CN107852148B - 声表面波元件 - Google Patents

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Abstract

SAW元件具有：压电基板；贴合于该压电基板的下表面的支承基板；以及位于压电基板的上表面上的IDT电极。包含IDT电极的谐振器(5)的谐振频率以及反谐振频率收敛于频率最低的体波杂散的频率与频率次低的体波杂散的频率之间。

Description

声表面波元件
技术领域
本公开涉及声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)元件。
背景技术
已知具有压电基板和设置在压电基板的主面上的IDT(Inter DigitalTransducer，叉指换能器)电极的SAW元件(例如专利文献1)。这样的SAW元件例如利用于双工器的接收滤波器或者发送滤波器。在专利文献1中，并不是将压电基板以单体形式用于SAW元件，而是对SAW元件使用了将压电基板和热膨胀系数比该压电基板小的支承基板贴合后得到的贴合基板。通过利用这样的贴合基板，例如SAW元件的电特性的温度变化就可得到补偿。
此外，在专利文献1中，公开了若使用贴合基板则会产生杂散(spurious)且该杂散的要因是体波。并且，在专利文献1中，提出了用于将成为杂散的要因的体波彼此抵消的电极结构。期望提出各种对起因于体波的杂散进行抑制的方法。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开2014-229916号公报
发明内容
本公开的一方式涉及的声表面波元件具有：压电基板；贴合于该压电基板的下表面的支承基板；以及包含位于所述压电基板的上表面上的第1IDT电极的第1谐振器。所述第1谐振器的谐振频率以及反谐振频率收敛于由所述第1谐振器产生的多个体波杂散的频率之中最低频率与次低频率之间。
本公开的一方式涉及的声表面波元件包含：压电基板；支承基板；以及滤波器。支承基板贴合于该压电基板的下表面。滤波器包含第1IDT电极。所述第1IDT电极位于所述压电基板的上表面上。所述滤波器的通频带收敛于由所述第1IDT电极产生的多个体波杂散的频率之中最低频率与次低频率之间。
本公开的一方式涉及的声表面波元件具有：压电基板；贴合于该压电基板的下表面的支承基板；以及位于所述压电基板的上表面上的第1IDT电极。在将所述第1IDT电极的电极指的间距设为p，将所述压电基板的厚度设为ts时，所述压电基板的归一化厚度ts/2p是1以上且3以下。
附图说明
图1是表示本公开的实施方式涉及的SAW元件的构成的俯视图。
图2是图1的II-II线处的剖视图。
图3是表示比较例的杂散的例子的图。
图4(a)是表示压电基板的厚度给杂散的频率带来的影响的图，图4(b)是表示压电基板的厚度给杂散的频率间隔带来的影响的图。
图5是用于说明图1的SAW元件中的压电基板的厚度的设定方法的图。
图6是用于说明图1的SAW元件中的压电基板的厚度的设定方法的另一图。
图7(a)以及图7(b)是表示比较例以及实施例的阻抗特性的图。
图8(a)以及图8(b)是表示比较例以及实施例的相位特性的图。
图9(a)以及图9(b)是用于说明电极厚度的变化的影响的图。
图10(a)以及图10(b)是表示本公开的实施方式涉及的SAW滤波器的例子的示意图。
图11(a)是表示本公开的一方式涉及的SAW元件的示意性的俯视图，图11(b)是表示与图11(a)不同的方式涉及的SAW元件的示意性的俯视图。
图12(a)以及图12(b)是表示图11(a)以及图11(b)的方式的体波的频率特性的图。
图13(a)是表示本公开的一方式涉及的SAW元件的示意性的俯视图，图13(b)是表示与图13(a)不同的方式涉及的SAW元件的示意性的俯视图。
具体实施方式
以下，参照附图，说明本公开的实施方式涉及的SAW元件。另外，以下的说明中使用的图是示意性的，附图上的尺寸比率等未必与实际一致。
对于SAW元件来说，虽然可以将任意方向设为上方或者下方，但是以下为了便于说明，定义由D1轴、D2轴以及D3轴构成的直角坐标系，并且将D3轴方向的正侧设为上方，使用上表面、下表面等用语。
(SAW元件的构成的概要)
图1是表示本公开的实施方式涉及的SAW元件1的构成的俯视图。图2是图1的II-II线处的剖视图。其中，在图2中，后述的电极指的数目绘制得比图1少。
SAW元件1例如具有贴合基板3和构成在贴合基板3的上表面的谐振器5。SAW元件1除此以外由SiO2等构成，也可以具有覆盖谐振器5的保护层等。
贴合基板3例如具有压电基板7和贴合于压电基板7的下表面的支承基板9(图2)。另外，图1中示出了压电基板7的X轴、Y轴以及Z轴的一例。
压电基板7例如由具有压电性的单晶基板构成。单晶基板例如由钽酸锂(LiTaO3)、铌酸锂(LiNbO3)或者水晶(SiO2)构成。切角可以设为合适的切角。例如，若是钽酸锂，则是42°±10°Y板或者0°±10°X板等。若是铌酸锂，则是128°±10°Y板或者64°±10°Y板等。
另外，在以下，主要以压电基板7是由钽酸锂构成的38°以上且48°以下Y板的形式为例进行说明。只要没有特别说明，后述的仿真结果等就是由钽酸锂构成的38°以上且48°以下Y板的结果。若确定性地记载，则在该Y板中，主面与绕X轴从Y轴向Z轴以38°以上且48°以下的角度进行旋转后得到的Y′轴(未图示)正交。
压电基板7的厚度ts(图2)例如是固定的。在本实施方式的SAW元件1中，使厚度ts比较薄。厚度ts的具体例将后述。
支承基板9例如由热膨胀系数比压电基板7的材料小的材料形成。由此，能够补偿SAW元件1的电特性的温度变化。作为这样的材料，例如，能够列举出硅等半导体、蓝宝石等单晶以及氧化铝质烧结体等陶瓷。另外，支承基板9可以通过将由彼此不同的材料构成的多个层层叠来构成。
支承基板9的厚度例如是固定的。此外，支承基板9的大小可以根据SAW元件1所要求的规格等适当设定。其中，使支承基板9的厚度厚于压电基板7的厚度，以便能够适当进行温度补偿，或者增强压电基板7的强度。作为一例，支承基板9的厚度是100μm以上且300μm以下。支承基板9的平面形状以及各种尺寸例如与压电基板7相同。
压电基板7以及支承基板9例如经由未图示的粘接层被相互贴合着。粘接层的材料可以是有机材料，也可以是无机材料。作为有机材料，例如可列举热固化性树脂等树脂。作为无机材料，例如可列举SiO2。此外，压电基板7以及支承基板9可以通过用等离子等对粘接面进行活性化处理后以无粘接层的形式进行的所谓直接接合来贴合。
谐振器5例如由所谓的1端口SAW谐振器构成，具有IDT电极11和位于IDT电极11的两侧的一对反射器13。IDT电极11以及反射器13的厚度te(图2)例如是固定的。
IDT电极11由形成在压电基板7的上表面上的导电图案(导电层)构成，如图1所示，具有一对梳齿电极15。
一对梳齿电极15例如具有：相互对置的母线17(图1)；从母线17向母线17的对置方向延伸的多个电极指19；以及在多个电极指19之间从母线17突出的虚拟电极21。并且，一对梳齿电极15配置成多个电极指19相互啮合(交叉)。
母线17例如形成为以大致固定的宽度在SAW的传播方向(D1轴方向，X轴方向)上以直线状延伸的长条状。一对梳齿电极15的母线17在与SAW的传播方向交叉的方向(D2轴方向)上对置。
多个电极指19例如形成为以大致固定的宽度在与SAW的传播方向正交的方向(D2轴方向)上以直线状延伸的长条状，且在SAW的传播方向(D1轴方向)上以大致固定的间隔被排列。一对梳齿电极15的多个电极指19其间距p(例如电极指19的中心间距离)例如被设置成与希望发生谐振的频率下的SAW的波长λ的半波长相同。波长λ例如是1.5μm以上且6μm以下。
在多个电极指19的一部分，可以使其间距p相对地小，或者反之使间距p相对地大。已知通过设置这样的窄间距部或者宽间距部，能够提高SAW元件的频率特性。另外，在本实施方式中，在仅说间距p(电极指间距)的情况下，只要没有特别说明，就是指除窄间距部以及宽间距部的间距p以外的部分(多个电极指19的大部分)的间距p或者其平均值。此外，同样地，只要没有特别说明，仅说电极指19时是指窄间距部或者宽间距部以外的电极指19。
多个电极指19的根数、长度(D2轴方向)以及宽度w(D1轴方向)可以根据SAW元件1所要求的电特性等适当设定。作为一例，电极指19的根数是100以上且400根以下。电极指19的长度以及宽度w例如在多个电极指19间相互相同。另外，有时将w/p称为占空比。与间距p同样地，在仅说占空比的情况下，只要没有特别说明，是指除窄间距部或者宽间距部这样的特异的部分以外的部分(多个电极指19的大部分)的占空比或者其平均值。
虚拟电极21例如在一个梳齿电极15中在多个电极指19的中间位置处从母线17突出，其前端隔着间隙与另一个梳齿电极15的电极指19的前端对置。虚拟电极21的长度以及宽度例如在多个虚拟电极21间相互相同。
反射器13例如由形成在压电基板7的上表面上的导电图案(导电层)构成，在俯视下形成为格子状。即，反射器13具有：在与SAW的传播方向交叉的方向上彼此对置的一对母线(省略符号)；和在这些母线间在与SAW的传播方向正交的方向(D2轴方向)上延伸的多个条形电极(省略符号)。
反射器13的多个条形电极接着多个电极指19的排列在D1轴方向上被排列。条形电极的根数以及宽度可以根据SAW元件1所要求的电特性等适当设定。多个条形电极的间距例如与多个电极指19的间距相同。此外，反射器13的端部的条形电极与IDT电极11的端部的电极指19的间隔例如与多个电极指19的间距相同。
构成IDT电极11以及反射器13等的导体层例如由金属构成。作为该金属，例如可列举Al或者以Al为主成分的合金(Al合金)。Al合金例如是Al-Cu合金。另外，导体层可以由多个金属层构成。IDT电极11和/或反射器13以提高相对于SAW的谐振器5的反射系数等为目的，可以在导体层的上表面或者下表面具有绝缘层。
在以上这样构成的SAW元件1中，例如，若向一个梳齿电极15输入电信号，由多个电极指19对压电基板7施加电压，则在压电基板7的上表面附近诱发沿该上表面传播的SAW。该SAW被多个电极指19以及反射器13的多个条形电极反射。其结果，形成以多个电极指19的间距p为半波长(λ/2)的SAW的驻波。驻波在压电基板7的上表面产生电荷(与驻波同一频率的电信号)，该电信号被另一个梳齿电极15的多个电极指19取出。通过这样的作用，SAW元件1作为谐振器或滤波器起作用。
(比较例的杂散的产生)
如上所述，若由多个电极指19对压电基板7施加电压，则在压电基板7中，不仅是SAW，在压电基板7的内部传播的体波也得到激发。在专利文献1中，公开了如贴合基板3的压电基板7这样，若压电基板薄，则体波就会成为杂散的要因。
图3是表示比较例的起因于体波的杂散的例子的图。
图3中，设想了比较例涉及的SAW滤波器。SAW滤波器例如是梯子型滤波器，将多个1端口SAW谐振器(参照图1以及图2)串联以及并联连接而成。其中，在比较例涉及的滤波器中，压电基板7的厚度与本实施方式不同。
在图3中，横轴(f(MHz))表示频率，纵轴(A(dB))表示衰减量。此外，线L1表示比较例涉及的SAW滤波器的传导特性，线L2表示应保证的插入损耗。
如线L1所示，衰减量在应成为通频带的频带中减少。但是，如多个箭头所示，在应成为该通频带的频率中，产生主要因体波引起的多个杂散。在本实施方式中，以减少这样的杂散为课题。另外，这样的杂散不仅在图3所示的频率范围，在低频侧、高频侧也大量存在。
(体波的性质的概要)
本申请的发明人对这样的杂散反复专心研究的结果推定出，无数的杂散按以下的机制产生。
若由IDT电极11对压电基板施加电压，则振动方向的模式以及次数的模式中的至少一者产生彼此不同的多个种类的体波。振动方向的模式例如是在D3轴方向上振动的模式、在D2轴方向上振动的模式以及在D1轴方向上振动的模式。在各振动方向的模式中分别有多个次数的模式。该次数的模式例如用深度方向(D3轴方向)上的节以及腹的数目规定。
因此，设想了使压电基板7的厚度ts相互不同的多个SAW元件1，研究了压电基板7的厚度对各模式的体波的频率带来的影响。具体来说，通过仿真计算，计算在各种厚度的压电基板7中产生的各模式的体波的频率。
图4(a)是表示上述这样的仿真计算结果的图。
在该图中，横轴(ts)表示压电基板7的厚度。纵轴(f)表示体波的频率。多个线L11～L17表示振动方向的模式以及次数的模式中的至少一者相互不同的多个种类的体波的频率。
另外，在该图中，线L15、L16、L17的曲线只到中途，但是实际上与线L11～L14同样地，随着厚度的增加，频率降低的线会继续。进一步地，虽然未图示，但是线L17以后(线L18、线L19…)也存在无数具有与L11～L17同样的倾向的线。
在通常的贴合基板中，压电基板7的厚度大多推荐20μm。因此，在通常的贴合基板中，所使用的频带(在图4(a)中未图示。例如用与纵轴(f)平行的线段表示)在比图4(a)所示的厚度范围更加厚的一侧，将无数错综的线(L11～L17等)横切。其结果，在所使用的频带处会到处产生体波杂散。
如该图所示，对于任一模式的体波，都是若使压电基板7的厚度变薄，则频率会变高。
线L11以及线L12表示振动方向的模式相互相同而次数的模式相互不同的体波的频率。如箭头所示，若使压电基板7的厚度变薄，则这两个体波的频率间隔会变大。另外，对于其他振动方向的模式相互相同而次数的模式相互不同的体波(例如线L13以及L14)也是同样的。
图4(b)是表示压电基板7的厚度与在上述那样的同一振动方向的模式下次数的模式不同的体波的频率间隔之间的关系的图。该图通过仿真计算结果得到。
横轴Δf表示频率间隔。纵轴ts/2p表示压电基板7的归一化厚度。归一化厚度ts/2p是用压电基板7的厚度ts除以电极指19的间距p的2倍(基本上与波长λ相同)后得到的结果，是无量纲的量(没有单位)。在该图中，各曲线表示通过仿真计算得到的体波的频率间隔，线表示近似曲线。
如该图所示，对于使压电基板7的归一化厚度变薄时的体波的频率间隔而言，压电基板7的归一化厚度越薄，则越急剧增加。例如，在归一化厚度ts/2p在5以上时，频率间隔不怎么变化。另一方面，若归一化厚度ts/2p在3以下，则频率间隔急剧增加。另外，若归一化厚度ts/2p在3以下，则曲线的倾斜度接近固定。
(抑制体波杂散的原理)
图5是表示图4(a)这样的压电基板的厚度与体波的频率之间的关系的图，表示压电基板7的厚度比较薄的范围下的频率低的一侧的三个体波的频率。
图5是基于仿真计算得到的。仿真的条件如下。
压电基板：
材料：钽酸锂单晶
切角：42°Y板
支承基板：硅
IDT电极：
材料：Al-Cu合金
厚度te：121nm
电极指的间距p：0.80413μm
电极指的占空比w/p：0.5
在图5中，横轴表示归一化厚度ts/2p，纵轴表示归一化频率f×2p。归一化频率f×2p是频率f与电极指19的间距p的2倍(基本与波长λ相同)之积。
线L21表示在图示的范围(ts/2p为1以上且3以下的范围及其周围)中频率最低的体波。将该体波称为第1振动方向模式的第一次数模式的体波。另外，第1振动方向模式的振动方向在钽酸锂时是大致D3方向。另外，该线L21是所能产生的体波之中在最低频侧产生的体波。
线L22表示线L21的体波和振动方向的模式相同的体波之中次数(在另一观点下是频率)仅低于线L21的体波的体波。将该体波称为第1振动方向模式的第二次数模式的体波。
线L23是振动方向的模式与线L21以及L22的体波不同的体波之中在图示的范围中频率最低的体波。将该体波称为第2振动方向模式的第一次数模式的体波。线L23虽然频率比线L21高，但是与线L22交叉，在归一化厚度ts/2p比该交叉点薄的范围中，频率比线L22低。另外，第1振动方向模式的振动方向在是钽酸锂时大致是D2方向。
线L21～L23与图4(a)的线L11～L13对应。根据针对上述的线L21～L23的说明以及图5与图4(a)的比较可知，在图示的范围中，描绘位于比线L21更靠下的位置(频率低)的线的体波不存在。此外，在图示的范围中，描绘位于线L21与线L22或者线L23之间的线的体波也不存在。换言之，其他体波在图示的范围中位于比线L22以及L23更靠上的位置(频率高)。
因此，若不希望在SAW元件中产生起因于体波的杂散的给定频带(归一化的)收敛于由线L21～L23包围的区域，则在所述给定频带下不会产生体波杂散。即，只要如这样使给定频带收敛于线L21～线L23，由此设定压电基板7的厚度ts(归一化厚度ts/2p)即可。将满足这样的关系的谐振器5、IDT电极11称为第1谐振器、第1IDT电极。
不希望产生杂散的频带在SAW谐振器中例如是谐振频率至反谐振频率之间的频带(包含谐振频率以及反谐振频率)。此外，在SAW滤波器中，例如是通频带。
在当前流通的产品中，在判定是否满足上述那样的关系(是否利用本实施方式)时，谐振频率、反谐振频率或者通频带例如可以通过实际测量来得到，也可以基于规格明细书等来确定。体波杂散例如通过实际测量得到。
在图5中，关注压电基板7薄的一侧是因为，例如如参照图4(a)以及图4(b)所说明的那样，由于压电基板7越薄，体波的频率间隔就越大。即，压电基板7薄，会容易使不希望产生杂散的频带收敛于体波的频率间。
此外，除了压电基板7薄的一侧以外，还关注体波的频率低的一侧(即线L21～L23)。这是因为，例如在考虑实际的SAW的使用频率时，容易使不希望产生体波杂散的频带收敛于体波的频率之间。此外，例如，也不必顾虑表示各种模式的体波的线(参照图4(a)的线L11～L17)的错综关系。
另外，从设计的观点出发，在将压电基板7的归一化厚度ts/2p取为横轴，将体波的频率取为纵轴时，就可以说，不希望产生体波杂散的频带如上述所述那样位于被表示归一化厚度ts/2p低的一侧且频率低的一侧的三个模式的体波的频率的线L21～L23包围的区域。
其中，就作为制作出的一个产品的SAW元件来看，由于该产品作为归一化厚度ts/2p仅具有一个值，所以不希望产生体波杂散的频带就收敛于频率最低的体波杂散的频率与频率次低的体波杂散的频率之间。并且，上述次低频率指的是线L22或线L23(在交点处指双方)。
另外，被线L21～L23包围的区域如上所述是不产生体波的区域。并且，该区域与被其他线的任意组合包围的区域相比，是极广的特异区域。其具有以下两个有利点。第1有利点是，在某频率范围(例如，谐振频率与反谐振频率之间、构成滤波器时的通频带等)中完全不产生体波杂散这样的图表纵轴方向的有利点。第2有利点是，即使压电基板7的厚度多少有些偏差，也不产生体波杂散这样的图表横轴方向的有利点。
(压电基板的厚度的具体的范围)
从利用减少上述的体波杂散的原理的观点出发，归一化厚度ts/2p例如是1以上且3以下。
若ts/2p不足1，则例如SAW的损耗会变大。此外，例如，SAW的频率容易受到压电基板7的下表面的状态的影响，频率特性在多个SAW元件1间中的偏差会变大。此外，例如，很难确保压电基板7的强度。反过来说，若ts/2p为1以上，则这样的不良情况就可被消除或者减轻。
此外，若ts/2p为3以下，则如已经提及的那样，模式相互不同的体波彼此的频率间隔容易比较大，在考虑了实际的SAW的传播速度时，容易使不希望产生杂散的频带收敛于线L21～L23之间。
另外，归一化厚度ts/2p为1以上且3以下只是归一化厚度ts/2p的范围的一例，在归一化厚度ts/2p不足1或者超出3的范围中，不希望产生杂散的频带也可以收敛于线L21与线L22或者L23之间。
2p(基本上与λ相同)例如如已经叙述的那样是1.5μm以上且6μm以下。因此，ts例如是1.5μm以上且18μm以下。以压电基板7的薄型化所附带的其他效果(例如支承基板9的温度补偿效果的增大)等作为目的，可以比上述的范围更薄，ts可以设为1.5μm以上且不足10μm。
(电极厚度的调整)
对于IDT电极11的厚度te来说，通常从SAW的激励效率来看，波长λ(2p)的7％程度为佳。此外，已知IDT电极11的厚度te会给谐振频率带来影响。具体来说，若IDT电极11的厚度te变薄，则谐振频率会变高。
另一方面，根据本申请的发明人的仿真计算，在想要改变IDT电极11的厚度te的情况下，体波的频率与SAW的频率相比较，不怎么发生变化。此外，若使电极指19的间距p变窄，则SAW的频率当然会变高，而且体波的频率也会变高。此时，越是高次模式，体波频率就越高。
因此，若使IDT电极11的厚度te变厚，并使电极指19的间距变窄以补偿因该厚度增大引起的SAW的频率的降低，则能够针对不希望产生体波杂散的频带，使体波的频率间隔变大。
图6是使IDT电极11的厚度te厚于图5的厚度时与图5对应的图。更具体来说，线L32、L33表示与线L22、线L23对应的体波的模式在增加了厚度时的情形。
图6与图5同样地基于仿真计算得到。以下示出与图5不同的仿真条件。
IDT电极：
厚度te：201nm
电极指的间距p：0.75768μm
线L31～L33与线L21～L23对应。即，线L31～L3对应于第1振动方向模式的第一次数模式、第1振动方向模式的第二次数模式以及第2振动方向模式的第一次数模式。另外，设图的横轴与图5相同。即，是IDT电极11的厚度以及间距调整前的值。
如该图所示，在图6中，与图5相比较，线L32以及线L33(特别是线L32)的频率变高，进而，被线L31～L33包围的区域的频率的宽度变大。由此，容易使不希望产生体波杂散的频带位于该区域。
具体来说，在图5所示的特性中，例如在需要在纵轴的归一化频率与4200～4600相当的范围中抑制体波杂散的情况下，不能完全地抑制体波杂散。此外，在需要在归一化频率与4000～4500相当的频率范围中抑制体波杂散的情况下，需要非常严格，或需要使压电基板7的厚度处于某一非常受限的厚度范围内。相对于此，在图6所示的特性的情况下，在归一化频率与4200～4600相当的频率范围中也能够抑制体波杂散。同样地，对于在归一化频率与4000～4500相当的频率范围中能够抑制体波杂散的压电基板7的基板厚度范围而言，能够有富余地确保。
这样，图6的结果表示通过调整IDT电极11的厚度以及间距，能够将图5中的被线L21～L23包围的前述的特异范围挪动到期望的位置。即，能够将特异区域挪动到高频侧，或者挪动到低频侧。进一步地，能够将可抑制体波杂散的压电基板7的厚度范围调整成使其进入可实现的区域，或者能够使厚度范围变大。
本申请发明人为了进行电极厚度te的差异的定量评价，使厚度te各种不同，进行了仿真计算。该仿真计算的条件如下。
压电基板：
材料：钽酸锂单晶
切角：42°Y板
厚度ts：2.4μm(归一化厚度ts/2p：约1.5)
支承基板：硅
IDT电极：
材料：Al-Cu合金
厚度te：在121nm以上且221nm之间每隔10nm不同
电极指的间距p：0.8025μm
电极指的占空比w/p：0.5
另外，电极的厚度te如前所述，若考虑机电耦合系数并以SAW的激励特性为基准来考虑，则可以设为112nm(te/2p约为0.07)。另一方面，若考虑体波杂散的影响，则可以减小体波本身的强度。因此，以谐振频率时体波的激励特性变得最低这样的电极的厚度te、即121nm(te/2p约为0.075)为基准进行设定。
以这样的电极的厚度te为121nm(te/2p约为0.075)的情况为基准，对增加电极的厚度te时反谐振频率与体波杂散的频率差的增加量进行了评价。要求与反谐振频率之间的频率差的体波，在第1振动方向模式的第二次数模式以及第2振动方向模式的第一次数模式的两个体波中，频率都比反谐振频率高。将这里的间距p设为固定且仅使厚度te变化时的频率差的增加主要是因反谐振频率向低频侧位移引起的，以下，有时将频率差的增加量称为位移量。
以下示出计算结果。另外，归一化位移量是位移量除以由2p求取的谐振频率而得到的。由2p求取的谐振频率与受厚度te等影响的仿真的谐振频率不同，在此将微差四舍五入后设为2500MHz。这里的位移量如上所述那样主要是因反谐振频率向低频侧位移引起的，但是因厚度te的变化，两个体波杂散的频率会有一些偏移，所以在相对于两个体波杂散的频率的反谐振频率的频率差(两种频率差)的增加量、即位移量中会产生幅度。
Figure BDA0001567890750000131
Figure BDA0001567890750000141
电极的归一化厚度te/2p的一般的值如上所述是0.07，所以只要电极的归一化厚度te/2p为0.075，就可以说是对体波进行了考虑的膜厚特性。此外，若电极的归一化厚度te/2p为0.080以上，则从电极的归一化厚度te/2p的一般的值0.07起变厚约15％，可以说目的是要达到上述那样的用于使线L32以及线L33的频率变高的效果。
进一步地，例如，在UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)的各波段中，若将通频带的宽度除以该频段的中央频率而得到的值设为归一化波段宽度，则最小的归一化波段宽度是波段6的发送通频带的0.011((885MHz-875MHz)/880MHz)。因此，电极的归一化厚度te/2p为0.094时，可以说足够超过了在UMTS中允许作为误差范围的范围。因此，例如，若电极的归一化厚度te/2p为0.095以上，则可以说目的是要达到上述那样的用于使线L32以及线L33的频率变高的效果。
在上述的仿真计算中，若电极的厚度te超过201nm，则谐振频率降低至第1振动方向模式的第一个体波杂散的频率，在谐振频率与反谐振频率之间产生杂散。因此，根据该结果，电极的归一化厚度te/2p可以设定成0.12以下。
将目的是要达到这中用于使线L32以及线L33的频率变高的效果的电极厚度的谐振器5、IDT电极11称为第1谐振器、第1IDT电极。
(比较例以及实施例的杂散的比较)
制作比较例以及实施例涉及的SAW谐振器，调查该谐振器特性并进行比较。比较例以及实施例中只有压电基板7(钽酸锂单晶)的厚度不同，比较例的压电基板的归一化厚度ts/2p是4.5，实施例的压电基板的归一化厚度ts/2p是1.1。
图7(a)及图7(b)以及图8(a)及图8(b)是表示比较例以及实施例涉及的SAW谐振器的特性的实际测量值的图。
在这些图中，横轴f表示频率。在图7(a)以及图7(b)中，纵轴(mag)表示阻抗的绝对值(Ω)。在图8(a)以及图8(b)中，纵轴(ang)表示阻抗的相位(°)。图7(a)以及图8(a)针对比较例，图7(b)以及图8(b)针对实施例。
在图7(a)中，在反谐振频率附近，产生了杂散S1，但是在图7(b)中，在反谐振频率附近，没有产生杂散S1。同样地，在图8(a)中，在反谐振频率附近，产生了杂散S2，但是在图8(b)中，在反谐振频率附近，没有产生杂散S2。
此外，在图7(a)的区域R1产生的杂散并没有在与区域R1对应的图7(b)的区域R2中产生。同样地，在图8(a)的区域R3产生的杂散并没有在与区域R3对应的图8(b)的区域R4中产生。
这样，在实际测量值中，也确认到了减少上述的体波杂散的原理是成立的。
如以上所述，本实施方式涉及的SAW元件1具有：压电基板7；贴合于该压电基板7的下表面的支承基板9；以及位于压电基板7的上表面上的IDT电极11。并且，包含IDT电极11的谐振器5的谐振频率以及反谐振频率收敛于频率最低的体波杂散的频率(例如参照线L21)与频率次低的体波杂散的频率(参照线L22或者L23)之间。
此外，按照另一观点，本实施方式涉及的SAW元件1具有：压电基板7；贴合于该压电基板7的下表面的支承基板9；以及位于压电基板7的上表面上的IDT电极11。并且，在将IDT电极11的电极指19的间距设为p，将压电基板7的厚度设为ts时，压电基板7的归一化厚度ts/2p为1以上且3以下。
因此，如已经叙述的那样，能够扩大体波杂散的频率间隔，同时使体波杂散的频率变高，从而能够减少不希望产生杂散的频带中的杂散。此外，例如，即使由于杂散的频率间隔大，在压电基板7的厚度中产生误差从而杂散的频率发生变化，杂散位于不希望产生杂散的频带内的可能性也会降低。即，关于杂散的产生，压电基板7的厚度的允许的公差变大。此外，例如，抑制因体波辐射引起的损耗，将振动的能量保留在贴合基板3中，能够改善SAW元件的插入损耗。此外，由于支承基板9相对变厚，所以温度特性得到提高。
此外，在本实施方式中，频率最低的体波杂散(例如参照线L21)和频率次低的体波杂散(例如参照线L22)可以是，振动的方向涉及的模式相互相同，而次数涉及的模式相互不同。换言之，归一化厚度ts/2p可以是这样的频率的关系成立的厚度。
在该情况下，例如，与使不希望产生杂散的频带位于线L21与线L23之间的情况相比较，由于压电基板7的厚度变厚，所以能够使压电基板7的强度比较强等，能够抑制使压电基板7变成薄型基板的缺点。此外，例如，容易预测两个体波杂散(参照线L21以及L22)的频率间隔的变化，进而，容易进行设计。此外，使IDT电极11的归一化厚度变大时的频率间隔的增大(参照线L31以及L32)也变大，在这点上，也会使设计变得容易。
此外，在本实施方式中，频率最低的体波杂散(例如参照线L21)和频率次低的体波杂散(例如参照线L23)可以是振动的方向涉及的模式相互不同。换言之，归一化厚度ts/2p可以是这样的频率的关系成立的厚度。
在该情况下，例如，与使不想产生杂散的频带位于线L21与线L22之间的情况相比较，由于压电基板7的厚度变薄，所以温度特性的提高等使压电基板7的厚度变薄的情况下的优点变大。此外，例如，由于最接近不希望产生杂散的频带的两个杂散的振动方向不同，所以这些振动会耦合，给不希望产生杂散的频带带来影响的可能性降低。
另外，可以根据所要求的规格等，适当选择利用线L21与线L22之间的区域的形式、和利用线L21与线L23之间的区域的形式。
此外，在本实施方式中，在将IDT电极11的电极指19的间距设为p，将电极指19的厚度设为te时，电极指19的归一化厚度te/2p在0.095以上。
在该情况下，由于体波杂散的频率间隔大，所以在不希望产生杂散的频带出现杂散的可能性降低。此外，频率间隔变大，从而关于杂散的产生，压电基板7的厚度的允许的公差变大。
图9(a)以及图9(b)是用于说明上述的允许的公差变大的效果的图。
在图9(a)以及图9(b)中，横轴表示压电基板7的厚度ts，纵轴表示体波的频率f。另外，这些在图9(a)以及图9(b)中未被归一化。
此外，线L41～L43(图9(a))以及线L51～L53(图9(b))表示各种模式的体波的频率。具体来说，线L41以及L51对应于第1振动方向模式的第一次数模式，线L42以及L52对应于第1振动方向模式的第二次数模式，线L43以及L53对应于第2振动方向模式的第一次数模式。
此外，频带B1(图9(a))以及频带B2(图9(b))表示不希望产生杂散的频带。
图9(b)与图9(a)相比较，使IDT电极11的厚度te变大，由此，频带B2的频率比频带B1的频率低。另外，如已经叙述的那样，通常，在图9(b)的情况下，使电极指19的间距p变窄，以使得频带B2与频带B1一致。其中，图9(b)表示未进行这样的调整的状态的计算结果。
在图9(a)中，频带B1之中用阴影表示收敛于被线L41～L43包围的区域的区域。与该区域对应的厚度ts的范围t41是可设定为压电基板7的厚度的范围。同样地，在图9(b)中，频带B2之中用阴影表示收敛于被线L51～L53包围的区域的区域，与该区域对应的厚度ts的范围t51是可定为压电基板7的厚度的范围。
并且，在图9(b)中，与图9(a)相比较，使IDT电极11的厚度te变厚，从而因为频带B2向被线L51～L53包围的区域的面积大的位置移动，所以范围t51比范围t41大。压电基板7的厚度ts的允许的公差增大与该变大的量相应的量。
(支承基板)
在上述的例子中，以使用Si基板作为支承基板的情况为例进行了说明，针对使用蓝宝石基板的情况，也确认到是同样的。具体来说，若用数学表达式表示图5中示出的线L21～L23，则在决定倾斜度等的各系数中存在差异，但是确认到了同样的倾向。具体来说，若将归一化厚度设为x，将归一化频率设为y，则在使用Si基板作为支承基板的情况下，线L21～L23的近似式如下。
L21：y＝71.865x4-706.82x3+2641.5x2-4567.1x+6518.1
L22：y＝466.89x4-2884x3+6768x2-7310.5x+7544.4
L23：y＝-66.245x3+689.86x2-2546x+6941.6
同样地，在使用蓝宝石基板的情况下，线L21～L23的近似式如下。
L21：y＝33.795x4-419.77x3+1966.9x2-4212.8x+6990.5
L22：y＝-54.624x3+625.48x2-2533.6x+7334.6
L23：y＝-258.23x3+1477.7x2-2912.2x+6418.1
另外，用于归一化的“2p”不是实际的间距，表示被激励的SAW的波长λ。
(SAW滤波器)
在上述的说明中，主要以图1以及图2所示的谐振器5为例进行了说明。但是，将不希望产生上述的杂散的频带收敛于被压电基板的厚度低的一侧且频率低的一侧的三个体波的曲线(例如线L21～L23)包围的区域的杂散抑制方法也可以应用于SAW滤波器。以下，示出SAW滤波器的例子。
图10(a)示意性示出具有梯子形的SAW滤波器205的SAW元件201。滤波器205与图1以及图2所示的谐振器5同样地，在贴合基板3上设置IDT电极11等而构成。具体来说，滤波器205具有：多个相互串联连接的谐振器5(在图10(a)的上段图示的谐振器5，以下，有时称为串联谐振器。)；以及将该串联的连接系列和基准电位部连接的(并联连接的)多个谐振器5(以下，有时称为并联谐振器。)。
图10(b)示意性示出具有多重模式型(在本实施方式中包含二重模式型)的SAW滤波器305的SAW元件301。滤波器305也与图1以及图2所示的谐振器5同样地，在贴合基板3上设置IDT电极11等而构成。具体来说，滤波器305具有：沿SAW的传播方向排列的多个(图示的例子中是两个)IDT电极11；位于其两侧的一对反射器13。
在这些滤波器中，例如，将通频带设为不希望产生杂散的频带，设定压电基板7的厚度ts等，使得通频带收敛于被压电基板的厚度低的一侧且频率低的一侧的三个体波的曲线(例如线L21～L23)包围的区域。若通频带被三个体波的曲线(例如L21～L23)包围，则构成滤波器的谐振器5(或者IDT电极11)的谐振频率以及反谐振频率可以不一定被三个体波的曲线包围。另外，在梯子形的SAW滤波器205中，根据串联谐振器5以及并联谐振器5的利用谐振频率以及反谐振频率的原理，若串联谐振器5以及并联谐振器5的谐振频率以及反谐振频率收敛于被三个体波的曲线包围的区域，则通频带也收敛于被三个体波的曲线包围的区域。
将使用于这样的滤波器的IDT电极11、谐振器5中的至少一个称为第1IDT电极11、第1谐振器。
在SAW滤波器205中，串联谐振器5和并联谐振器5的谐振频率相互不同，例如，间距p相互不同。串联谐振器5彼此、并联谐振器5彼此、或者SAW滤波器305的IDT电极11彼此中，谐振频率(间距p)基本上相互是相同的，但是为了微调整作为滤波器整体的频率特性，有时谐振频率(进而是间距p)也相互不同。这样，在IDT电极11(多个谐振器5)间，间距p不同的情况下，图4(a)所示的各种模式的体波的频率在多个IDT电极11间也是不同的。在这样的情况下，对于通频带来说，例如，针对由多个IDT电极11之中任一个IDT电极11产生的体波，可以收敛于被三个体波的曲线(L21～L23)包围的区域，针对由两个以上和/或全部IDT电极11产生的体波，可以收敛于被三个体波的曲线(L21～L23)包围的区域(参照后述的图12(a)以及图12(b))。
(多个谐振器的占空比)
说明SAW元件具有多个谐振器5的情况下的电极指19的占空比w/p的设定例。另外，以下，为了区分多个谐振器5彼此，有时如“谐振器5A”这样，对谐振器5的符号附加大写字母的附加符号。
(占空比的设定例1)
图11(a)是表示本公开的一方式涉及的SAW元件401的示意性的俯视图。
SAW元件401在同一压电基板7上具有多个(图中为两个)谐振器5A以及5B。另外，在图11(a)中，省略了反射器13等的图示。谐振器5A以及5B可以相互串联连接，也可以相互并联连接，还可以构成相互独立的信号路径。
在各谐振器5中，例如，上述的谐振频率以及反谐振频率与体波的频率之间的关系成立。具体来说，谐振器5A的谐振频率以及反谐振频率收敛于因谐振器5A的IDT电极11对压电基板7施加电压而产生的多个体波的频率之中最低频率与次低频率之间。谐振器5B的谐振频率以及反谐振频率收敛于因谐振器5B的IDT电极11对压电基板7施加电压而产生的多个体波的频率之中最低频率与次低频率之间。另外，谐振器5A(或者5B)的谐振频率以及反谐振频率与由谐振器5B(或者5A)产生的体波的频率之间的关系可以适当设定，其一例将后述(图12(a))。
谐振器5B的谐振频率设定得比谐振器5A的谐振频率低。如已经说明的那样，间距p基本上是希望谐振的频率的SAW的半波长，在SAW元件401中，谐振器5A以及5B的谐振频率的差异基本上通过间距p来实现。即，谐振频率比谐振器A低的谐振器5B的间距p2大于谐振器5A的间距p1。更具体来说，例如，谐振器5A以及5B除间距p以外，将对谐振频率带来的影响比较大的参数相互设为相同，将谐振器5A的间距p1以及谐振器5B的间距p2之比设为与这些谐振器5的谐振频率之比大致相同。
谐振器5A以及谐振器5B将占空比w/p相互设为相同。即，在将谐振器5A的占空比设为w1/p1，将谐振器5B的占空比设为w2/p2时，w1/p1＝w2/p2。占空比是对谐振频率带来影响的参数之一。具体来说，占空比越大，则谐振频率越低。
这样，多个谐振器5在谐振频率(以及间距p)相互不同的情况下，可以设为相互相同的占空比w/p。在该情况下，例如，在谐振频率的调整中应考虑的参数得以减少，从而使设计变得容易。
这里，能够将谐振器5A视为第1谐振器。
(占空比的设定例2)
图11(b)是表示本公开的一方式涉及的SAW元件501的示意性的俯视图。
SAW元件501仅在取代谐振器5B而设置谐振器5C这一点上与SAW元件401不同。在谐振器5C中，例如，与谐振器5A以及5B同样地，其谐振频率以及反谐振频率位于由谐振器5C产生的多个体波的频率之中最低频率与次低频率之间。
谐振器5C构成为具有与谐振器5B相同的谐振频率。其中，谐振器5C的占空比w3/p3被设定成比谐振器5B的占空比w2/p2大。在另一观点下，由于w2/p2＝w1/p1，所以谐振频率比谐振器5A低的谐振器5C的占空比w3/p3比谐振器5A的占空比w1/p1大。
此外，若使占空比变大，则如上所述，谐振频率会变低。因此，为了使谐振器5C的谐振频率与谐振器5B的谐振频率相同，使谐振器5C的间距p3小于谐振器5B的间距p2。另外，间距p3与谐振器5A的间距p1相比，可以大，可以相同，也可以小。
间距p3例如满足|p3-p1|＜p2-p1。在实施SAW元件501的情况下，p1以及p3例如通过实际测量求得。p2是，假定谐振器5C的占空比与谐振器5A相同，通过计算实现谐振器5C的谐振频率(例如通过实际测量来求取)的间距，从而来求取的。
如图11(b)这样，相对增大谐振频率相对低的谐振器的占空比时的效果例如如下。
图12(a)是针对图11(a)的SAW元件401表示体波的频率的图。该图与图4(a)同样地，横轴表示压电基板7的厚度ts，纵轴表示频率f。
线L61以及L62表示由谐振器5A产生的体波的频率。线L63以及L64表示由谐振器5B产生的体波的频率。线L61以及线L63表示频率最低的体波的频率，与图4(a)的线L11对应。线L62以及线L64表示频率次低的体波的频率，在此表示与图4(a)的线L13对应的频率。另外，除了与线L13对应的线以外，在考虑了与图4(a)的线L12对应的线的情况下，以下所述的效果的例子的基本思路也是相同的。
体波的频率与SAW的谐振频率同样地，间距p越大则会越低。因此，由谐振器5B产生的频率最低的体波的频率(线L63)比由谐振器5A产生的频率最低的体波的频率(线L61)低。同样地，由谐振器5B产生的频率次低的体波的频率(线L64)比由谐振器5A产生的频率次低的体波的频率(线L62)低。
因此，由谐振器5A以及5B中任一者引起的体波的频率都不会产生的频带就位于，频率最低的体波的频率之中高者(线L61以及L63之中的线61)与频率次低的体波的频率之中低者(线L62以及L64之中的线64)之间。
其结果，例如，能够使不希望产生杂散的频带B5位于线L61与线L64之间的压电基板7的厚度ts的范围t61，与谐振器5仅为一个的情况(例如使频带B5位于线L61与线L62之间的情况)相比变小了。此外，若考虑将压电基板7的厚度ts为给定值的情况，则频带B5与杂散的频率之差变小。
图12(b)针对图11(b)的SAW元件501是与表示体波的频率的图12(a)同样的图。
在SAW元件501中，取代SAW元件401的谐振器5B，设置了谐振器5C，因此在图12(b)中，取代图12(a)的线L63以及L64，描绘了表示由谐振器5C产生的体波的频率的线L73以及L74。即，线L73以及L74表示由谐振器5C产生的频率最低的体波以及频率次低的体波的频率。
若使电极指19的占空比w/p变大，则如上所述那样SAW的谐振频率变低。另一方面，体波的频率不怎么变化。此外，若使电极指19的间距p变小，则与SAW的谐振频率同样地，体波的频率也变高。这里，谐振器5C与谐振器5B相比较，间距p变小。因此，线L73以及L74位于比线L63以及L64更高频的一侧。在另一观点下，线L73以及L74接近于线L61以及L62。
其结果，例如，能够使不希望产生杂散的频带B5位于两个谐振器5的体波的频率间的压电基板7的厚度ts的范围t71，比图12(a)的范围t61大。此外，若考虑将压电基板7的厚度ts为给定值的情况，则与图12(a)相比较，频带B5与杂散的频率之差变大。
在另一观点下，若为了使谐振器5B的谐振频率变低，想要使谐振器5B的间距p2变大，则通过使间距p2变大，由谐振器5B产生的频率次低的体波的频率(参照线L64)会变低。其结果，体波的频率接近于不希望产生体波杂散的频带B5，或者位于该频带B5。其结果，很难实现谐振器5B所要求的谐振频率。但是，取代使间距p变大的方法，或者下此基础上还利用占空比w/p使谐振频率向低频侧位移，由此就容易实现谐振器5B(5C)所要求的谐振频率。
另外，谐振器5A以及5C(或者5B)的谐振频率以及反谐振频率例如位于频带B5内。其中，谐振器5A以及5C(或者5B)中的仅一个谐振频率以及反谐振频率可以位于频带B5，在不考虑由多个谐振器5产生的体波的情况下，可以仅是在各谐振器5中参照图5等说明的关系成立。
如以上所述，在图11(b)的例子中，谐振器5C的谐振频率比谐振器5A的谐振频率低(谐振器5C的IDT电极15的谐振频率比谐振器5A的IDT电极15的谐振频率低)，谐振器5C的IDT电极15的占空大于谐振器5A的IDT电极15的占空比大。和/或，谐振器5C的IDT电极15的间距p3大于谐振器5A的IDT电极15的间距p1，谐振器5C的IDT电极15的占空比大于谐振器5A的IDT电极15的占空比。
因此，例如，如参照图12(a)以及图12(b)所说明的那样，容易设定由谐振器5A以及5B中的任一者产生的体波的频率都能够避免的频带B5。此外，例如，能够降低在不希望产生体波杂散的频带B5中产生体波杂散的可能性的同时，在谐振器5C中实现相对低的谐振频率。即，能够将谐振器5C视为第2谐振器。
另外，上述中，叙述了两个谐振器5间的谐振频率(和/或间距)以及占空比的大小关系。在SAW元件具有三个以上的谐振器5的情况下，图11(a)或者图11(b)的谐振频率(和/或间距)以及占空比的大小关系可以仅针对三个以上的谐振器5之中的任两个中成立，也可以在三个以上的谐振器5中都成立。
例如，在三个以上的谐振器5中，可以是，谐振频率越低(和/或间距越大)的谐振器5，其占空比越大。在该情况下，例如，将谐振频率最高的谐振器5设为谐振器5A，将谐振频率最低的谐振器5设为谐振器5C，可以满足|p3-p1|＜p2-p1。
与图11(a)以及图11(b)的例子不同，在SAW元件仅具有一个谐振器5的情况下，或者在仅关注一个谐振器5的情况下，可以通过占空比的调整，进行谐振频率以及反谐振频率与体波的频率之间的相对关系的调整。
此外，参照图11(a)以及图11(b)说明的间距p以及占空比w/p的设定例可以适用于谐振器5以外的IDT电极11。例如，在多重模式型的SAW滤波器305中，在多个IDT电极11彼此的谐振频率和/或间距相互不同的情况下，可以是，谐振频率越低的(和/或间距越大的)IDT电极11，其占空比越大。
在将参照图11(a)以及图11(b)说明的间距p以及占空比w/p的设定例适用于SAW滤波器205或者SAW滤波器305的情况下，例如，如已经叙述的那样，只要通带收敛于由多个IDT电极11(谐振器5)中的一个、多个或者全部产生的多个体波的频率间即可，不一定要针对各个IDT电极11，谐振频率以及反谐振频率都收敛于多个体波的频率间。
(电感器的追加，追加例1)
图13(a)是表示本公开的一方式涉及的SAW元件601(SAW滤波器605)的示意性的俯视图。
根据与图10(a)的比较可以理解，与图10(a)的SAW元件401不同点仅在于，SAW元件601在并联谐振器5D与基准电位部之间设置了与并联谐振器5D串联连接的电感器31。
另外，如公知那样，在梯子型滤波器中，串联谐振器5以及并联谐振器5的频率特性基本上被设定成串联谐振器5的谐振频率和并联谐振器5的反谐振频率一致。因此，并联谐振器5(包含5D)的谐振频率低于串联谐振器的谐振频率。针对反谐振频率也是同样的。
并联谐振器5D例如在未设置电感器31的情况下，应是谐振频率在SAW滤波器605的所有并联谐振器5之中最低。在图示的例子中，将最接近端子的并联谐振器5设为并联谐振器5D，但是也可以将其他位置的并联谐振器5设为并联谐振器5D。
通过将电感器31与并联谐振器5D串联连接，从而包含并联谐振器5D以及电感器31的谐振器33的谐振频率(以及反谐振频率)仅低于并联谐振器5D的谐振频率。因此，与未设置电感器31的情况相比较，能够使并联谐振器5D的间距p变小。
并且，例如，在SAW滤波器605中，设定谐振器33的谐振频率以及反谐振频率，使得谐振器33作为并联谐振器起作用。例如，不是并联谐振器5D的反谐振频率，而是谐振器33的反谐振频率与串联谐振器5的谐振频率大致一致。
另外，被变小的并联谐振器5D的间距p相对于其他并联谐振器5的间距p(或者串联谐振器5的间距p)，可以大，可以相同，也可以小。与占空比的调整同样地，可以满足|p3-p1|＜p2-p1。这里，p3是并联谐振器5D的间距。p2在假定不设置电感器31时，是实现与谐振器33相同的谐振频率的并联谐振器5的间距。p1例如是其他并联谐振器5的任一者的间距p(例如间距最小的并联谐振器5的间距)、或者多个串联谐振器5中的任一者(例如间距最小的串联谐振器5的间距)的间距p。
如以上所述，作为第2谐振器的谐振器33的谐振频率低于作为第1谐振器的并联谐振器5(5D以外)或者串联谐振器5的谐振频率，第1谐振器以及第2谐振器之中只有第2谐振器具有与IDT电极11串联连接的电感器31。或者，作为第2谐振器的谐振器33的间距p低于作为第1谐振器的并联谐振器5(5D以外)或者串联谐振器5的间距p，第1谐振器以及第2谐振器之中只有第2谐振器具有与IDT电极11串联连接的电感器31。
这里，即使追加电感器31，体波的频率也基本上没有变化。另一方面，若减小并联谐振器5D的间距p，则并联谐振器5D产生的体波的频率变高。因此，例如，通过追加电感器31，能够得到与增大占空比时相同的效果。例如，如参照图12(a)以及图12(b)说明的那样，能够增大可以使频带B5位于体波的频率间的范围t71。此外，例如，容易实现谐振器33所要求的比较低的谐振频率。
另外，根据SAW元件601的说明可以理解，在本公开中，在说谐振器的谐振频率以及反谐振频率的情况下，只要没有特别说明，指的是谐振器整体的谐振频率以及反谐振频率。具体来说，例如，在如谐振器33这样，用于调整阻抗的调整元件与IDT电极11连接，且IDT电极11以及调整元件整体作为谐振器起作用的情况下，谐振器的谐振频率以及反谐振频率指的是，IDT电极11以及调整元件整体的谐振频率以及反谐振频率。此外，例如，在未连接这样的调整元件的情况下，谐振器的谐振频率以及反谐振频率指的是，IDT电极11(以及反射器13)本身的谐振频率以及反谐振频率。另外，作为调整元件，例如，除了电感器31以外，虽然未特别图示，但是可列举与IDT电极11并联连接的电容元件。
在SAW元件601中，与SAW元件401同样地，通频带收敛于多个IDT电极11(包含5D的谐振器5)中的一个、多个或者全部产生的多个体波的频率间即可。因此，针对各个谐振器(33或者去掉5D的5)，谐振频率以及反谐振频率可以收敛于/也可以不收敛于多个IDT电极11(包含5D的谐振器5)中的一个、多个或者全部产生的多个体波的频率间。作为一例，对于任一个谐振器(33或者去掉5D的5)来说，其谐振频率以及反谐振频率位于由自身的IDT电极11产生的多个体波的频率间。
(电感器的追加例2)
图13(b)是表示本公开的一方式涉及的SAW元件701(SAW滤波器705)的示意性的俯视图。
根据与图13(a)的比较可理解，SAW元件701与图13(a)的SAW元件601的不同点仅在于，对多个并联谐振器5(在图示的例子中是全部的并联谐振器5)设置了电感器31。
在任一个并联谐振器5E～5G中，与图13(a)的并联谐振器5D同样地，通过与串联连接至IDT电极11的电感器31E～31G的组合，构成实质上作为并联谐振器起作用的谐振器33E～33G。
多个谐振器33E～33G(或者谐振器5E～5G)，其谐振频率和/或间距可以相互相同，也可以相互不同。不管什么情况，通过在谐振频率比串联谐振器5低、或者即使设置了电感器31间距p也比串联谐振器5大的谐振器33中，设置电感器33，从而起到与例如图13(a)中在谐振器33中设置电感器33所带来的效果相同的效果。
另外，通过设置电感器31而变小的并联谐振器33E～33G的间距可以比串联谐振器5的间距大，可以相同，也可以小。在将多个谐振器33E～33G之中任意的一个、或者具有最大(或者与间距p1之差最大)间距的谐振器33的间距设为p3时，可以满足|p3-p1|＜p2-p1。这里，p1例如是间距最小的谐振器5(通常是串联谐振器5)的间距。p2例如是在具有间距p3的谐振器33中，假定未设置电感器31时，实现与具有间距p3的谐振器33相同的谐振频率的并联谐振器5的间距。
在多个谐振器33的谐振频率(和/或间距)相互不同的情况下，例如，针对至少两个谐振器33(第1谐振器、第2谐振器)，谐振频率低(和/或间距大)的谐振器33(第2谐振器)的电感器31(第2电感器)的电感大这样的关系可以成立。另外，与第1谐振器连接的一侧的电感器31可视为第1电感器。
此外，在三个以上的谐振器33中，可以是，谐振频率越低(和/或间距越大)，电感器31的电感越大。此外，在另一观点下，例如，谐振频率最低的(和/或间距最大的)谐振器33的电感器31具有最大的电感。
这样，通过调整电感器31的电感的大小，起到与图13(a)中仅针对一部分谐振器5连接电感的情况相同的效果。例如，由于在多个谐振器33之间间距p之差减小，所以如参照图12(a)以及图12(b)所说明的那样，能够增大可以使频带B5位于体波的频率间的范围t71。此外，例如，容易实现谐振器33所要求的比较低的谐振频率。
另外，在SAW元件701中，与SAW元件601同样地，通频带只要收敛于多个IDT电极11(包含5E～5G的谐振器5)中的一个、多个或者全部产生的多个体波的频率间即可。因此，针对各个谐振器(33或者去掉5E～5G的5)，谐振频率以及反谐振频率可以收敛于/也可以不收敛于多个IDT电极11(包含5E～5G的谐振器5)中的一个、多个或者全部产生的多个体波的频率间。作为一例，对于任一个谐振器(33或者去掉5E～5G的5)来说，其谐振频率以及反谐振频率也位于自身的IDT电极11产生的多个体波的频率间。
与图13(a)以及图13(b)的例子不同，在SAW元件仅具有一个谐振器5的情况下，或者在仅关注一个谐振器5的情况下，可以通过电感器31的追加，进行谐振频率以及反谐振频率与体波的频率之间的相对关系的调整。
(分波器)
可以将上述这样的滤波器应用于分波器。分波器是通信装置中具有将发送频率的信号和接收频率的信号分波的功能的器件。
在通信装置中，包含应发送的信息的发送信息信号TIS被RF-IC进行调制以及频率的上调(载波频率向高频信号的变换)而变成发送信号TS。发送信号TS被放大器放大后输入至分波器。分波器从输入的发送信号TS中去除发送用的通频带以外的不需要的成分后输出到天线。天线将所输入的电信号(发送信号TS)变换成无线信号后进行发送。
同样地，在通信装置中，由天线接收的无线信号被天线变换成电信号(接收信号RS)后输入到分波器。分波器从输入的接收信号RS中去除接收用的通频带以外的不需要的成分后输出到放大器。输出的接收信号RS被放大器放大，并通过RF-IC进行频率的下调以及解调后变成接收信息信号RIS。
发送信息信号TIS以及接收信息信号RIS可以是包含适当的信息的低频信号(基带信号)，例如，是模拟的声音信号或者数字化的声音信号。无线信号的通频带可以遵从UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)等各种标准。调制方式可以是相位调制、振幅调制、频率调制或者它们的任两个以上的组合中的任一种。
这样的分波器包含接收用的滤波器和发送用的滤波器，对其至少一者使用上述的滤波器即可。
另外，本公开涉及的技术并不限于以上的实施方式，可以以各种形式来实施。
SAW元件并不限于具有SAW谐振器以及谐振器型滤波器。例如，SAW元件可以具有横向型滤波器。
IDT电极的形状并不限于图示的形状。例如，IDT电极可以不具有虚拟电极。此外，例如，IDT电极可以是电极指的长度等在SAW的传播方向上有变化的、实施了所谓切趾的电极。母线可以相对于SAW的传播方向倾斜。
在实施方式中，叙述了电极(IDT电极、反射器)的厚度厚于使激励效率变好的厚度，但是电极的厚度也可以薄于使激励效率变好的厚度。
作为调整谐振器的谐振频率或者反谐振频率或者滤波器的通过特性与体波的频率之间的相对关系的方法，说明了压电基板的厚度的调整、电极的厚度的调整、占空比的调整以及电感器的追加。对于这些可以将两个以上进行组合。此外，例如，可以调整其他参数等。
符号说明
1...SAW元件(声表面波元件)，3...贴合基板，5...谐振器，7...压电基板，9...支承基板，11...IDT电极。

Claims (15)

1.一种声表面波元件，具有：
压电基板；
贴合于该压电基板的下表面的支承基板；以及
包含位于所述压电基板的上表面上的第1IDT电极的第1谐振器，
所述第1谐振器的谐振频率以及反谐振频率收敛于所述第1谐振器产生的多个体波杂散的频率之中的最低频率与次低频率之间，
所述最低频率的体波杂散和所述次低频率的体波杂散的振动方向涉及的模式相互相同，次数涉及的模式相互不同。
2.一种声表面波元件，具有：
压电基板；
贴合于该压电基板的下表面的支承基板；以及
包含位于所述压电基板的上表面上的第1IDT电极的第1谐振器，
所述第1谐振器的谐振频率以及反谐振频率收敛于所述第1谐振器产生的多个体波杂散的频率之中的最低频率与次低频率之间，
所述最低频率的体波杂散和所述次低频率的体波杂散的振动方向涉及的模式相互不同。
3.根据权利要求1或2所述的声表面波元件，其中，
该声表面波元件还具有第2谐振器，该第2谐振器包含位于所述压电基板的上表面上的第2IDT电极，
所述第2谐振器的谐振频率低于所述第1谐振器的谐振频率，
所述第2IDT电极的占空比大于所述第1IDT电极的占空比。
4.根据权利要求1或2所述的声表面波元件，其中，
该声表面波元件还具有第2谐振器，该第2谐振器包含位于所述压电基板的上表面上的第2IDT电极，
所述第2谐振器的谐振频率低于所述第1谐振器的谐振频率，
所述第1谐振器以及所述第2谐振器之中只有所述第2谐振器具有与IDT电极串联连接的电感器。
5.根据权利要求1或2所述的声表面波元件，其中，
该声表面波元件还具有第2谐振器，该第2谐振器包含位于所述压电基板的上表面上的第2IDT电极，
所述第2谐振器的谐振频率低于所述第1谐振器的谐振频率，
所述第1谐振器包含与所述第1IDT电极串联连接的第1电感器，
所述第2谐振器包含与所述第2IDT电极串联连接的第2电感器，
所述第2电感器的电感大于所述第1电感器的电感。
6.一种声表面波元件，具有：
压电基板；
贴合于该压电基板的下表面的支承基板；以及
包含位于所述压电基板的上表面上的第1IDT电极的滤波器，
所述滤波器的通频带收敛于所述第1IDT电极产生的多个体波杂散的频率之中的最低频率与次低频率之间，
所述最低频率的体波杂散和所述次低频率的体波杂散的振动方向涉及的模式相互相同，次数涉及的模式相互不同。
7.一种声表面波元件，具有：
压电基板；
贴合于该压电基板的下表面的支承基板；以及
包含位于所述压电基板的上表面上的第1IDT电极的滤波器，
所述滤波器的通频带收敛于所述第1IDT电极产生的多个体波杂散的频率之中的最低频率与次低频率之间，
所述最低频率的体波杂散和所述次低频率的体波杂散的振动方向涉及的模式相互不同。
8.根据权利要求1、2、6、7中任一项所述的声表面波元件，其中，
在将所述第1IDT电极的电极指的间距设为p，将所述压电基板的厚度设为ts时，所述压电基板的归一化厚度ts/2p为1以上且3以下。
9.根据权利要求1、2、6、7中任一项所述的声表面波元件，其中，
所述压电基板是钽酸锂的单晶基板。
10.根据权利要求9所述的声表面波元件，其中，
所述压电基板是切角为38°以上且48°以下的Y板。
11.根据权利要求1、2、6、7中任一项所述的声表面波元件，其中，
在将所述第1IDT电极的电极指的间距设为p，将所述电极指的厚度设为te时，电极指的归一化厚度te/2p为0.080以上。
12.根据权利要求1、2、6、7中任一项所述的声表面波元件，其中，
该声表面波元件还具有位于所述压电基板的上表面上的第2IDT电极，
所述第2IDT电极的谐振频率低于所述第1IDT电极的谐振频率，
所述第2IDT电极的占空比大于所述第1IDT电极的占空比。
13.根据权利要求6或7所述的声表面波元件，其中，
该声表面波元件还具有：
包含所述第1IDT电极的第1谐振器；以及
包含位于所述压电基板的上表面上的第2IDT电极的第2谐振器，
所述第2谐振器的谐振频率低于所述第1谐振器的谐振频率，
所述第2IDT电极的占空比大于所述第1IDT电极的占空比。
14.根据权利要求6或7所述的声表面波元件，其中，
该声表面波元件还具有：
包含所述第1IDT电极的第1谐振器；以及
包含位于所述压电基板的上表面上的第2IDT电极的第2谐振器，
所述第2谐振器的谐振频率低于所述第1谐振器的谐振频率，
所述第1谐振器以及所述第2谐振器之中只有所述第2谐振器具有与IDT电极串联连接的电感器。
15.根据权利要求6或7所述的声表面波元件，其中，
该声表面波元件还具有：
包含所述第1IDT电极的第1谐振器；
包含位于所述压电基板的上表面上的第2IDT电极的第2谐振器，
所述第2谐振器的谐振频率低于所述第1谐振器的谐振频率，
所述第1谐振器包含与所述第1IDT电极串联连接的第1电感器，
所述第2谐振器包含与所述第2IDT电极串联连接的第2电感器，
所述第2电感器的电感大于所述第1电感器的电感。
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