CN1078949C - 减轻脉冲多普勒雷达中距离一多普勒模糊的设备和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于消除脉冲多普勒雷达系统中多普勒频移模糊的方法和设备，提供用周期性波形(13)调制的辐射信号(11)，所述波形的一个周期中具有多个脉冲，脉冲间的间隔不相等.把雷达目标回波用多个延迟时间进行自相关(31)。展开(35)算得的(33)自相关函数的辐角θ_ci。对于每个k值展开的相位角和点(O，O)是相位角对延迟时间的直线的平均最小二乘拟合。确定偏离每条直线的相位角均方根误差(39)，选中具最小RMS误差的直线的斜率作为从中提取目标速度的多普勒频移。

Description

减轻脉冲多普勒雷达中距离 多普勒模糊的设备和方法

技术领域

本发明涉及脉冲多普勒雷达系统，尤其涉及消除这些雷达系统中的距离和多普勒模糊。

背景技术

脉冲多普勒雷达系统有一严重的性能缺陷，该缺陷叫做脉冲多普勒困境(plusepoppler dilemma)，它是由脉冲重复频率与可测不模糊距离和多普勒频率之间的关系引起的。此缺陷限制了用脉冲多普勒雷达系统获得的气象参数测量的数据质量。

众所周知，脉冲雷达系统通过测量雷达脉冲的发射和后续的该脉冲目标后散射的接收之间经过的时间来确定目标的距离，该经过时间是t＝(2R)/C，这里R是目标的距离，而C是光速，对于气象雷达系统该距离是大气容积(atmosphericvolume)。因为接收机不能区别来自最近发射脉冲目标的回波和来自更早发射脉冲的另一个目标的回波，所以由不模糊接收机接收获得的最大不模糊时间是相继脉冲发射之间的时间。这样，最大不模糊距离是R_max＝(CT)/2，T是脉冲间发射的间隔。众所周知，脉冲多普勒雷达系统通过测量接收到的后散射脉冲序列辐射频谱的谱线的多普勒频移来确定目标的相对速度。通过以给定的重复频率发射一脉冲序列来建立该系统中的谱线。这些谱线之间的频率间隔等于脉冲序列的重复频率，即等于(1/T)。当目标(后散射物)沿引起目标和发射机之间径向距离减小(接近目标，(closing target))的方向移动时，谱线的频率增加为f_DC＝(2V_c)/λ，λ是辐射波的波长。相反，当目标沿引起目标和发射机增加径向距离增加(远离目标openingtarget)的方向移动时，谱线频率减小f_DO＝-(2V_o)/λ。在此脉冲多普勒雷达系统中，选取第n条谱线作为基准，并测量在频带中该谱线和相邻两条谱线(n-1和n＝1)之间的多普勒频移，以获得目标的速度。如接着的详细说明，谱线的1/T间隔限制多普勒频移谱线f_n不模糊测量到频带f_n±1/(2T)。结果，可测得的最大不模糊速度V_max为

V_max＝±λ/(4T)

也可应用公知的抽样理论获得该结果，如抽样理论所述，必须以不大于1/(2f_D)的抽样时间间隔来测量连续检测到的雷达信号，以不模糊地测量f_D。如果f_D是最大的不模糊可检测到的目标速度，则可得出对T＝1/f_D的脉冲间间隔可测得的最大不模糊可测目标速度V_max为V_max＝±λ/(4T)。

这样，很明显可用脉冲多普勒雷达系统测得的最大不模糊距离随脉冲间间隔的增加而增加，而可测得的最大不模糊速度随脉冲间间隔的减小而减小。在许多例子中，将用脉冲多普勒雷达系统测量的不模糊速度所需的脉冲间间隔太短，从而不能提供所需的最大不模糊距离测量。

把最大距离表达式R_max乘以最大速度表达式V_max，得到公知的“脉冲多普勒困境”

R_maxV_max＝(Cλ)/8

在图1中示出工作在3GHz的脉冲多普勒雷达的该困境。

因为由脉冲发射及其回波接收之间经过的时间来确定目标的距离，所以从超出C/(2T)距离处目标返回的先前发射的脉冲的回波出现在位于最近发射的脉冲距离间隔中的距离位置处。此情形称为是“距离折叠”(range folding)，并在图2和3中示出。

在图2中示出一脉冲序列，该脉冲序列具有足够长的脉冲间间隔，以允许在后续脉冲发射前来自所有感兴趣的距离处目标的已发射脉冲的雷达回波。如图所示，在后续脉冲T_S2发射前接收到在三个不同距离处目标的已发射脉冲T_S1的目标回波RS₁₁、R_S12和R_S13。同样地，在后续脉冲发射前，也分别接收到在相同的三个不同距离处的脉冲发射T_S2和T_S3的回波R_S21、R_S22和R_S23，以及R_S31、R_S32和R_S33。这样，可不模糊地确定三个目标的距离。

如图3所示，当脉冲重复频率增加时，不能明确地确定相同的三个不同距离处目标的距离。在图中示出以更高脉冲重复频率发射脉冲T_Fn获得的来自相同的三个不同距离处目标的信号回波(R_Fn1，R_Fn2，R_Fn3；n＝1，2，3，4)。在发射了T_F1后，在第二个脉冲T_F2发射前接收到从第一距离处的目标的信号回波(R_F11)。然而，在脉冲T_F2发射前未接收到信号回波R_F12和R_F13。在脉冲T_F2和T_F3发射之间的间隔内接收到信号回波R_F12，而在脉冲T_F3和T_F4发射之间的间隔内接收到信号回波R_F13。同样地，在脉冲T_F2和T_F3发射之间的间隔内接收到信号回波R_F21，在脉冲发射T_F3和T_F4之间的间隔内接收到信号回波R_F22，而在脉冲发射T_F4和T_F5之间的间隔内接收到信号回波R_F23。这样，在脉冲发射T_F2和T_F3之间的间隔内接收到两个信号回波，而在T_F3和T_F4之间的间隔和所有其它脉冲间间隔内接收到三个信号回波。虽然在T_F3和T_F4之间的间隔和所有的后续脉冲间间隔内出现来自三个目标的回波，但只有一个回波是由开始该间隔的脉冲发射引起的，因而只测量一个不模糊距离。例如，脉冲T_F3发射与信号R_F31接收之间经过的时间为脉冲从其反射的目标提供了准确的距离，而T_F3的发射与信号R_F13和R_F22(它们不是由已发射脉冲T_F3的反射)的接收之间经过的时间提供了模糊的距离。

在图4A到4C中示出谱线的多普勒频移的示意图。在图中示出三条谱线f_n-1f_n和f_n+1(f_n+1＝f_n+1/T；f_n-1＝f_n-1/T)，f_n是基准。通过以v≤λ/4T的速度接近目标引起的f_n的多普勒频移频率在f_n+1/(2T)和f_n之间的频带内，而通过以同一速度范围远离目标引起的f_n的多普勒移频率在f_n和f_n-1/(2T)之间的频带内。图4A示出以小于λ/(2T)的速度减小径向距离的目标引起的三条谱线的多普勒频移Δf_c，以及以小于λ/(2T)的速度增加径向距离的目标引起的三条谱线的多普勒频移Δf_o。通过接近目标引起的多普勒频移谱线(f_n-1+Δf_c)和(f_n+1+Δf_c)，以及通过远离目标引起的多普勒频移谱线f_n-1-Δf_o和f_n+1-Δf_o不进入频带f_n±1/(2T)，因而对多普勒频移的测量是不模糊的。

图4B示出目标通过以大于λ/(4T)的速度径向地向雷达所在位置移动引起的多普勒频移谱线。在此情况中，谱线f_n被多普勒频移升到频率f_n+Δf_c，此频率超出频带f_n±1/(2T)，而谱线f_n-1的多普勒频移进入频带f_n±1/(2T)。因为频率测量被限制在频带f_n±1/(2T)内，所以测得的多普勒频移f_DC是-[1/T-Δf_c]，它导致错误的径向距离远离速度示值等于[-λ(1/T-Δf_c)/2]，而不是真正的接近速度λΔf_c/2。接近速度应被认为是正的速度，而远离速度被认为是负的。

图4C示出目标通过以大于λ/(2T)的速度径向地远离雷达所在位置的移动引起的多普勒频移谱线。在这些情况中，谱线f_n被多普勒频移降到频率f_n-Δf_o，此频率超出频带f_n±1/(2T)，而谱线f_n+1向下频移到频率f_n+1-Δf_o，此频率在频带f_n±Δf_o中。结果，在频带f_n±1/(2T)内测量谱线f_n的多普勒频移提供的多普勒频率f_DO等于1/T-Δf_o，而不是真正的多普勒频移Δf_o。模糊多普勒频移代表的速度等于λ(1/T-Δf_o)/2，而不是真正的速度(-λΔf_o/2)。

从后散射目标移动引起发射信号的相移来确定多普勒频率。相位是频率与时间的函数，并表示为φ＝2πft。因此，在图4B脉冲间周期内移动目标引起的相移是φ_DA＝2π(f_n+f_DA)T。从视在多普勒频移f_DC确定的相位是φ_M＝2π(f_n-(1/T)+f_DA)T＝2π(f_n+f_DA)-2π。这样，多普勒频移频率处，信号的实际相位相对于测得相位为φ_DA＝φ_M+2π。在图4A中，假定目标的移动使谱线偏移了小于1/T的频率，从而在f_n附近的±1/(2T)测量频带中不出现多普勒频移谱线f_n-1然而，目标速度可以是这样的，从而引起多普勒频移频谱线f_n-k出现在此测量频带中。结果，相位模糊的一般表达式为

φ_DA＝φ_M+2kπ

很明显的是，除非已知目标速度引起的谱线多普勒频移保持在f_n±1/(2T)的频带内，否则脉冲多普勒雷达提供的相位确定是多重模糊的。

为了消除距离和速度模糊，已有技术的气象雷达使用一相当长的脉冲间间隔T_R和一较短的脉冲间间隔T_V，前者用于测量降水反射率，后者用于测量径向速度。为了把速度和频谱信息置于准确的距离位置，已有技术的系统使用一距离展(range-unfolding)算法，即比较在最迟发射脉冲的距离间隔C/(2T_V)内接收到的所有回波的幅度，并选中一个超出预定阈值的回波幅度作为由最迟的脉冲发射引起的回波。如果没有一个回波超出该阈值，则不利用回波信息。结果，可能丢失重要的气象速度信息，因为不能明确地确定至气象散射物的距离。

发明内容

依据本发明，通过对经过周期性波形调制的信号进行辐射，可消除脉冲多普勒雷达系统中的多普勒频移模糊，在该波形的一个周期内具有多个脉冲，该周期内脉冲之间的脉冲间间隔是不等的。对于多个包括脉冲间间隔及其线性组合的延迟时间使雷达目标回波自相关。通过把2kπ(k＝0、±1、±2、…)加入对最短延迟时间T₁获得的相位θ_C1中，从|(θ_C2+2m_k2π)-(T₂/T₁)θC₁|＜π中确定整数m_k2，然后设定θ_C2＝θ_C2+2m_k2π，来展开算得的自相关函数辐角θ_Ci。以相同的方式用整数m_ki展开相位角θ₃、θ₄、……、θ_m，m_ki是从|(θ_Ci+2m_kiπ)-(T_i/T_i-1)θ_Ci|＜π中确定的。将展开的相位角和点(0，0)对于每个k值的相位角对延迟时间直线的平均最小二乘拟合。确定偏离每条线的相角的均方根误差，选出具有最小RMS的线的斜率作为多普勒角频移，从中可得到目标的速度。

附图概述

图1是指出对给定脉冲重复频率可测得的最大不模糊多普勒和距离的“脉冲多普勒困境”的示意图。

图2是用于确定不模糊距离的脉冲重复频率示意图。

图3是距离模糊脉冲重复频率的示意图。

图4A到4C示出周期性脉冲序列的频谱线，用于说明多普勒频移模糊。

图5是本发明一个较佳实施例的方框图。

图6示出对图5的较佳实施例进行周期性调制的周期，从而在每个周期中发射三个不等距脉冲。

图7A到7G是周期性调制的周期中不等距脉冲发射以及相应于这些发射的目标回波位置的示意图，用于说明自相关过程。

图8是适用于重叠和展开自相关相位角平均最小二乘拟合的三条直线的图，用于说明相位角对延迟时间直线的选择，该直线具有代表多普勒频移的斜率。

图9A示出每个周期中具有单个脉冲的周期波形。

图9B示出相位角对延迟时间的两条直线，用于说明每周期具有单个脉冲的周期性波形调制的固有相关相位角模糊。

图10A代表对多个延迟时间获得的模糊自相关相位角。

图10B示出图10A的相位角在自相关相位对自相关延迟时间坐标系统上展开的曲线图。

本发明较佳实施方式

在图5中示出依据本发明构成的脉冲多普勒雷达。此脉冲多普勒雷达包括提供脉冲调制载波信号的稳频发射机11，该载波信号具有的频率是两个频率之和f_s+f_c，这里f_s是稳频本机振荡器(STALO)的频率，f_c是相干振荡器(COHO)的频率。用波形发生器13提供的周期性波形调制载波信号。如图6所示，波形15中的每个周期包括三个脉冲P₁、P₂和P₃。脉冲之间的间隔不等，T_A是P₁和P₂之间的间隔，T_B是P₂和P₃之间的间隔，而T_C是P₃与下一周期P_A之间的间隔。总周期T等于T_A+T_B+T_C。如下所述，利用此包括三个具不等间隔脉冲的波形，以消除测量加到雷达信号回波上的多普勒相移中的模糊。

用于发射的脉冲调制信号通过双工器19从发射机11耦合到天线17。由天线17接收从目标(诸如气象散射物)后散射的脉动信号，这些信号通过双工器19耦合到混频器21，该混频器21也接收来自发射机11作为本机振荡器信号的STALO频率f_s信号。混频器21提供的中频(IF)信号被IF放大器23放大，并被耦合到相位检波器25，一COHO频率f_c的信号也被耦合到该相位检波器25。相位检波器25可以是提供两个表征相位的脉冲序列输出信号的这种类型，其中一个I与COHO信号同相位，而另一个Q与COHO信号正交。脉冲序列信号I和Q被耦合到杂散回波滤波器27，该滤波器27可以是Rubin等人在第08/148,447号美国专利申请中揭示的这种类型，该专利已转让给本受让人并通过引用包括在这里，其中为了消除杂散回波单独地处理脉冲序列信号I和Q。这些经杂散回波滤波的I和Q脉冲序列信号被耦合到处理器29，其中在相关器31把它们对于延迟时间T_A、T_B和T_C作自相关。

现在参考图7A到7G，示出相对于各个脉冲发射时刻接收到的脉冲r_i，i＝1，2，3的时间位置。为了消除模糊的回波已选中脉冲间间隔T_j，从而消除距离模糊并产生多普勒频移频率模糊。仍将描述，为了有效地消除模糊，选择脉冲间间隔，从而一个间隔不等于另外两个间隔之和，或者它不是另外两个中的任一个的谐量(harmonic)。如接着所述，利用三个延迟时间T_A、T_B、T_C处获得的自相关相位可消除多普勒模糊。因为I和Q信号由接收到的脉冲得出，所以该图也代表接收到的脉冲的I和Q脉冲序列信号相对于各个脉冲发射的时间位置。在图中，r₁、r₂和r₃是脉冲序列信号的时间位置，这些信号是由于发射P₁、P₂和P₃而接收到的信号引起的。相关器31把T_A、T_B和T_C的时间延迟加到I和Q脉冲序列信号，并使每个被延迟的序列与如图7A所示的未延迟脉冲作相关。在被延迟了T_A(如图7B所示)的I和Q信号的序列中把发射P₁的回波r₁与图7A所示I和Q信号的发射P₂的回波r₂作相关。因为这些回波来自同一散射物，所以这些信号的相关是自相关，并给出了自相关函数R(T_A)。如图7C所示，r₁与r₂的相关是在周期T_T＝T_A+T_B+T_C中发生的唯一相关。同样地，把延迟时间T_B的(如图7D所示)脉冲发射P₂的回波r₂与图7A所示脉冲发射P₃的回波r₃相关，从而给出自相关函数R(T_B)，把延迟时间T_C的(如图7F所示)脉冲发射P₃的回波r₃与图7A所示脉冲发射P₁的回波r₁相关，从而给出自相关函数R(T_C)。在图7E和7G中分别示出由这些相关得出的时间线。

很明显，对于如7A所示的脉冲间间隔，很明显延迟时间T_A、T_B和T_C提供了以下相关：

延迟时间T_A使r₁与r₂、r₁’与r₂’等相关。

延迟时间T_B使r₂与r₃、r₂’与r₃’等相关。

延迟时间T_C使r₃与r₁’、r₃’与r₁’等相关。

等于图7A的脉冲间间隔线性组合的延迟时间提供不同的回波信号的相关，例如：

延迟时间(T_A+T_B)使r₁与r₃、r₁’与r₃’等相关。

延迟时间(T_A+T_C)使r₃与r₂’、r₃’与r₂’等相关。

可以把来自气象散射物的检测到回波的模拟为具有高斯功率谱密度的高斯过程，该密度具有相应于照射雷达的散射物平均径向速度v的平均频率f_D $V=\frac{2\mathrm{fD}}{\mathrm{\λ}}$

这里λ是发射信号的波长。

雷达接收到的回波脉冲序列的自相关函数可写为：

R(τ)＝|R(τ)|e^jθ(τ)＝|R(τ)|e^jωDτ

这里ω_D＝2πf_D。因为接到的信号的功率谱密度是高斯形的，因此，|R(τ)|，它是功率谱密度的傅里叶反变换，也是高斯形的。当后散射以恒定速度相对于雷达接收机径向移动时，arg R(τ)＝θ(τ)＝ω_Dτ的期望值是延迟时间τ的线性函数。因此，如果T_A＝T_B＝T_C＝T，θ(T)＝θ_T，则不存在噪声，且频谱密度非常窄，于是θ(T)＝2θ_T，θ(3T)＝3θ_T＝(3/2)θ_T(2T)。如果脉冲间间隔不相等且θ(T_A)＝θ_A，则对于相同条件，有θ(T_A)＝θ_B＝(T_B/T_A)θ_A，θ(T_C)＝θ_C＝(T_C/T_B)θ_B。结果，argR(τ)＝θ(τ)，(自相关相位角)对τ(自相关延迟时间)的曲线是通过原点的直线。该直线的斜率是角频率ω_D。当存在噪声和/或频谱密度较宽时，θ(τ)的值将靠近于其斜率为ω_D的直线。

从以上公式，显见θ(τ)是模2π的，它必须以较高次的延迟时间来展开，以在获得最佳拟合直线及其斜率前消除模2π的不确定性。

如上所述，当脉冲序列被噪声恶化或脉冲序列的谱宽度很大时，上述关系式变为：

θ(T)＝θ_T    θ(2T)≈ 2θ_T    θ(3T)≈ 3θ_T ≈(3/2)θ_2T

然而，只要θ(τ)中的波动比π小得多，则噪声和谱宽度不能防止θ(τ)的展开(不折叠)。因为θ(τ)的波动是随机的且一般不具有dc分量，所以θ(τ)的不折叠值对延迟时间的曲线将在通过原点并具有斜率ω_D的直线的周围分布。因此，一种估算ω_D的准确方法是(i)对几个延迟时间计算θ(τ)，(ii)从第一个延迟时间开始，展开后续的θ(τ)值，以及(iii)在平均最小二乘的意义下使直线从原点(θ(0)＝0)通过展开的值。公知的估算ω_D的脉冲对技术(pulse-pair techniqne)是此过程的特殊情况。该技术通过只在等于一个脉冲间间隔几个的延迟时间内的相关来估算自相关相位角。把较高次延迟时间的多重性用于速度估算提供了一种更准确的估算，但这需要用于较高次延迟时间的θ(τ)值是展开的，以获得这些延迟时间处真正的自相关相位角。由Rubin等人在第08/65,971号未批准美国专利申请中揭示了一种用于准确的不模糊的速度确定的展开过程，该专利已转让给本受让人，并通过引用包括在这里。

接收到的脉冲序列的I和Q分量从杂散回波滤波器27被耦合到处理器29中的相关器31，在相关器31中以适当的延迟进行自相关。从相关器31对辐角(相位)确定器(确定幅角ARG)33提供自相关函数的分量，确定器33依据相关方法处理这些分量，以获得自相关函数的相位角。代表这些相位角的信号被耦合到相位角展开器(展开幅角)35，在其中如下所述展开相位角。

现在参考图8。如前所述，由相关处理确定的相位角是模2π的，从而基于接收到数据的实际的展开的相位角θ_i可写为：

θ_i＝ω_DT_i＝θ_Ci+2mπ  m＝0，1，2，……

这里θ_Ci是根据接收到的数据的算得值。对延迟时间T_A、T_B和T_C算得的相位角θ_CA、θ_CB和θ_CC被耦合到展开处理器(展开幅角)35，在其中建立展开的相位角。展开处理从这样的假定开始，该假定认为起始相位角θ_CA＝θ_a是不模糊的。如此建立展开整数m_B，从而 $|\frac{T_B}{T_A}{\mathrm{\&theta;}}_A-({\mathrm{\&theta;}}_B+2m_{\mathrm{OA}}\mathrm{\&pi;})|<\mathrm{\&pi;}$

因此，θ_B＝θ_CB+2m_Bπ。

同样地，如此建立展开整数m_C，从而 $|\frac{T_C}{T_B}{\mathrm{\&theta;}}_B-({\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{cc}}+2m_c\mathrm{\&pi;})|<\mathrm{\&pi;}$

因此，θ_C＝θ_CC+2m_Cπ。

代表三个展开相位角的信号被耦合到平均最小二乘拟合处理器(对直线的平均最小二乘拟合)37，其中对直线49作平均最小二乘拟合，该直线49代表对于相位角θ_A、θ_B和θ_C，相位角对延迟时间的关系，相位角θ_A、θ_B和θ_C。

对于θ_A1＝θ_CA+2π重复进行展开处理。选择新的m_B和m_C的值，以产生一组新的相位值：θ_A1θ_B1和θ_C1。此过程可推广如下：令θ_KA＝θ_CA+2kπ；k＝0，±1，±2，……。对每个k值，找出从计算得到的值θ_CA、θ_CB和θ_CC得到一组展开的相位θ_KA、θ_KB和θ_KC的展开整数m_KB和m_KC。图8中的直线49、51和53分别是对k＝0、1和2的θ_KA、θ_KB和θ_KC对于直线的平均最小二乘拟合。

继续参考图5和8。代表每个均方误差直线的信号和从中导出直线的相位角被耦合到RMS误差估算器(估算每条线的RMSε)39，它估算拟合每条直线的总均方误差。这由如上所述分别确定相应于θ_KA、θ_KB和θ_KB偏离构成的每条线的偏离误差ε_KA、ε_KB和ε_KC而实现。给出的总均方误差ξ_K为： ${\mathrm{\&xi;}}_k=\sqrt{{\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{KA}}^2+{\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{KB}}^2+{\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{KC}}^2}$

这里k＝0，±1，±2。

如此确定的RMS误差被耦合到直线选择器(选出具有最小RMS误差的直线)41，它比较这些RMS误差并选出相应于具有最小RMS误差的k值的直线，作为代表正确相位角对延迟时间的直线并用于算得的模2π自相关相位角。被选出的直线函数耦合到速度确定器(确定被选出的直线的斜率并估算不模糊的速度)43，在其中确定被选出直线的斜率n_k，并从下式建立不模糊速度v_u： $V_u=\frac{n_K\mathrm{\&lambda;}}{4\mathrm{\&pi;}}$ 把来自速度确定器的后散射物速度耦合到速度映射器(速度对距离)45，该映射器可提供速度对距离的图。

现在参考图9A和9B。图9A示出具有均匀脉冲间间隔的波形55。可以证明，将上述过程加到均匀脉冲序列T_A＝T_B＝T_C的不能消除多普勒模糊。应记住，R(0)的辐角是零。在一无噪声的环境中，对于均匀脉冲重复间隔T的θ(τ)的值可写为

    θ(2T)＝2θ(T)

    θ(3T)＝3θ(T)很容易证明θ_k(T)、θ_k(2T)和θ_k(3T)落在一直线上，该直线的斜率是选出的整数k的函数。图9B示出其上落有θ₀(T)、θ₀(2T)和θ₀(3T)的对于k＝0的直线57，以及其上落有θ₁(T)、θ₁(2T)和θ₁(3T)的直线59。这等于说，不能从θ(T)、θ(2T)和θ(3T)的值明确地确定k的值。因此，当反射雷达目标的所期望的径向速度范围超出Nyquist间隔，即|2v/λ|＞1/(2T)时，具有均匀脉冲重复频率的脉冲序列是固有模糊的。

参考图4B和4C可进一步说明周期性波形不能消除多普勒模糊，通过每条频谱线乘以2πT可把这些图从频域转换到相位域。频谱线f_n与f_n+1之间相位角之差2πf_n+1T-2πf_nT是2π。此外，在图4B中2π(f_n-1+Δf_o)T和2π(f_n+Δf_o)T之间的相位差以及2π(f_n-Δf_o)T和2π(f_n+1-Δf_o)T之间的相位差也是2π。这样，把2kπ加到自相关的相位角(即多普勒频移的相位角)中，就能重复谱线相移的关系。

当使用两个或多个脉冲重复时，可消除由f_d＝(2v)/λ＜1/(2T)引起的相移。考虑两个交替的脉冲重复间隔T_A和T_B，这里T_A＜T_B且T_A≠kT_B，这里k是一个整数。对于所期望的要测量速度的范围，假定相应于T_A的Nyquist间隔是模糊的，但相应于(T_B-T_A)的Nyquist间隔是不模糊的。如果θ_A＝θ_CA+2kπ，则θ_B＝T_B/T_A(θ_A+2kπ)。如果企图使直线通过原点、θ_A和θ_B，则只有一个k值能够满足，只要该直线相应于引起多普勒频移的速度，该多普勒速度在相应于(T_B-T_A)的Nyquist间隔内。噪声和随机波动的存在使得θ_A和θ_B之间的关系近似于实际，即

θ_B≈(T_A/T_B)。

可以证明，可获得的最大不模糊多普勒频率为 $f_{\mathrm{DM}}=\&PlusMinus;\frac{1}{T_2-T_1}.$ 这样可确定最大速度为 $V_m=\frac{\&PlusMinus;\mathrm{\&lambda;}}{2(T_2-T_1)}$ 。

为了把在平均最小二乘意义下的直线对于数据的不准确拟合引起的去混叠(dealiasing)误差减到最少，对于T_A＜T_B＜T_C，可使用附加的脉冲重复间隔，这里(T_B-T_A)和(T_C-T_B)相应于对所期望的要测量速度范围不模糊的Nyquist间隔。在平均最小二乘意义下，需要所有3个点落在通过原点的直线上，这减少了存在噪声和过程波动时误差的几率。

在进行了平均最小二乘拟合后，很显然，在所有通过原点(0，0)的直线中，直线51具有最小的RMS误差，它是用于被处理数据的辐角对延迟时间的函数，其斜率是可确定目标速度的多普勒频移频率。

参考图10A和10B，将给出如何消除相位模糊的一个例子，此时对于自相关函数的所有延迟时间的相位是模糊的。用三个延迟时间T₁、T₂和T₃对自相关函数抽样。如图10A所示；实际相位角θ_A(T₁)大于π，从而通过自相关过程算得的相位角是角θ_C(T₁)，它是一个小于π的负角；实际相位角θ_A(T₂)在2π和3π之间，从而通过自相关过程算得的相位角θ_C(T₂)是一个小于π的正角；实际相位角θ_A(T₃)在4π和5π之间，从而通过自相关过程计算得到的相位角θ_A(T₃)是一个小于π的正角。假定进行无噪声过程，图10B示出对k＝1算得的相位角θ_C(T₁)、θ_C(T₂)和θ_C(T₃)以及展开相位θ₁(T₁)、θ₁(T₂)和θ₁(T₃)；对k＝2算得的相位角θ₁(T₁)、θ₁(T₂)和θ₁(T₃)；对k＝-1计算得到的相位角θ_(-1)(T₁)、θ_(-1)(T₂)和θ_(-1)(T₃)。相位θ₁(T₁)、θ₁(T₂)和θ₁(T₃)以及点(0，0)都落在相应于k＝1的直线上，而通过相应于k＝0、k＝2和k＝-1的三组相位角都不能画出通过点(0，0)的直线。结果，θ_A(T₁)、θ_A(T₂)和θ_A(T₃)分别相应于θ₁(T₁)、θ₁(T₂)和θ₁(T₃)，对于k＝1的直线的斜率等于ω_D。

虽然上面给出的说明利用对于三个延迟时间的自相关的辐角，但这不是限制。以确定建立多普勒频移所用的直线斜率所述的方式可以利用对于两个或多个延迟时间的自相关的辐角。

众所周知，可从零延迟时间自相关函数R(0)确定后散射物的反射率。值I和Q可耦合到提供后散射物反射率对距离的图的反射率映射器47，从而以公知的方式利用I和Q值来获得R(0)。

虽然在较佳实施例中描述了本发明，但应理解其中所使用的词是为了说明而不是限制，可在所附的权利要求书的范围内在进行改变，而不背离本发明在较宽方面真实范围和精神。

Claims (5)

1.一种多普勒雷达，具有用于发射脉冲调制信号的稳频发射机以及用于接收雷达回波信号的接收机，其特征在于还包括：

耦合到所述发射机的波形发生装置，所述波形发生装置用于提供周期性调制波形，每个周期包括多个其间有不等间隔的脉冲，从而使周期性脉冲调制辐射信号的每个周期具有多个其间间隔不等的辐射脉冲调制信号；

耦合到所述接收机的相关装置，所述相关装置用于对回波的雷达信号进行自相关，用于所述自相关的延迟时间等于所述周期中所述多个脉冲之间的所述不等间隔，所述相关装置也用于提供代表所述自相关的信号，所述自相关具有一幅度和一相位；以及

耦合来接收所述自相关代表信号的多普勒频移装置，所述多普勒频移装置用于提供代表所述回波的雷达信号的多普勒频移的信号。

2.如权利要求1所述的多普勒雷达，其特征在于所述多普勒频移装置包括：

耦合来接收所述自相关代表信号的幅角确定装置，所述幅角确定装置用于提供代表所述自相关的所述相位角的信号；

耦合来接收所述相位角代表信号的展开装置，所述展开装置用于选择-k值并把2kπ，k＝0，±1，±2，±3、…，加到第一相位角θ_c(T₁)，以获得增大的第一相位角代表信号，所述第一相位角θ_c(T₁)是对应于延迟时间T₁的自相关的所述相位角，并提供分别对延迟时间T_j，j≠1获得的所述至少一个相位角θ_c(T_j)，用以确定每个相位角θ_c(T_j)的整数m_kj，这里m_kj由下式来确定 $|\frac{T_j}{T_{j-1}}{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{kc}}^{\text{'}}\left(T_{j-1}\right)-({\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{kc}}\left(T_j\right)+2m_{\mathrm{kj}}\mathrm{\&pi;})|<\mathrm{\&pi;}$ 以及提供代表所述至少一个增大的相位角θ_c’(T_j)＝θ_c(T_j)+2m_kjπ的信号；

耦合来接收所述增大的第一相位角代表信号和所述至少一个增大的相位角代表信号的直线拟合装置，所述直线拟合装置用于对每个被选的k值确定所述增大的第一相位角和所述至少一个增大的相位角对一直线的平均最小二乘拟合，所述直线通过相位角对延迟时间坐标系统的原点，所述直线拟合装置还用于提供分别代表相应于所述k值的所述直线的信号；

耦合来接收所述增大的第一相位角代表信号、所述至少一个增大的相位角代表信号以及所述直线代表信号的估算装置，所述估算装置用于确定所述增大的第一相位角和所述至少一个增大的相位角与每条所述直线均方根(RMS)偏离误差，以及用一小于所有其它直线RMS偏离误差的RMS偏离误差来选出所述直线中的一条，这样提供具有最小RMS偏离误差的被选出的直线，所述被选出的直线具有代表多普勒频移频率的斜率，所述多普勒频移频率是由一发出雷达回波信号的散射物的速度引起的，所述估算装置还用于提供一代表所述被选出直线的信号；以及耦合来接收所述被选出直线代表信号的斜率确定装置，所述斜率确定装置用于确定所述斜率并提供代表该斜率的信号。

3.如权利要求2所述的多普勒雷达，其特征在于还包括耦合到所述斜率确定装置的速度确定装置，所述速度确定装置用于由所述斜率确定所述散射物的速度。

4.一种确定移动目标的速度的方法，其特征在于包括以下步骤：

辐射一经周期性波形调制的信号，所述周期性波形的每个周期包括多个其间为不等间隔的脉冲；

使用等于所述不等间隔的延迟时间对从所述目标接收到的后散射回波进行自相关，以对等于所述不等间隔的延迟时间获得所述接收到的后散射回波的自相关，每个所述自相关都具有一幅度和一相位；

从每个所述自相关中提取所述相位角，以提供提取的相位角；以及处理所述提取的相位角，以获得所述目标速度。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于所述处理步骤包括以下步骤：

对选定的k值把2kπ，k＝0，±1，±2，±3，…，加到第一相位角，以获得增大的第一相位角，所述第一相位角是对应于延迟时间T1的自相关的所述相位角；

确定至少一个自相关相位角θ_c(T_j)的整数m_kj，这些自相关相位角分别是以延迟时间T_j，j≠1获得的，以及提供代表至少一个增大的相位角θ_c’(T_j)＝θc(T_j)+2m_kjπ的信号，这里m_kj由下式来确定： $|\frac{T_j}{T_{j-1}}{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{kc}}^{\text{'}}\left(T_{j-1}\right)-({\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{kc}}\left(T_j\right)+2m_{\mathrm{kj}}\mathrm{\&pi;})|<\mathrm{\&pi;}$

对于每个选定的k值，确定所述增大的第一相位角和所述至少一个增大的相位角对一直线的平均最小二乘拟合，所述直线通过相位角对延迟时间坐标系统的原点，从而提供多条分别相应于所述k值的所述直线；

对于每个所述k值的相应直线，计算所述增大的第一相位角和所述增大的至少一个相位角的均方根(RMS)误差；

选出具有一RMS偏离误差的直线，该RMS偏离误差小于所有其它k值相应直线的RMS偏离误差，这样提供一具有最小RMS偏离误差的选出的直线，所述选出的直线代表对于延迟时间的自相关相位角，并具有代表由所述目标速度引起的多普勒频移的斜率；以及

由所述多普勒频移确定所述目标速度。

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