CN108768367A - 基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路 - Google Patents

基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路 Download PDF

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Abstract

本发明提供的一种基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路，包括开通电路、关断电路、栅极升压电路以及直流电压源VCC；所述开通电路，其输入端与直流电压源VCC的输出端连接，用于向SiC MOSFET的栅极输入驱动电压信号；关断电路，其输出端与直流电压源VCC的输出端连接，输入端与SiC MOSFET的栅极连接，用于对导通的SiC MOSFET进行关断；栅极升压电路，其输入端与直流电压源VCC的输出端连接，其输出端与SiC MOSFET的栅极连接，用于向SiC MOSFET输出延时电压信号并与驱动电压叠加并驱动SiC MOSFET导通；通过上述结构，能够有效降低SiC MOSFET的开通过冲电流，从而确保SiC MOSFET的开关速度的同时，并且能够有效提升SiC MOSFET的开关频率，并且还能够有效降低开关损耗。

Description

基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路
技术领域
本发明涉及一种驱动电路，尤其涉及一种基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路。
背景技术
SiC MOSFET是碳化硅金属-氧化物半导体场效应晶体管的英文缩写，由于SiC材料作为一种宽带隙半导体材料，具有宽带禁带大、击穿电压高、热导率高等良好的物理化学性质。近几年，随着SiC材料的日益成熟，SiC器件在电力电子领域的应用已经引起了广泛的关注。其中，SiC MOSFET以其耐压高和高开关频率受到了研究者的青睐；然而，开关速度越快，开通过冲电流越大，回路中寄生电感和器件内部结电容振荡越严重，从而限制了开关频率的提升。
目前，降低开通过冲电流的主要方法是降低开关速度，一种方法是增大栅极电阻，降低开关速度，这种方法简易可行，但会进一步增加开通延迟时间和开关损耗。另一种方法是给器件加入R-C缓冲电路，这种缓冲电路可以显著抑制关断电压过冲，但在器件开通时存储在外加电容中的能量会通过器件沟道释放，增加开通过冲电流，增加开通损耗。最后一种方法是将主功率回路的寄生电感与R-L阻尼电路中的电感进行耦合，减小回路中寄生电感的影响，但这种方法复杂、不易实现。
因此，为了解决上述技术问题，亟需提出一种新的SiC MOSFET驱动电路。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是提供一种基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路，能够有效降低SiC MOSFET的开通过冲电流，从而确保SiC MOSFET的开关速度的同时，并且能够有效提升SiC MOSFET的开关频率，并且还能够有效降低开关损耗。
本发明提供的一种基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路，包括开通电路、关断电路、栅极升压电路以及直流电压源VCC；
所述直流电压源VCC，由外部控制器输出的PWM信号控制在开通SiC MOSFET时输出正直流电压且在关断SiC MOSFET时输出负的直流电压；
所述开通电路，其输入端与直流电压源VCC的输出端连接，用于向SiC MOSFET的栅极输入驱动电压信号；
关断电路，其输出端与直流电压源VCC的输出端连接，输入端与SiC MOSFET的栅极连接，用于对导通的SiC MOSFET进行关断；
栅极升压电路，其输入端与直流电压源VCC的输出端连接，其输出端与SiC MOSFET的栅极连接，用于向SiC MOSFET输出延时电压信号并与驱动电压叠加并驱动SiC MOSFET导通。
进一步，所述开通电路包括二极管Dgon以及电阻Rgon；
所述二极管Dgon的正极与直流电压源VCC的输出端连接，二极管Dgon的负极与电阻Rgon的一端连接，电阻Rgon的另一端与SiC MOSFET的栅极连接。
进一步，所述关断电路包括二极管Dgoff和电阻Rgoff；
所述二极管Dgoff的负极连接于直流电压源VCC的输出端连接，二极管Dgoff的正极通过电阻Rgoff连接于SiC MOSFET的栅极。
进一步，所述栅极升压电路包括延时电路和升压电路；
所述延时电路包括电阻R1、电阻R2以及电容Cbst；其中，电阻R1的阻值小于电阻R2的阻值；
所述升压电路包括电阻Rbst以及晶体管Qbst；
所述电阻R2的一端连接于二极管Dgon的负极，电阻R2的另一端通过电阻R1接地，电阻R1和电阻R2之间的公共连接点与晶体管Qbst的栅极连接，电容Cbst的一端连接于电阻R1和电阻R2之间的公共连接点，电容Cbst的另一端连接于电阻R2和直流电压源VCC之间的公共连接点；晶体管Qbst的漏极与电阻R2和二极管Dgon负极的公共连接点连接；晶体管Qbst的源极通过电阻Rbst与SiC MOSFET的栅极连接。
进一步，所述SiC MOSFET驱动电路按照如下方法工作：
将SiC MOSFET从开始导通到关断划分为5个时段：t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4以及t4-t5；
在t0-t1时段内，外部控制器向直流电压源VCC输入开通的PWM控制信号，直流电压源VCC输出20V正电压，二极管Dgon导通且二极管Dgoff截止，此时向SiC MOSFET栅极的供电电流Ig对SiC MOSFET的栅源结间的分布电容CGS充电，直到电容CGS两端的电压Vgs等于SiCMOSFET栅极的阈值电压Vth，此时，晶体管Qbst的栅漏结间的分布电容Cgbst以及电容Cbst同样在充电过程中且进行充电延时，晶体管Qbst不导通；延时电路的延时时长大于SiC MOSFET的栅源结间的分布电容CGS的延时时长；
在t1-t2时段内，SiC MOSFET开始导通，并且SiC MOSFET的漏极电流Id逐渐增大直至峰值，电容CGS继续被充电，电压Vgs继续增大，并且电流Ig逐渐减小，此时电容Cbst仍然在充电过程中且进行充电延时，晶体管Qbst不导通；
在t2-t3时段内，电容Cbst两端的电压等于直流电压源VCC的输出电压，此时，延时电路的延时结束，电阻R1和电阻R2之间的公共连接点输出驱动电压信号至晶体管Qbst的栅极且晶体管Qbst导通，栅极升压电路向SiC MOSFET栅极输入出电流Igbst，电流Igbst和电流Ig叠加继续向电容CGS充电，此时，电压Vgs迅速增加使SiC MOSFET快速导通；
在t3-t4时段内，电流Ig继续向电容CGS充电，使电容CGS充电达到饱和；
在t4-t5时段内；由外部控制器向直流电压源VCC输出关断的PWM控制信号，直流电压源VCC输出-5V的负电压，此时，二极管Dgon截止且二极管Dgoff导通；电容CGS通过电阻Rgoff和二极管Dgoff进行放电，直至电压Vgs小于阈值电压Vth，SiC MOSFET被关断。
进一步，所述SiC MOSFET的栅极和漏极之间设置有电容CGD；SiC MOSFET的栅极和漏极之间设置有电容CDS；
根据如下方法选择驱动电路中各元器件的参数：延时电路的延时时长tdbst与t0-t1的时长td(on)和t1-t2的时长tr(i)之和具有如下约束关系：
tdbst≥td(on)+tr(i)；
其中：延时电路的延时时长tdbst通过如下公式计算：
其中，τbst为延时电路的时间常数，VCC为直流电压源Vcc的输出电压；Vthbst为晶体管Qbst的导通阈值电压；其中：τbst＝R1x(Cbst+Cgbst)；Cgbst为晶体管Qbst的栅漏结间的分布电容；
t0-t1时段的时长td(on)通过如下公式计算：
t1-t2时段的时长tr(i)通过如下公式计算：
其中，Vgp为米勒平台电压；
并且阈值电压Vth满足如下条件：
其中，Cgbst为晶体管Qbst的栅漏结间的分布电容，Cdbst为晶体管Qbst的栅源结间的分布电容，Cobst为晶体管Qbst的漏源结间的分布电容，CGS为SiC MOSFET的栅源结间的分布电容。
本发明的有益效果：通过本发明，能够有效降低SiC MOSFET的开通过冲电流，从而确保SiC MOSFET的开关速度的同时，并且能够有效提升SiC MOSFET的开关频率，并且还能够有效降低开关损耗。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明作进一步描述：
图1本发明的电路结构示意图。
图2为图1中的具体电路原理图。
图3为本发明的SiC MOSFET各时段的电压电流波形图。
具体实施方式
以下结合说明书附图对本发明做出进一步详细说明，如图所示：
本发明提供的一种基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路，包括开通电路、关断电路、栅极升压电路以及直流电压源VCC；
所述直流电压源VCC，由外部控制器输出的PWM信号控制在开通SiC MOSFET时输出正直流电压且在关断SiC MOSFET时输出负的直流电压；
所述开通电路，其输入端与直流电压源VCC的输出端连接，用于向SiC MOSFET的栅极输入驱动电压信号；
关断电路，其输出端与直流电压源VCC的输出端连接，输入端与SiC MOSFET的栅极连接，用于对导通的SiC MOSFET进行关断；
栅极升压电路，其输入端与直流电压源VCC的输出端连接，其输出端与SiC MOSFET的栅极连接，用于向SiC MOSFET输出延时电压信号并与驱动电压叠加并驱动SiC MOSFET导通；通过上述结构，能够有效降低SiC MOSFET的开通过冲电流，从而确保SiC MOSFET的开关速度的同时，并且能够有效提升SiC MOSFET的开关频率，并且还能够有效降低开关损耗。
本实施例中，所述开通电路包括二极管Dgon以及电阻Rgon；
所述二极管Dgon的正极与直流电压源VCC的输出端连接，二极管Dgon的负极与电阻Rgon的一端连接，电阻Rgon的另一端与SiC MOSFET的栅极连接，通过这种结构，能够向SiCMOSFET的栅极输出稳定的电流Ig。
本实施例中，所述关断电路包括二极管Dgoff和电阻Rgoff；
所述二极管Dgoff的负极连接于直流电压源VCC的输出端连接，二极管Dgoff的正极通过电阻Rgoff连接于SiC MOSFET的栅极，通过这种结构，能够有效确保SiC MOSFET被可靠关断。
本实施例中，所述栅极升压电路包括延时电路和升压电路；
所述延时电路包括电阻R1、电阻R2以及电容Cbst；其中，电阻R1的阻值小于电阻R2的阻值；
所述升压电路包括电阻Rbst以及晶体管Qbst；
所述电阻R2的一端连接于二极管Dgon的负极，电阻R2的另一端通过电阻R1接地，电阻R1和电阻R2之间的公共连接点与晶体管Qbst的栅极连接，电容Cbst的一端连接于电阻R1和电阻R2之间的公共连接点，电容Cbst的另一端连接于电阻R2和直流电压源VCC之间的公共连接点；晶体管Qbst的漏极与电阻R2和二极管Dgon负极的公共连接点连接；晶体管Qbst的源极通过电阻Rbst与SiC MOSFET的栅极连接。
具体地，所述SiC MOSFET驱动电路按照如下方法工作：
将SiC MOSFET从开始导通到关断划分为5个时段：t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4以及t4-t5；
在t0-t1时段内，外部控制器向直流电压源VCC输入开通的PWM控制信号，直流电压源VCC输出20V正电压，二极管Dgon导通且二极管Dgoff截止，此时向SiC MOSFET栅极的供电电流Ig对SiC MOSFET的栅源结间的分布电容CGS充电，直到电容CGS两端的电压Vgs等于SiCMOSFET栅极的阈值电压Vth，此时，晶体管Qbst的栅漏结间的分布电容Cgbst以及电容Cbst同样在充电过程中且进行充电延时，晶体管Qbst不导通；延时电路的延时时长大于SiC MOSFET的栅源结间的分布电容CGS的延时时长；
在t1-t2时段内，SiC MOSFET开始导通，并且SiC MOSFET的漏极电流Id逐渐增大直至峰值，电容CGS继续被充电，电压Vgs继续增大，并且电流Ig逐渐减小，此时电容Cbst仍然在充电过程中且进行充电延时，晶体管Qbst不导通；在上述过程中，电压Vgs的增大始终保持在一个较小的电流状态下，从而有效降低了开通过冲电流；
在t2-t3时段内，电容Cbst两端的电压等于直流电压源VCC的输出电压，此时，延时电路的延时结束，电阻R1和电阻R2之间的公共连接点输出驱动电压信号至晶体管Qbst的栅极且晶体管Qbst导通，栅极升压电路向SiC MOSFET栅极输入出电流Igbst，电流Igbst和电流Ig叠加继续向电容CGS充电，此时，电压Vgs迅速增加使SiC MOSFET快速导通；从而使得SiC MOSFET的漏源之间的电压Vds下降速度更快，使得SiC MOSFET的导通时间缩短，降低了开关损耗在t3-t4时段内，电流Ig继续向电容CGS充电，使电容CGS充电达到饱和；并且，SiC MOSFET保持于导通状态；
在t4-t5时段内；由外部控制器向直流电压源VCC输出关断的PWM控制信号，直流电压源VCC输出-5V的负电压，此时，二极管Dgon截止且二极管Dgoff导通；电容CGS通过电阻Rgoff和二极管Dgoff进行放电，直至电压Vgs小于阈值电压Vth，SiC MOSFET被关断。
根据如下方法选择驱动电路中各元器件的参数：延时电路的延时时长tdbst与t0-t1的时长td(on)和t1-t2的时长tr(i)之和具有如下约束关系：
tdbst≥td(on)+tr(i)；
其中：延时电路的延时时长tdbst通过如下公式计算：
其中，τbst为延时电路的时间常数，VCC为直流电压源Vcc的输出电压；Vthbst为晶体管Qbst的导通阈值电压；其中：τbst＝R1×(Cbst+Cgbst)；Cgbst为晶体管Qbst的栅漏结间的分布电容；
t0-t1时段的时长td(on)通过如下公式计算：
t1-t2时段的时长tr(i)通过如下公式计算：
其中，Vgp为米勒平台电压；
并且阈值电压Vth满足如下条件：
其中，Cgbst为晶体管Qbst的栅漏结间的分布电容，Cdbst为晶体管Qbst的栅源结间的分布电容，Cobst为晶体管Qbst的漏源结间的分布电容，CGS为SiC MOSFET的栅源结间的分布电容，CGD为SiC MOSFET的栅漏结间的分布电容，CDS为SiC MOSFET的漏源结间的分布电容，通过这种方法所筛选的元件，能够有效防止流入SiC MOSFET的栅极电流Ig过大，损坏器件。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (6)

1.一种基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路，其特征在于：包括开通电路、关断电路、栅极升压电路以及直流电压源VCC；
所述直流电压源VCC，由外部控制器输出的PWM信号控制在开通SiC MOSFET时输出正直流电压且在关断SiC MOSFET时输出负的直流电压；
所述开通电路，其输入端与直流电压源VCC的输出端连接，用于向SiC MOSFET的栅极输入驱动电压信号；
关断电路，其输出端与直流电压源VCC的输出端连接，输入端与SiC MOSFET的栅极连接，用于对导通的SiC MOSFET进行关断；
栅极升压电路，其输入端与直流电压源VCC的输出端连接，其输出端与SiC MOSFET的栅极连接，用于向SiC MOSFET输出延时电压信号并与驱动电压叠加并驱动SiC MOSFET导通。
2.根据权利要求1所述基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路，其特征在于：所述开通电路包括二极管Dgon以及电阻Rgon；
所述二极管Dgon的正极与直流电压源VCC的输出端连接，二极管Dgon的负极与电阻Rgon的一端连接，电阻Rgon的另一端与SiC MOSFET的栅极连接。
3.根据权利要求2所述基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路，其特征在于：所述关断电路包括二极管Dgoff和电阻Rgoff；
所述二极管Dgoff的负极连接于直流电压源VCC的输出端连接，二极管Dgoff的正极通过电阻Rgoff连接于SiC MOSFET的栅极。
4.根据权利要求2所述基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路，其特征在于：所述栅极升压电路包括延时电路和升压电路；
所述延时电路包括电阻R1、电阻R2以及电容Cbst；其中，电阻R1的阻值小于电阻R2的阻值；
所述升压电路包括电阻Rbst以及晶体管Qbst；
所述电阻R2的一端连接于二极管Dgon的负极，电阻R2的另一端通过电阻R1接地，电阻R1和电阻R2之间的公共连接点与晶体管Qbst的栅极连接，电容Cbst的一端连接于电阻R1和电阻R2之间的公共连接点，电容Cbst的另一端连接于电阻R2和直流电压源VCC之间的公共连接点；晶体管Qbst的漏极与电阻R2和二极管Dgon负极的公共连接点连接；晶体管Qbst的源极通过电阻Rbst与SiCMOSFET的栅极连接。
5.根据权利要求4所述基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路，其特征在于：所述SiCMOSFET驱动电路按照如下方法工作：
将SiC MOSFET从开始导通到关断划分为5个时段：t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4以及t4-t5；
在t0-t1时段内，外部控制器向直流电压源VCC输入开通的PWM控制信号，直流电压源VCC输出20V正电压，二极管Dgon导通且二极管Dgoff截止，此时向SiC MOSFET栅极的供电电流Ig对SiC MOSFET的栅源结间的分布电容CGS充电，直到电容CGS两端的电压Vgs等于SiCMOSFET栅极的阈值电压Vth，此时，晶体管Qbst的栅漏结间的分布电容Cgbst以及电容Cbst同样在充电过程中且进行充电延时，晶体管Qbst不导通；延时电路的延时时长大于SiCMOSFET的栅源结间的分布电容CGS的延时时长；
在t1-t2时段内，SiC MOSFET开始导通，并且SiC MOSFET的漏极电流Id逐渐增大直至峰值，电容CGS继续被充电，电压Vgs继续增大，并且电流Ig逐渐减小，此时电容Cbst仍然在充电过程中且进行充电延时，晶体管Qbst不导通；
在t2-t3时段内，电容Cbst两端的电压等于直流电压源VCC的输出电压，此时，延时电路的延时结束，电阻R1和电阻R2之间的公共连接点输出驱动电压信号至晶体管Qbst的栅极且晶体管Qbst导通，栅极升压电路向SiC MOSFET栅极输入出电流Igbst，电流Igbst和电流Ig叠加继续向电容CGS充电，此时，电压Vgs迅速增加使SiC MOSFET快速导通；
在t3-t4时段内，电流Ig继续向电容CGS充电，使电容CGS充电达到饱和；
在t4-t5时段内；由外部控制器向直流电压源VCC输出关断的PWM控制信号，直流电压源VCC输出-5V的负电压，此时，二极管Dgon截止且二极管Dgoff导通；电容CGS通过电阻Rgoff和二极管Dgoff进行放电，直至电压Vgs小于阈值电压Vth，SiC MOSFET被关断。
6.根据权利要求5所述基于栅极升压的SiC MOSFET驱动电路，其特征在于：
根据如下方法选择驱动电路中各元器件的参数：延时电路的延时时长tdbst与t0-t1的时长td(on)和t1-t2的时长tr(i)之和具有如下约束关系：
tdbst≥td(on)+tr(i)；
其中：延时电路的延时时长tdbst通过如下公式计算：
其中，τbst为延时电路的时间常数，VCC为直流电压源Vcc的输出电压；Vthbst为晶体管Qbst的导通阈值电压；其中：τbst＝R1×(Cbst+Cgbst)；Cgbst为晶体管Qbst的栅漏结间的分布电容；
t0-t1时段的时长td(on)通过如下公式计算：
t1-t2时段的时长tr(i)通过如下公式计算：
其中，Vgp为米勒平台电压；
并且阈值电压Vth满足如下条件：
其中，Cgbst为晶体管Qbst的栅漏结间的分布电容，Cdbst为晶体管Qbst的栅源结间的分布电容，Cobst为晶体管Qbst的漏源结间的分布电容，CGS为SiC MOSFET的栅源结间的分布电容。
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