CN108092651B - 一种变斜率驱动电路 - Google Patents

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Abstract

一种变斜率驱动电路，属于模拟集成电路技术领域。本发明用于驱动功率开关管，通过第一NMOS管MN1和第一PMOS管MP1对功率开关管进行充电，充电过程分为三个阶段，首先由输入端电压VIN对功率开关管的栅级快速充电至|VTHP|，这段时间充电速度最快；然后通过改变晶体管的工作状态，继续由输入端电压VIN进行充电至VIN‑VTHN，这段时间的充电速度较快；然后由输入端电压VIN以较慢的速度继续充电至接近输入端电压VIN。在断电时，由电阻R以及第一PNP型三极管QP1、第二PNP型三极管QP2和第一NPN型三极管QN1组成的正反馈对功率开关管进行放电，形成两股电流对功率开关管栅源极间的电容进行放电，实现高效、快速驱动放电。本发明具有快速、低电磁干扰EMI与高可靠性的优点。

Description

一种变斜率驱动电路
技术领域
本发明属于模拟集成电路技术领域，具体涉及一种变斜率驱动电路。
背景技术
功率开关管的栅驱动电路是功率转换、LED驱动等芯片的核心电路之一，驱动电路的特征直接影响开关电源工作的安全可靠性和性能指标。针对功率应用，尤其是大功率应用，系统驱动中存在较大的电压变化率dV/dt和电流变化率dI/dt，电磁干扰EMI辐射较为严重，且容易引起串扰问题。电磁干扰EMI与串扰问题的一个重要来源是功率开关管进行快速充放电造成的dV/dt和dI/dt干扰。传统的驱动电路在快速导通和关断的瞬间能够产生较高的电磁干扰EMI，对芯片的可靠性产生严重影响。然而高速电路往往又需要较快的驱动速度，因此传统驱动电路无法克服驱动速度与干扰两者之间的制约关系。
发明内容
为了解决传统驱动电路存在的上述问题，本发明提出了一种变斜率驱动电路，采用变斜率驱动的方法，利用驱动电路在不同阶段的驱动能力，控制功率开关管的充电斜率，对功率开关管的栅驱动过程进行优化，实现快速、低电磁干扰EMI与高可靠性的目的。此外，本发明能够在断电时提供两条快速动态泄放通路，从而避免传统利用电阻放电方式无法满足效率与速度的关系的缺点，提高了芯片的安全可靠性。
本发明的技术方案为：
一种变斜率驱动电路，包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第一PMOS管MP1、第一NPN型三极管QN1、第一PNP型三极管QP1、第二PNP型三极管QP2和电阻R，
第三NMOS管MN3的栅极连接使能信号VQ，其漏极连接第一NPN型三极管QN1的基极和第一PNP型三极管QP1的集电极并通过电阻R后连接第一PNP型三极管QP1和第二PNP型三极管QP2的发射极，其源极连接第一NPN型三极管QN1的发射极并接地GND；
第一PNP型三极管QP1的基极连接第二PNP型三极管QP2的基极和第二PNP型三极管QP2的集电极以及第一NPN型三极管QN1的集电极；
第一PMOS管MP1的栅极连接第一逻辑信号VE，其源极作为所述驱动电路的输入端，其漏极连接第一NMOS管MN1的源极、第二NMOS管MN2的漏极和第一PNP型三极管QP1的发射极并作为所述驱动电路的输出端；
第一NMOS管MN1的栅极连接第二逻辑信号VF，其漏极连接所述驱动电路的输入端；
第二NMOS管MN2的栅极连接第一逻辑信号VE，其源极接地GND；
所述第一逻辑信号VE和第二逻辑信号VF互补。
本发明的工作原理为：
本发明提出的变斜率驱动电路，其输入端连接其他模块输出的稳定电压，其输出端连接功率开关管的栅极，通过改变对功率开关管的栅电容的充电速度，从而实现变斜率驱动功率管的目的。
本发明对功率开关管栅极充电分为三个过程，首先由输入端电压VIN对功率开关管的栅级快速充电至PMOS管阈值电压|VTHP|，这段时间的充电速度最快；然后通过改变晶体管的工作状态，继续由输入端电压VIN进行充电至VIN-VTHN，其中VTHN为NMOS管的阈值电压，这段时间的充电速度较快；然后由输入端电压VIN以较慢的速度继续充电至接近输入端电压VIN。
在断电时，流过电阻R上的电流使第一NPN型三极管QN1导通，利用第一PNP型三极管QP1、第二PNP型三极管QP2和第一NPN型三极管QN1组成的正反馈加速放电，形成两股电流对功率开关管栅源极间的电容进行放电，实现高效、快速驱动放电。
本发明的有益效果为：本发明通过在为功率开关管充电过程提供不同的充电速度到达变斜率的效果，有效的抑制了电磁干扰EMI，提高了芯片的安全稳定性；并且在断电时也提供了有效的关断方式，提高了系统的工作性能和可靠性。
附图说明
图1为本发明提出的一种变斜率驱动电路的结构示意图。
图2为本发明对开关管电容栅源极间电容充电时的示意图。
图3为本发明在断电时对开关管放栅源极间电容放电的示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的阐述：
如图1所示，本发明提出的变斜率驱动电路包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第一PMOS管MP1、第一NPN型三极管QN1、第一PNP型三极管QP1、第二PNP型三极管QP2和电阻R，第三NMOS管MN3的栅极连接使能信号VQ，其漏极连接第一NPN型三极管QN1的基极和第一PNP型三极管QP1的集电极并通过电阻R后连接第一PNP型三极管QP1和第二PNP型三极管QP2的发射极，其源极连接第一NPN型三极管QN1的发射极并接地GND；第一PNP型三极管QP1的基极连接第二PNP型三极管QP2的基极和第二PNP型三极管QP2的集电极以及第一NPN型三极管QN1的集电极；第一PMOS管MP1的栅极连接第一逻辑信号VE，其源极作为所述驱动电路的输入端，其漏极连接第一NMOS管MN1的源极、第二NMOS管MN2的漏极和第一PNP型三极管QP1的发射极并作为所述驱动电路的输出端；第一NMOS管MN1的栅极连接第二逻辑信号VF，其漏极连接所述驱动电路的输入端；第二NMOS管MN2的栅极连接第一逻辑信号VE，其源极接地GND。其中第一逻辑信号VE与第二逻辑信号VF为一对互补的逻辑信号，VQ为使能信号。驱动电路的输入端连接其他模块输出的稳定电压，如低压差线性稳压器LDO的输出电压，受电源电压的波动影响很小。
如图2所示为本发明对功率开关管电容栅源极间电容充电时的示意图，此时第一逻辑信号VE为低电平，第二逻辑信号VF与使能信号VQ为高电平，第一PMOS管MP1和第一NMOS管MN1开启，第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第一PNP型三极管QP1、第二PNP型三极管QP2和第一NPN型三极管QN1均关断。
输入端电压VIN先以最快的速度将功率开关管的栅极充电至第一PMOS管MP1的阈值电压|VTHP|；然后第一PMOS管MP1进入线性区，输入端电压VIN以较快的速度对功率开关管的栅极进行充电，充电速度变慢直至将栅极充电至VIN-VTHN，其中VTHN为第一NMOS管MN1的阈值电压，然后第一NMOS管MN1关闭，输入端电压VIN继续通过第一PMOS管MP1对功率开关管的栅极进行充电，且充电过程逐渐平缓，充电速度越来越慢直至功率开关管的栅压逼近输入端电压VIN。具体的程可以分为三个阶段：
第一阶段：0<VDRV≤|VTHP|，此时MP1与MN1管均处于饱和区，流经第一PMOS管MP1的电流IMP1与驱动电路输出端电压VDRV无关，为一恒电流；流经第一NMOS管MN1的电流IMN1随驱动电路输出的驱动电压VDRV的增大而减小，为一变电流；恒电流和变电流对功率开关管栅源极间电容充电，充电速度最快，即：
Figure GDA0002294920710000031
其中：
Figure GDA0002294920710000032
Figure GDA0002294920710000033
可得：
Figure GDA0002294920710000041
其中：C为功率开关管的栅源极间电容，μp为空穴的迁移率，μn为电子的迁移率，COX为单位面积栅氧化层电容，(W/L)为晶体管的宽长比，VTHP为第一PMOS管MP1的阈值电压，VTHN为第一NMOS管MN1的阈值电压。
结合(2)(3)(4)式可以看出：在0≤t≤t1时间段，随着t的增大，dVDRV/dt逐渐减小，但两个充电晶体管即第一NMOS管MN1和第一PMOS管MP1都工作在饱和区，因此充电速度最快，输出的驱动电压VDRV逐渐接近|VTHP|。
第二阶段：|VTHP|<VDRV≤VIN-VTHN，此时第一PMOS管MP1处于线性区，第一NMOS管MN1处于饱和区，流经第一PMOS管MP1的电流IMP1和流经第一NMOS管MN1的电流IMN1均为变电流，整体充电切换为两股变电流对功率开关管栅极间电容充电，充电速度较快，即：
Figure GDA0002294920710000042
其中：
Figure GDA0002294920710000043
可得：
Figure GDA0002294920710000044
结合(3)(6)(7)式可以看出：在t2≤t≤t3时间段，随着t的增大，dVDRV/dt逐渐减小，即充电速度较快，驱动电压VDRV逐渐接近VIN-VTHN，实现变斜率充电。
第三阶段：VIN-VTHN<VDRV≤VIN，第一PMOS管MP1处于线性区，第一NMOS管MN1处于截止状态，只有输入端电压VIN通过第一PMOS管MP1对功率开关管进行充电即RC充电，充电速度较慢，即：
Figure GDA0002294920710000045
其中：
Figure GDA0002294920710000051
可以得到：
Figure GDA0002294920710000052
结合(9)(10)式可以看出：在t2≤t≤t3时间段，随着t的增大，dVDRV/dt逐渐减小并趋于0，充电速度较慢，驱动电压VDRV逐渐接近输入端电压VIN。
从以上的充电过程分析可以看出：只有在第一阶段输入端电压VIN将功率开关管的栅极充电至|VTHP|的过程中充电速度最快，在第二阶段输入端电压VIN将功率开关管栅极充电至VIN-VTHN过程中充电速度较快，在第三阶段输入端电压VIN将功率开关管栅极充电至接近输入端电压VIN的过程中充电速度越来越慢，驱动电压VDRV逐渐变得平缓。输入端电压VIN受电源电压的波动影响很小，且本发明利用变斜率驱动控制功率开关管的充电斜率，有效地减小了电磁干扰EMI的干扰。
在断电时，功率开关管的栅放电的示意图如图3所示。断电时，使能信号VQ为低电平，第三NMOS管MN3关断，且第一PMOS管MP1、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2管也关断。功率开关管的栅压通过电阻R将第一NPN型三极管QN1导通，第一PNP型三极管QP1、第二PNP型三极管QP2与第一NPN型三极管QN2形成正反馈，加速对功率开关管的栅源极间电容进行放电，从而克服了传统驱动电路中下拉电阻方案无法折中效率与速度的矛盾。
通过对功率开关管的栅充电过程的分析可以看出变斜率驱动有效的抑制了电磁干扰EMI，提高了芯片的安全稳定性，并且在断电时也提供了有效的关断方式，提高了系统的工作性能和可靠性。
本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (1)

1.一种变斜率驱动电路，其特征在于，包括第一NMOS管(MN1)、第二NMOS管(MN2)、第三NMOS管(MN3)、第一PMOS管(MP1)、第一NPN型三极管(QN1)、第一PNP型三极管(QP1)、第二PNP型三极管(QP2)和电阻(R)，
第三NMOS管(MN3)的栅极连接使能信号(VQ)，其漏极连接第一NPN型三极管(QN1)的基极和第一PNP型三极管(QP1)的集电极并通过电阻(R)后连接第一PNP型三极管(QP1)和第二PNP型三极管(QP2)的发射极，其源极连接第一NPN型三极管(QN1)的发射极并接地(GND)；
第一PNP型三极管(QP1)的基极连接第二PNP型三极管(QP2)的基极和第二PNP型三极管(QP2)的集电极以及第一NPN型三极管(QN1)的集电极；
第一PMOS管(MP1)的栅极连接第一逻辑信号(VE)，其源极作为所述驱动电路的输入端，其漏极连接第一NMOS管(MN1)的源极、第二NMOS管(MN2)的漏极和第一PNP型三极管(QP1)的发射极并作为所述驱动电路的输出端；
第一NMOS管(MN1)的栅极连接第二逻辑信号(VF)，其漏极连接所述驱动电路的输入端；
第二NMOS管(MN2)的栅极连接第一逻辑信号(VE)，其源极接地(GND)；
所述第一逻辑信号(VE)和第二逻辑信号(VF)互补。
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