021-10-27
US9673965B2 (en) 2017-06-06
WO2017044565A1 (en) 2017-03-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108292929A (zh) 有源阵列校准
EP2033263B1 (en) Antenna array calibration
JP4468816B2 (ja) 移動無線基地局
CN102594426B (zh) 一种有源天线多收发通道同步校准的装置和方法
KR100382454B1 (ko) 적응 어레이안테나 송수신장치
CN111095003B (zh) 用于校准毫米波天线阵列的方法
US9948407B2 (en) Method and apparatus for beamforming calibration in point to multipoint communication systems
CN107852397B (zh) 使用选择矩阵进行天线相位校准的混合波束形成天线阵列
US10142006B1 (en) Amplitude and phase calibration at a receiver chip in an antenna array
EP4082079B1 (en) Phased array module
US7548764B2 (en) Method and system for generating multiple radiation patterns using transform matrix
Eisenbeis et al. Beam pattern optimization method for subarray-based hybrid beamforming systems
JP3547703B2 (ja) 適応アレーアンテナ送受信装置
CN110299951B (zh) 一种相位校准方法及装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CP03 Change of name, title or address

Address after: new jersey

Patentee after: NEC Advanced Network Co.

Country or region after: U.S.A.

Address before: new jersey

Patentee before: BLUE DANUBE SYSTEMS, Inc.

Country or region before: U.S.A.

CP03 Change of name, title or address