CN111211762A - 一种高开通性能的SiC MOSFET驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高开通性能的SiC MOSFET驱动电路，该所述驱动电路包括与栅极电阻R_g相互并联的变栅极电阻辅助电路，栅极电阻R_g的一端连接到PWM驱动电路的输出端，另外一端连接到SiC MOSFET的栅极，所述的变栅极电阻辅助电路仅由R‑C电路、三极管开关器件Q、辅助电阻R_assit和二极管D₁组成。该驱动电路结构简单，不需要复杂的比较控制电路、逻辑控制电路和开关用的栅极电阻，也不需要数字处理器进行控制。与无辅助电路的SiC器件门极驱动技术相比开通速度更快、开通后电流振荡更少，能够减少开通损耗，提高系统效率与可靠性。

Description

一种高开通性能的SiC MOSFET驱动电路

技术领域

本发明属于半导体器件驱动技术领域，更具体地，涉及一种高开通性能的SiCMOSFET驱动电路。

背景技术

传统Si材料功率器件的禁带宽度较窄，阻断电压低，在能耗、工作温度以及开关频率方面都难以满足新一代功率系统的要求，成为了电力电子技术发展的瓶颈。SiC作为一种具有宽禁带、高击穿电压的新型半导体材料，其禁带宽度约为Si材料的3倍，击穿电压是Si材料的10倍以上。与传统的Si基功率器件相比，SiC MOSFET具有较高的阻断电压、较低的通态电阻、良好的导热特能、高速开断能力等优点，在电动汽车驱动、航天航空、新能源工业等应用领域拥有传统功率器件无法比拟的巨大优势。

虽然SiC MOSFET在应用中具有较多的优势，但是因为其具有非常高的开关速度，导致SiC MOSFET对驱动电路的封装、布线、线路的杂散寄生电感以及器件自身节电容非常敏感，主要体现在高电压、高功率和高开关速度的应用下，SiC MOSFET开通和关断时容易产生很高的dv/dt和di/dt，造成电流过冲、电压过冲、且具有长时间的开关振荡等问题，会显著增加器件损耗，严重影响系统的效率、电磁兼容等性能，降低系统可靠性。

为了保护SiC器件通常会采取措施抑制过电流和过电压，主要包括变驱动电阻、变驱动电压、变驱动电流和增加缓冲电路的方法，这些方法都在一定程度上抑制了电流和电压的过冲量，减小系统损耗，提高系统可靠性。

通过改变不同阶段的驱动电压控制开关速度，如发明专利(专利号CN201810581095)《基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路》、(专利号CN201610551724)《一种适用于直流固态功率控制器的SiC MOSFET渐变电平驱动电路及方法》、(专利号CN201810581095.9)《基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路》。

多驱动电阻控制法通过改变不同阶段的驱动电阻值控制开关速度，如发明专利(专利号CN201710341561.1)《一种自适应调节驱动电阻的SiC MOSFET驱动电路》、(专利号CN201810175507.9)《优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路》。

然而，目前SiC功率器件抑制电压电流过冲方法所存在的缺陷：

1)增大栅极电阻或并联栅源极电容：可以延缓电流的上升和下降时间，但增加了开关延时和米勒平台时间，使SiC MOSFET产生更大的开关损耗，影响转换器的效率。

2)使用缓冲电路：可以有效降低SiC MOSFET关断过电压，但无法降低开通过电流。此外，缓冲电路需要用到高压器件，不仅不会减小电路的损耗，反而会带来更大的附加损耗。

3)闭环式主动驱动电路：可以做到精确的控制开关过程的波形，抑制电压电流尖峰和降低开关损耗，但是实现较复杂，需要用到高速高带宽运放、D/A转换芯片和FPGA等器件，实现成本昂贵，控制延时较长。如发明专利(专利号：CN201511014563.7)《IGBT闭环主动驱动电路及其驱动方法》中有诸多比较和判断环节，容易造成驱动稳定性和延时性问题。

4)多驱动电阻控制法：在延时阶段、电流上升阶段与米勒平台阶段投切电阻控制开关速度。每一条并联支路都含有一个双向开关，由于SiC MOSFET的开关过程短暂，需要为双向开关增加更快速的驱动电路。一般采用CPLD/FPGA实现多驱动电阻控制，增加了系统的成本和复杂性。例如在(专利号CN201810175507.9)《优化碳化硅MOSFET开通波形的开环驱动电路》的开通电路和关断电路中，电阻前端都加入二极管Don和Doff，在二极管的导通时存在自身的管压降，使得驱动信号传输有所损耗，因此该专利中的设计电路对于SiCMOSFET的开通和关断速率存在一定的降低影响。且该专利设计的电路结构相对复杂，使用器件比较多，带来的电路损耗更大。

发明内容

为了解决上述现有技术中存在的问题，本发明公开了一种结构简单、易于实现的高开通性能的SiC MOSFET驱动电路，可以有效抑制开通振荡，提高开通速度。本发明电路结构创新在于给传统的SiC MOSFET驱动电路附加一个仅由R-C电路、三极管开关器件、辅助电阻以及二极管组成的变栅极电阻辅助电路，其无需额外供电电源及驱动即可提高SiCMOSFET的开通性能。

本发明公开了一种高开通性能的SiC MOSFET驱动电路，所述驱动电路包括与栅极电阻R_g相互并联的变栅极电阻辅助电路，栅极电阻R_g的一端连接到PWM驱动电路的输出端，另外一端连接到SiC MOSFET的栅极，所述的变栅极电阻辅助电路由R-C电路、三极管开关器件Q、辅助电阻R_assit和二极管D₁组成，所述R-C电路包括电阻R_d和电容C_d，所述二极管D₁的阳极连接栅极电阻R_g的一端，阴极连接到三极管开关器件Q的集电极以及电阻R_d的一端，电阻R_d的另外一端连接电容C_d的一端和三极管开关器件Q的基极，电容C_d的另外一端接地，三极管开关器件Q的发射极连接辅助电阻R_assit的一端，辅助电阻R_assit的另外一端连接栅极电阻R_g的另外一端以及SiC MOSFET的栅极。

进一步的，所述PWM驱动电路的推挽电路中的高电平V_CC为+15V电压，低电平V_EE为-4V电压。

进一步的，所述三极管开关器件Q为NPN双极型晶体管。

进一步的，所述三极管开关器件Q为NMOS晶体管。

进一步的，所述驱动电路按照如下方法工作：

SiC MOSFET的开通过程可以分为4个阶段：导通延时阶段、电流上升阶段、电压下降阶段、饱和导通阶段：

导通延时阶段t₀-t₁：栅极电流I_g给栅源极电容C_gs充电，少量的电流流过栅漏极电容C_gd，此时栅源极电压V_gs逐渐升高，当V_gs达到阈值电压V_th时，导通延时结束，在这个过程中漏源极电压V_ds和漏极电流I_d保持不变；其中，C_gd为栅漏极电容，C_gs为栅源极电容，C_ds为漏源极电容；

电流上升阶段t₁-t₂：栅源极电压V_gs继续上升至米勒电压V_miller，进入米勒平台，此时，栅极电流I_g依然为栅漏极电容Cgd和栅源极电容C_gs充电，漏极电流I_d开始上升，但漏源极电压V_ds保持不变；

电压下降阶段t₂-t₃：栅极电流I_g为栅漏极电容C_gd放电，此时的栅源极电压V_gs保持在米勒电压V_miller不变，此阶段SiC MOSFET可以通过全部的负载电流，漏源极电压V_ds开始下降；

饱和导通阶段t₃-t₄：栅源极电压V_gs离开米勒平台继续升高，栅极电流I_g再次为流经栅源极电容C_gs和栅漏极电容C_gd充电，由于栅源极电压不断升高，SiC MOSFET的导电沟道继续拓宽，漏源极间电阻R_ds逐渐减小，漏源极电压V_ds下降至一个最小值，漏极电流I_d保持不变。

进一步的，根据如下方法设计驱动电路中各元器件的参数：

辅助电阻R_assit接入驱动电路的时间由三极管开关器件Q的基极电压到达导通电压的时间t_b决定，而时间t_b略大于器件开通时漏极电流I_d上升到峰值的时间，时间t_b设定可由以下公式计算：

其中，V_assit为辅助电路电压，也是R-C电路相对于地的驱动电压，V_t为三极管的导通电压，通过调整R-C电路中的电阻R_d和电容C_d的大小可以设置时间t_b的值，使得辅助电路中的辅助电阻R_assit接入时间点可以根据实际电路进行调整；

辅助电路工作在电流峰值之后，时间t_b略大于电流上升至峰值的时间；三极管开关器件Q导通前等效栅极电阻R_gg＝栅极电阻R_g，三极管开关器件Q导通后，变栅极电阻辅助电路导通接入驱动电路中，此时辅助电阻R_assit和电阻R_g并联，辅助电阻R_assit小于电阻R_g，等效栅极电阻R_gg减小为：

此时栅极电流I_g增大为：

相对于现有技术，本发明具备如下的有益效果：本发明的驱动电路结构简单，不需要复杂的比较控制电路、逻辑控制电路和开关用的栅极电阻R_gon和R_goff，也不需要数字处理器进行控制。与无辅助电路的SiC器件门极驱动技术相比开通速度更快、开通后电流振荡更少，能够减少开通损耗，提高系统效率与可靠性。且相对于应用于IGBT等开关器件的复杂闭环驱动电路，本发明电路实现简单，具有成本优势，无需经过复杂的处理，更适用于开关速度更高的SiC MOSFET的驱动控制和驱动设计。

附图说明

为了更清楚地说明本发明或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明中高开通性能的SiC MOSFET驱动电路的连接结构图；

图2为本发明SiC MOSFET开通波形示意图，其中的图(1)～(6)依次分别为驱动信号、三极管基极电压、传统驱动电路栅极电流、本发明驱动电路栅极电流、SiC MOSFET漏极电流、SiC MOSFET栅极电压的波形图；

图3为本发明SiC MOSFET等效电路模型示意图；

图4为本发明的驱动电路在有无二极管D1情况下的关断电流、电压波形对比图。

图5为传统驱动电路和本发明驱动电路下SiC MOSFET开通电流、电压波形对比图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明进行清楚、完整地描述，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。

本发明设计的高开通性能的SiC MOSFET驱动电路适用于一般的SiC MOSFET，图1为本发明的驱动电路具体应用于SiC MOSFET的结构图。

如图1所示，本发明的驱动电路包括与栅极电阻R_g相互并联的变栅极电阻辅助电路，栅极电阻R_g的一端连接到PWM驱动电路的输出端，另外一端连接到SiC MOSFET的栅极，其中作为本发明电路改进点的变栅极电阻辅助电路包括R-C电路、开关器件、辅助电阻以及二极管，该变栅极电阻辅助电路使得本发明的电路结构简单且成本较低。由于常规的SiCMOSFET驱动电平需要正负电压两种，所以在PWM驱动电路的推挽电路中，优选高电平V_CC为+15V电压，低电平V_EE为-4V电压。

其中，所述的变栅极电阻辅助电路包括R-C电路、三极管开关器件Q、辅助电阻R_assit和二极管D₁，所述R-C电路包括电阻R_d和电容C_d，所述二极管D₁的阳极连接栅极电阻R_g的一端，阴极连接到三极管开关器件Q的集电极以及电阻R_d的一端，电阻R_d的另外一端连接电容C_d的一端和三极管开关器件Q的基极，电容C_d的另外一端接地，三极管开关器件Q的发射极连接辅助电阻R_assit的一端，辅助电阻R_assit的另外一端连接栅极电阻R_g的另外一端以及SiCMOSFET的栅极。

进一步的，所述三极管开关器件Q可以为双极型晶体管(BJT)或者MOS管(FET)，可优选为NPN双极型晶体管，从而使得该开关器件更容易开通。

为使得辅助电路工作后，辅助电阻R_assit与电阻R_g并联的等效栅极电阻更小，需要把辅助电阻的组值设置为等于或小于电阻R_g，具体辅助电阻值的设定需要根据SiC MOSFET直流侧电压大小以及工作频率来确定(如果直流电压越大，则需要设定更小的电阻值来抑制导通后的电流振荡)。所述辅助电阻R_assit的阻值小于电阻R_g阻值。

此外，本发明的电路中在R_g的一端与变栅极电阻辅助电路的输入端之间串联一个二极管D₁，其目的是为了阻断负向关断电平以及抑制开通过程中电压振荡对开关器件导通的影响，同时对关断过程中的电压振荡也起到一定的抑制作用。如图4所示，其分别是不加入二极管D₁和加入二极管D₁的关断电压仿真波形对比图，因为二极管具有单向导通的特性，且由于驱动电路中存在寄生电感的原因，导致在关断过程中，负关断信号会出现正负之间的振荡，而正干扰信号会通过二极管到达R-C电路，此时R-C电路起到滤波的作用(三极管开关器件Q始终没有开通)，将关断信号中的正电压干扰信号滤除，使得关断的驱动信号波形得到改善，有效抑制了关断过程中漏源极电压V_ds的峰值和振荡。

在SiC MOSFET进行开通时，导通驱动信号分别同时流入栅极电阻R_g和变栅极电阻辅助电路，流经电阻R_g的驱动信号先作用在SiC MOSFET上。流入辅助电路的驱动信号经过首先经过二极管D₁，再分别流入三极管的集电极和R-C电路，流经R-C电路时先对电容C_d进行充电，充电过程中三极管的基极电位慢慢上升，在一定时间后电压大于三极管导通电压V_t，使得三极管的集电极和发射极导通，形成辅助电阻R_assit与电阻R_g并联的状态，并联后的SiCMOSFET的等效栅极电阻R_gg减小，栅极电流再次提升，而此时SiC MOSFET开通正处于米勒平台阶段，并入的辅助电阻能够有效提升栅极电流，缩短开通阶段的米勒效应影响时间，达到抑制漏极电流I_d振荡，加快开通速度的效果。

为了进一步阐述电路的工作原理，以下对使用该驱动电路的SiC MOSFET管的工作方法和情况作出如下阐述：

SiC MOSFET的开通过程可以分为4个阶段：导通延时阶段、电流上升阶段、电压下降阶段、饱和导通阶段，如图2的t₀-t₄所示。图3为SiC MOSFET等效电路模型，其中C_gd为栅漏极电容，C_gs为栅源极电容，C_ds为漏源极电容。

导通延时阶段(t₀-t₁)：栅极电流I_g给栅源极电容C_gs充电，少量的电流流过栅漏极电容C_gd，此时栅源极电压V_gs逐渐升高，当V_gs达到阈值电压V_th时，导通延时结束，在这个过程中漏源极电压V_ds和漏极电流I_d保持不变。

电流上升阶段(t₁-t₂)：栅源极电压V_gs继续上升至米勒电压V_miller，进入米勒平台，此时，栅极电流I_g依然为栅漏极电容Cgd和栅源极电容C_gs充电，漏极电流I_d开始上升，但漏源极电压V_ds保持不变。

电压下降阶段(t₂-t₃)：栅极电流I_g为栅漏极电容C_gd放电，此时的栅源极电压V_gs保持在米勒电压V_miller不变(即V_gs＝V_miller)，此阶段SiC MOSFET可以通过全部的负载电流，漏源极电压V_ds开始下降。

饱和导通阶段(t₃-t₄)：栅源极电压V_gs离开米勒平台继续升高，栅极电流I_g再次为流经栅源极电容C_gs和栅漏极电容C_gd充电，由于栅源极电压不断升高，SiC MOSFET的导电沟道继续拓宽，漏源极间电阻R_ds逐渐减小，漏源极电压V_ds下降至一个最小值，漏极电流I_d保持不变。

SiC MOSFET理想的导通过程是：

1)在导通延时阶段具有较大的驱动电流，可以缩短导通延时时间；在电流上升阶段有较小的驱动电流以减小电流变化率，抑制过冲电流；

2)在电压下降阶段以及饱和导通阶段再次具有较大的驱动电流，加快栅源极电容C_gs和栅漏极电容C_gd充电速度，缩短栅源极电压处于米勒平台的时间，降低米勒效应的影响，抑制导通后电流电压振荡，加快开关速度。

因此，本发明的变栅极电阻辅助电路可以在电压下降阶段和饱和导通阶段减小栅极电阻，增加一路电流使得栅极电流增加，达到抑制导通电流振荡，提高系统可靠性，减小损耗的目的，其结构简单且成本较低。

为进一步阐述本发明驱动电路的优点，以下对变栅极电阻辅助电路工作原理作出如下说明和分析：

首先，导通电压信号由零电压上升到V_CC，驱动信号分成两路，一路电压流经电阻R_g作用在SiC MOSFET栅极，另一路电压经过二极管D₁流入辅助电路。经过电阻R_g的驱动电压首先对SiC MOSFET的栅源极电容C_gs和栅漏极电容C_gd充电，当栅源极电压V_gs高于阈值电压V_th时，漏极电流I_d开始上升。当漏极电流达到峰值电流时，栅源极电压V_gs到达米勒平台，漏源极电压开始下降。

流入辅助电路的驱动信号先对R-C电路中的电容C_d进行充电，充电过程中三极管的基极电压V_gg慢慢上升，经过一定时间t_b后，电压达到三极管导通电压V_t后三极管被导通，与三极管发射集串联的辅助电阻R_assit接入SiC MOSFET驱动电路和电阻R_g形成并联关系，改变了SiC MOSFET驱动电路的栅极电阻，此时SiC MOSFET正处于米勒平台阶段，漏极电流I_d处于峰值之后的振荡阶段，辅助电路的接入使得栅极电阻减小，驱动电流增大，抑制了漏极电流I_d的振荡时间，加快的开通速度。在这之中，辅助电阻接入驱动电路的时间由三极管Q基极电压到达导通电压的时间t_b决定，而时间t_b略大于器件开通时漏极电流I_d上升到峰值的时间。时间t_b设定可由以下公式计算：

其中电阻R_d一端和电容C_d相连，电容另一端接地，V_assit为辅助电路电压，也是R-C电路相对于地的驱动电压，V_t为三极管的导通电压。通过调整R-C电路中的电阻R_d和电容C_d的大小可以设置时间t_b的值，使得辅助电路中的辅助电阻R_assit接入时间点可以根据实际电路进行调整。

辅助电路工作在电流峰值之后，时间t_b略大于电流上升至峰值的时间。三极管Q导通前等效栅极电阻R_gg＝栅极电阻R_g，三极管Q导通后，辅助电路导通接入驱动电路中，此时辅助电阻R_assit和电阻R_g并联，辅助电阻R_assit小于电阻R_g，等效栅极电阻R_gg减小为：

此时栅极电流I_g增大为：

由图2的波形图可以看出，辅助电路接通时，栅源极电压V_gs正处于米勒平台，辅助电路的接入后改变了栅极电阻，使得栅极电流有所增大，加快了栅源极电容C_gs和栅漏极电容C_gd充电速度，极大的缩减了米勒平台作用时间，栅源极电压V_gs继续上升时间提前，漏源极电压V_ds下降速度增加，减小了开通电流达到峰值后振荡的时间。

图5为传统SiC MOSFET驱动电路和变栅极电阻辅助电路后的驱动电路在LTspice上的仿真波形图，通过观察SiC MOSFET开通时电流电压变化和振荡情况可以发现，加入变栅极电阻辅助电路后的驱动电路电流振荡周期更短，器件开通速度更快。

需要强调的是，本发明的带有R-C电路、三极管开关器件Q、辅助电阻R_assit和二极管D₁的变栅极电阻辅助电路通过与R_g并联后，可以在电压下降阶段和饱和导通阶段减小栅极电阻，增加一路电流使得栅极电流增加，达到抑制导通电流振荡，提高系统可靠性，减小损耗的目的，且其最重要的是其能够使得驱动电路结构简单且能减少硬件成本。

最后说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (6)

1.一种高开通性能的SiC MOSFET驱动电路，其特征在于，所述驱动电路包括与栅极电阻R_g相互并联的变栅极电阻辅助电路，栅极电阻R_g的一端连接到PWM驱动电路的输出端，另外一端连接到SiC MOSFET的栅极，所述的变栅极电阻辅助电路由R-C电路、三极管开关器件Q、辅助电阻R_assit和二极管D₁组成，所述R-C电路包括电阻R_d和电容C_d，所述二极管D₁的阳极连接栅极电阻R_g的一端，阴极连接到三极管开关器件Q的集电极以及电阻R_d的一端，电阻R_d的另外一端连接电容C_d的一端和三极管开关器件Q的基极，电容C_d的另外一端接地，三极管开关器件Q的发射极连接辅助电阻R_assit的一端，辅助电阻R_assit的另外一端连接栅极电阻R_g的另外一端以及SiC MOSFET的栅极。

2.根据权利要求1所述的高开通性能的SiC MOSFET驱动电路，其特征在于，所述PWM驱动电路的推挽电路中的高电平V_CC为+15V电压，低电平V_EE为-4V电压。

3.根据权利要求1或2所述的高开通性能的SiC MOSFET驱动电路，其特征在于，所述三极管开关器件Q为NPN双极型晶体管。

4.根据权利要求1或2所述的高开通性能的SiC MOSFET驱动电路，其特征在于，所述三极管开关器件Q为NMOS晶体管。

5.根据权利要求1所述的高开通性能的SiC MOSFET驱动电路，其特征在于，所述驱动电路按照如下方法工作：

SiC MOSFET的开通过程可以分为4个阶段：导通延时阶段、电流上升阶段、电压下降阶段、饱和导通阶段：

导通延时阶段t₀-t₁：栅极电流I_g给栅源极电容C_gs充电，少量的电流流过栅漏极电容C_gd，此时栅源极电压V_gs逐渐升高，当V_gs达到阈值电压V_th时，导通延时结束，在这个过程中漏源极电压V_ds和漏极电流I_d保持不变；其中，C_gd为栅漏极电容，C_gs为栅源极电容，C_ds为漏源极电容；

电流上升阶段t₁-t₂：栅源极电压V_gs继续上升至米勒电压V_miller，进入米勒平台，此时，栅极电流I_g依然为栅漏极电容Cgd和栅源极电容C_gs充电，漏极电流I_d开始上升，但漏源极电压V_ds保持不变；

电压下降阶段t₂-t₃：栅极电流I_g为栅漏极电容C_gd放电，此时的栅源极电压V_gs保持在米勒电压V_miller不变，此阶段SiC MOSFET可以通过全部的负载电流，漏源极电压V_ds开始下降。

饱和导通阶段t₃-t₄：栅源极电压V_gs离开米勒平台继续升高，栅极电流I_g再次为流经栅源极电容C_gs和栅漏极电容C_gd充电，由于栅源极电压不断升高，SiC MOSFET的导电沟道继续拓宽，漏源极间电阻R_ds逐渐减小，漏源极电压V_ds下降至一个最小值，漏极电流I_d保持不变。

6.根据权利要求1或5所述的高开通性能的SiC MOSFET驱动电路，其特征在于，根据如下方法设计驱动电路中各元器件的参数：

辅助电阻R_assit接入驱动电路的时间由三极管开关器件Q的基极电压到达导通电压的时间t_b决定，而时间t_b略大于器件开通时漏极电流I_d上升到峰值的时间，时间t_b设定可由以下公式计算：

其中，V_assit为辅助电路电压，也是R-C电路相对于地的驱动电压，V_t为三极管的导通电压，通过调整R-C电路中的电阻R_d和电容C_d的大小可以设置时间t_b的值，使得辅助电路中的辅助电阻R_assit接入时间点可以根据实际电路进行调整。

辅助电路工作在电流峰值之后，时间t_b略大于电流上升至峰值的时间；三极管开关器件Q导通前等效栅极电阻R_gg＝栅极电阻R_g，三极管开关器件Q导通后，变栅极电阻辅助电路导通接入驱动电路中，此时辅助电阻R_assit和电阻R_g并联，辅助电阻R_assit小于电阻R_g，等效栅极电阻R_gg减小为：

此时栅极电流I_g增大为：

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