CN107769734B - 功率放大模块 - Google Patents

功率放大模块 Download PDF

Info

Publication number
CN107769734B
CN107769734B CN201710447477.8A CN201710447477A CN107769734B CN 107769734 B CN107769734 B CN 107769734B CN 201710447477 A CN201710447477 A CN 201710447477A CN 107769734 B CN107769734 B CN 107769734B
Authority
CN
China
Prior art keywords
fet
harmonic
termination circuit
harmonic termination
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201710447477.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107769734A (zh
Inventor
石原翔太
新冨雄二
松村哲
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Publication of CN107769734A publication Critical patent/CN107769734A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107769734B publication Critical patent/CN107769734B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
    • H03F1/12—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of attenuating means
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/195—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/225—Indexing scheme relating to amplifiers the input circuit of an amplifying stage comprising an LC-network
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/237—A parallel resonance being added in series in the input circuit, e.g. base, gate, of an amplifier stage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/391—Indexing scheme relating to amplifiers the output circuit of an amplifying stage comprising an LC-network
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/402—A series resonance being added in shunt in the output circuit, e.g. base, gate, of an amplifier stage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/20—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F2203/21—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F2203/211—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H03F2203/21124—A parallel resonance circuit being coupled at the input of a power amplifier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

本发明提供一种即使元件存在差异也能抑制高次谐波终端电路的特性劣化的功率放大模块。功率放大模块包括：放大器，该放大器对输入信号进行放大并输出放大信号；高次谐波终端电路，该高次谐波终端电路设置于放大器的后级，并使放大信号的高次谐波分量衰减，且具备至少1个FET；以及控制电路，该控制电路对至少1个FET的栅极电压进行控制，从而调整至少1个FET的寄生电容的电容值，控制电路对至少1个FET的寄生电容的电容值进行调整，从而调整高次谐波终端电路的谐振频率。

Description

功率放大模块
技术领域
本发明涉及功率放大模块。
背景技术
在使用移动电话的通信网的移动终端中，使用用于放大向基站发送的无线频率(RF：Radio Frequency)信号的功率的功率放大模块。功率放大模块中，为了使从放大器输出的放大信号的高次谐波分量(具有放大信号基频的整数倍频率的信号)衰减，使用高次谐波终端电路。例如，专利文献1中公开有由LC串联谐振电路构成的高次谐波终端电路，且该电路能根据信号的模式对特性进行变更。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2009－302748号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，随着近年来功率放大模块的安装基板的薄型化、以及RF信号的高频化(例如，3.5GHz左右以上的频率)，因元件的差异所引起的高次谐波终端电路的特性的劣化会成为问题。这一点在专利文献1所公开的电路中由电感器及电容器等元件尺寸预先决定，无法根据元件的差异对高次谐波终端电路的特性进行调整。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种即使元件存在差异也能抑制高次谐波终端电路的特性劣化的功率放大模块。
用于解决技术问题的技术手段
为了达到上述目的，本发明的一个方面所涉及的功率放大模块包括：放大器，该放大器对输入信号进行放大并输出放大信号；高次谐波终端电路，该高次谐波终端电路设置于放大器的后级，并使放大信号的高次谐波分量衰减，且具备至少1个FET；以及控制电路，该控制电路对至少1个FET的栅极电压进行控制，从而调整至少1个FET的寄生电容的电容值，控制电路对至少1个FET的寄生电容的电容值进行调整，从而调整高次谐波终端电路的谐振频率。
发明效果
根据本发明，能提供一种即使元件存在差异也能抑制高次谐波终端电路的特性劣化的功率放大模块。
附图说明
图1是示出本发明实施方式1所涉及的功率放大模块的结构的图。
图2是示出高次谐波终端电路150A的等效电路的图。
图3是示出高次谐波终端电路150A中的信号衰减的模拟结果的图。
图4是示出本发明实施方式1的变形例所涉及的功率放大模块的结构的图。
图5是示出高次谐波终端电路150B中的信号衰减的模拟结果的图。
图6是示出本发明实施方式2所涉及的功率放大模块的结构的图。
图7是示出高次谐波终端电路150C中的信号衰减的模拟结果的图。
图8是示出本发明实施方式2的变形例所涉及的功率放大模块的结构的图。
图9A是示出本发明所涉及的功率放大模块进行调整时的结构的一个示例的示意图。
图9B是示出本发明所涉及的功率放大模块进行调整后的结构的一个示例的示意图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的一个实施方式进行说明。图1是示出本发明实施方式1所涉及的功率放大模块100A的结构的图。功率放大模块100A是对无线频率(RF：RadioFrequency)信号即输入信号RFin进行放大、并输出放大信号RFout2的模块。功率放大模块100A例如包括放大器110、匹配电路120A、以及控制电压生成电路130A。另外，图1中，为了简化说明，未示出功率放大模块100A所具备的其他结构要素(例如扼流电感器、偏置电路等)。
放大器110对输入信号RFin进行放大并输出放大信号RFout2。放大器110具备放大用晶体管。放大用晶体管例如为异质结双极型晶体管(HBT：Heterojunction BipolarTransistor)等双极型晶体管。另外，作为放大用晶体管，也可以使用场效应晶体管(FET：Field Effect Transistor)。
匹配电路120A设置在放大器110与后级电路(例如开关电路)之间，并对放大器110的输出阻抗与后级电路的输入阻抗进行匹配。从放大器110输出的放大信号RFout1通过匹配电路120A作为放大信号RFout2被输出。匹配电路120A例如包括电感器L1、L2、电容器C1、以及高次谐波终端电路140、150A。
电感器L1、电感器L2、以及电容器C1依次串联连接，电感器L1的一端与放大器110的输出端子相连接，并从电容器C1的另一端输出放大信号RFout2。电容器C1还起到去除放大信号RFout 1的直流(DC)分量的DC截止电容器(DC-cut capacitor)的作用。
高次谐波终端电路140、150A分别为包含电感器以及电容器的LC串联谐振电路。LC串联谐振电路具有使谐振频率附近的频率分量衰减的功能。因此，通过设计LC串联谐振电路，使得该谐振频率与输入信号RFin的高次谐波(例如二次谐波)的频率一致，从而能使放大信号RFout1所包含的高次谐波分量衰减。另外，例如，在LC串联谐振电路由电感为L的电感器与电容为C的电容器构成的情况下，谐振频率f0以f0＝1/2π√LC来表示。
高次谐波终端电路140例如具备串联连接的电容器C2以及电感器L3。电容器C2的一端连接至电感器L1与电感器L2的连接点，另一端与电感器L3的一端相连接。电感器L3的另一端接地。
高次谐波终端电路150A构成为能对LC串联谐振电路中的电容器以及电感器的至少一方进行调整。具体而言，例如，高次谐波终端电路150A包括电容器C3、电感器L4、L5(第1电感器)、L6(第2电感器)、以及FET(MN1)。
电容器C3、电感器L4、以及电感器L5依次串联连接。
电容器C3的一端连接至电感器L2与电容器C1的连接点，另一端与电感器L4的一端相连接。电感器L5的一端与电感器L4的另一端相连接，另一端接地(即，提供基准电位)。电感器L6与电感器L5并联连接，一端连接至电感器L4与电感器L5的连接点，另一端与FET(MN1)的漏极相连接。电感器L6为用于对高次谐波终端电路150A中的合成电感进行调整的电感器。
FET(MN1)例如为N沟道MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FET：金属氧化物半导体场效应晶体管)，漏极与电感器L6的另一端相连接，并从控制电压生成电路130A向栅极提供控制电压Vcont1，源极接地。FET(MN1)的功能的详细情况将在后文阐述。
控制电压生成电路130A(控制电路)生成控制电压Vcont1，并将其提供至FET(MN1)的栅极。控制电压生成电路130A根据高次谐波终端电路150A的谐波频率与输入信号RFin的高次谐波的频率的偏移，恰当地对控制电压Vcont1进行控制。控制电压生成电路130A例如也可以构成为具备控制IC以及DA转换器，且DA转换器根据控制IC所输出的控制信号来生成输出电压。另外，控制电压生成电路130A的结构并不限于此。
接着，对本实施方式中的电容以及电感的调整功能进行说明。一般情况下，在FET的漏极·源极间存在寄生电容。具体而言，已知通过提高FET的栅极电压、或增大栅极宽度或栅极长度，寄生电容会增加。因此，通过控制FET的寄生电容，从而能对该FET所具备的电路的合成电容进行调整。在高次谐波终端电路150A中，对提供至FET(MN1)的栅极的控制电压Vcont1进行控制，因此可对寄生电容进行调整，并对高次谐波终端电路150A的合成电容进行调整。
此外，通过控制FET(MN1)的栅极电压，从而对FET(MN1)的导通及截止进行切换。由此，也对与FET(MN1)串联连接的电感器L6的导通与否进行切换。因此，通过对控制电压Vcont1进行控制，从而对高次谐波终端电路150A的合成电感进行调整。
图2是示出高次谐波终端电路150A的等效电路的图。FET一般包含寄生电容及导通电阻。因此，在图2中，FET(MN1)由并联连接的电容器CT与电阻元件RT来进行表示。将图2所示的各元件的阻抗分别设为如下，即，电容器C3：－j×(1/(ωC3))，电容器CT：－j×(1/(ωCT))，电感器L4：jωL4，电感器L5：jωL5，电感器L6：jωL6，电阻元件RT：RT。此处，ω为与提供至高次谐波终端电路150A的交流信号的中心频率相对应的角频率。图2所示的P1·P2间的合成阻抗Z(即，从图1所示的连接点P1进行观察后而得的高次谐波终端电路150A的合成阻抗Z)由下式(1)表示。
【数学式1】
Figure BDA0001321575190000061
此处，A＝(ωCTRT)2+1、B＝ωL6{(ωCTRT)2+1}－ωCTRT。在上述式(1)中，虚部成为0时(即，满足下式(2)时)的ω(＝ω0)为高次谐波终端电路150A的谐振频率(角频率)，谐振频率f0(Hz)成为f0＝ω0/2π。
【数学式2】
Figure BDA0001321575190000062
在本实施方式中，通过控制FET(MN1)的栅极电压，寄生电容的电容值(即CT)以及导通电阻的电阻值(即RT)的值发生变动。
具体而言，随着FET(MN1)的栅极电压的上升，寄生电容的电容值增加，导通电阻的电阻值下降。此外，通过对FET(MN1)的导通及截止进行切换，从而也可对电感器L6的导通与否进行切换。因此，从上述式(1)可知，合成阻抗Z发生变动，且能对高次谐波终端电路150A的谐振频率ω0进行调整。具体而言，在高次谐波终端电路150A的谐振频率与输入信号RFin的高次谐波的频率之间产生了偏移的情况下，能对该谐振频率进行校正，以使得高次谐波终端电路150A的谐振频率接近输入信号RFin的高次谐波的频率。
通过上述结构，功率放大模块100A根据高次谐波终端电路150A的谐振频率与输入信号RFin的高次谐波的频率的偏移，对提供至FET(MN1)的栅极的控制电压Vcont1进行控制，从而能对高次谐波终端电路150A的合成阻抗Z进行调整，并能对谐振频率进行调整。由此，即使元件存在差异，也能通过对高次谐波终端电路的谐振频率进行校正，从而抑制高次谐波终端电路的特性劣化。
另外，由高次谐波终端电路140、150A进行衰减的高次谐波分量不限于二次谐波，也可以是三次以上的高次谐波分量。此外，高次谐波终端电路150A具备串联连接的电感器L4、L5以代替高次谐波终端电路140中的电感器L3，然而也可以不使该电感器L4、L5分开而作为1个电感器。通过构成为将电感器L3分成电感器L4、L5、并仅将调整用电感器L6与电感器L5并联连接，从而能缩小调整用电感器L6的尺寸。
图3是示出高次谐波终端电路150A中的信号衰减的模拟结果的图。在图3中，横轴为频率(GHz)，纵轴为高次谐波终端电路150A中的信号衰减(dB)。图3所示的曲线示出了在进行衰减的高次谐波的频率的目标值包含于1.65～1.81GHz的范围的情况下，FET(MN1)的栅极电压设为0.65V、0.7V、0.8V、1.0V时的信号衰减的情形。另外，在本模拟中，FET(MN1)的栅极长度为10μm，栅极宽度为400μm。
如图3所示，可知在高次谐波终端电路150A中，通过对FET(MN1)的栅极电压进行控制，从而能将高次谐波终端电路的谐振频率校正为所希望的值。例如，在图3所示的示例中，在栅极电压为0.8V的情况下，谐振频率位于高次谐波分量的范围的大致中央，该范围内的高次谐波分量以大致均等的方式衰减。因此，例如通过将栅极电压调整为0.8V，从而能抑制高次谐波终端电路的特性的劣化。另外，在本模拟中，越是提高栅极电压，则谐振频率越向低频侧移动。
图4是示出本发明实施方式1的变形例所涉及的功率放大模块的结构的图。图4所示的功率放大模块100B与图1所示的功率放大模块100A相比，具备匹配电路120B以代替匹配电路120A，并具备控制电压生成电路130B以代替控制电压生成电路130A。匹配电路120B具备高次谐波终端电路150B以代替高次谐波终端电路150A。另外，在该实施方式的后述中，省略与实施方式1共通内容的记载，仅对不同点进行说明。特别地，对于相同结构的相同作用效果，不再对每个实施方式依次进行言及。
高次谐波终端电路150B与高次谐波终端电路150A相比，还具备FET(MN2、MN3、MN4)。FET(MN2、MN3、MN4)与FET(MN1)并联连接。即，FET(MN1、MN2、MN3、MN4)的漏极分别与电感器L6的另一端相连接，栅极分别提供有控制电压Vcont1、Vcont2、Vcont3、Vcont4，源极分别接地。
控制电压生成电路130B生成控制电压Vcont1～Vcont4，并将其提供至FET(MN1～MN4)的栅极，从而独立地对FET(MN1～MN4)的栅极电压进行控制。具体而言，例如，控制电压生成电路130B生成使FET(MN1～MN4)导通的电压(例如FET的阈值电压以上的电压)或使FET(MN1～MN4)截止的电压(例如0V)中的任一个，并作为控制电压Vcont1～Vcont4进行输出。由此，通过独立地对控制电压Vcont1～Vcont4的电压值进行控制，从而能使FET(MN1～MN4)的导通或截止的组合产生各种变化。由此，能对FET(MN1～MN4)的各自的寄生电容合成后而得的合成电容进行调整。另外，FET(MN1～MN4)的元件尺寸的比例如可以构成为1：2：4：8。
在上述结构中，功率放大模块100B与功率放大模块100A相同地，也能根据高次谐波终端电路150A的谐振频率与输入信号RFin的高次谐波的频率的偏移对控制电压Vcont1～Vcont4进行控制，从而能对高次谐波终端电路150B的合成阻抗Z进行调整，并能对谐振频率进行调整。由此，即使元件存在差异，也能通过对高次谐波终端电路的谐振频率进行校正，从而抑制高次谐波终端电路的特性劣化。
此外，也可以将高次谐波终端电路150B设计为以多个FET中的任意FET(例如，2个FET)导通、剩余的FET(例如，剩余的2个FET)截止的状态为初始状态。由此，当谐振频率高于目标值时增加导通的FET的个数，当谐振频率低于目标值时减少导通的FET的个数，从而能将谐振频率校正为高频或低频。
另外，在本实施方式中，以控制电压Vcont1～Vcont4为对FET(MN1～MN4)的导通及截止进行切换的二元控制为例进行了说明，然而，也可以将控制电压Vcont1～Vcont4设为与功率放大模块100A相同地具有连续的电压值。此外，并联连接的FET的个数不限于4个，可以是2个或3个，也可以是5个以上。
图5是示出高次谐波终端电路150B中的信号衰减的模拟结果的图。在图5中，横轴为频率(GHz)，纵轴为高次谐波终端电路150B中的信号衰减(dB)。图5所示的曲线示出了在进行衰减的高次谐波的频率的目标值包含于1.65～1.81GHz的范围的情况下，使成为导通的FET的个数变化时的信号衰减的情形。另外，在本模拟中，将FET的栅极宽度设为200μm、300μm、400μm、800μm(栅极长度均为10μm)来对FET的导通及截止的操作进行等效表示，以代替对FET(MN1～MN4)的导通及截止进行切换。
如图5所示，可知在高次谐波终端电路150B中，通过改变FET的栅极宽度(即，使成为导通的FET的个数变化)，从而能将高次谐波终端电路150B的谐振频率校正为所希望的值。
具体而言，可知成为导通的FET的个数越多则谐振频率越低，成为导通的FET的个数越少则谐振频率越高。另外，在本模拟中，当栅极宽度为400μm时，谐振频率位于高次谐波分量的范围的大致中央，该范围内的高次谐波分量以大致均等的方式衰减。因此，通过采用例如与栅极宽度为400μm的FET等效的电路结构，从而能抑制高次谐波终端电路的特性的劣化。
图6是示出本发明实施方式2所涉及的功率放大模块的结构的图。图6所示的功率放大模块100C与图1所示的功率放大模块100A相比，具备匹配电路120C，以代替匹配电路120A。匹配电路120C具备高次谐波终端电路150C以代替高次谐波终端电路150A。
高次谐波终端电路150C构成为能在LC串联谐振电路中的电容器与电感器中、对电容器进行调整。具体而言，高次谐波终端电路150C例如具备与电容器C3并联连接的FET(MN5)。FET(MN5)的漏极与电容器C3的一端相连接，并从控制电压生成电路130A向栅极提供控制电压Vcont5，源极与电容器C3的另一端相连接。
在高次谐波终端电路150C中，与图1所示的高次谐波终端电路150A相同地，也能对提供至FET(MN5)的栅极的控制电压Vcont5进行控制，从而对FET(MN5)的寄生电容进行调整。由此，可对高次谐波终端电路150C的合成电容进行调整，并对高次谐波终端电路150C的谐振频率进行校正。在本实施方式中，例如，当谐振频率高于目标值时，提高控制电压Vcont5的电压，从而使FET(MN5)的寄生电容增大。由此，高次谐波终端电路150C的合成电容也增大，因此能降低谐振频率。根据上述结构，功率放大模块100C也能得到与图1所示的功率放大模块100A相同的效果。
图7是示出高次谐波终端电路150C中的信号衰减的模拟结果的图。在图7中，横轴为频率(GHz)，纵轴为高次谐波终端电路150C中的信号衰减(dB)。图7所示的曲线示出了在进行衰减的高次谐波的频率的目标值包含于1.65～1.81GHz的范围的情况下，将FET(MN5)的栅极电压设为3.5V时的信号衰减的情形。另外，在本模拟中，FET(MN5)的栅极长度为10μm，栅极宽度为400μm。
如图7所示，可知在高次谐波终端电路150C中，通过恰当地对FET(MN5)的栅极电压进行控制，从而能对高次谐波终端电路的谐振频率进行校正。具体而言，校正前(即，FET(MN5)的栅极电压为0V。)，谐振频率偏移至进行衰减的高次谐波的频率的上限侧(1.81GHz侧)，在该范围中的信号的衰减水平中存在差别。另一方面，可知通过将FET(MN5)的栅极电压提高至3.5V，从而谐振频率可移动至该范围的大致中央，且该范围内的高次谐波分量以大致均等的方式衰减。因此，例如通过将栅极电压调整为3.5V，从而能抑制高次谐波终端电路的特性的劣化。
图8是示出本发明实施方式2的变形例所涉及的功率放大模块的结构的图。图8所示的功率放大模块100D与图6所示的功率放大模块100C相比，具备匹配电路120D以代替匹配电路120C，并具备控制电压生成电路130B以代替控制电压生成电路130A。匹配电路120D具备高次谐波终端电路150D以代替高次谐波终端电路150C。
高次谐波终端电路150D与高次谐波终端电路150C相比，还具备FET(MN6、MN7、MN8)。FET(MN6、MN7、MN8)与FET(MN5)并联连接。即，FET(MN5、MN6、MN7、MN8)的漏极分别与电容器C3的一端相连接，栅极分别提供有控制电压Vcont5、Vcont6、Vcont7、Vcont8，源极分别与电容器C3的另一端相连接。关于FET(MN5～MN8)的功能，由于与图4所示的高次谐波终端电路150B中的FET(MN1～MN4)相同，因此省略详细说明。
在上述结构中，功率放大模块100D与功率放大模块100B相同地，也能对控制电压Vcont5～Vcont8进行控制，从而能对高次谐波终端电路150D的合成阻抗Z进行调整，并能对谐振频率进行调整。根据上述结构，功率放大模块100D也能得到与图4所示的功率放大模块100B相同的效果。
接着，对本发明所涉及的功率放大模块中的高次谐波终端电路的调整方法的一个示例进行说明。对于功率放大模块，例如，在制造完成后进行高次谐波终端电路的特性的检查，并根据该特性是否满足了规定的基准从而进行筛选。接着，在不满足规定的基准的功率放大模块中，对于可预期通过实施上述高次谐波终端电路的调整从而改善特性的功率放大模块实施调整。由此，若特性满足规定的基准则出货，若不满足则废弃。此处，为了防止在功率放大模块出货后因误操作导致该调整被变更，优选在功率放大模块出货后无法进行该调整。
本实施方式中，例如，使用在高次谐波终端电路的特性的控制中通过电子程序操作能对输出值进行变更的元件(例如efuse单元等)，从而能从可对该特性进行调整的状态(即，可对数据进行改写的状态)切换为无法对该特性进行调整的状态(即，无法对数据进行改写的状态)。此处，efuse单元是通过使大电流流过来增大电阻值、从而改变输出值的元件，并具有输出值一旦发生变化就无法复原的性质。因此，将efuse单元的初始状态设为可进行改写的状态，在该状态下对控制电压生成电路所生成的控制电压进行调整，之后，使大电流流过efuse单元从而将其切换为无法进行改写的状态。由此，能保持对高次谐波终端电路的特性恰当地进行调整后的状态，并能防止因出货后的误操作导致的调整的变更。
接着，对高次谐波终端电路的调整方法的另一个示例进行说明。图9A是示出本发明所涉及的功率放大模块进行调整时的结构的一个示例的示意图，图9B是示出本发明所涉及的功率放大模块进行调整后的结构的一个示例的示意图。如图9A及图9B所示，本发明所涉及的功率放大模块1000具备控制端子T1。功率放大模块1000设置于用于制造完成后的检查的筛选用夹具200。此时，通过连接器202从外部向控制端子T1提供规定电平的电压(参照图9A)。此处，能将功率放大模块1000构成为仅在从外部向控制端子T1提供规定电平的电压的期间，才能进行高次谐波终端电路的特性的调整。因此，当功率放大模块1000设置于筛选用夹具200时，能进行对高次谐波终端电路的特性进行调整的读写。此外，在高次谐波终端电路的调整结束后，将功率放大模块1000安装于产品的母板300并出货。此时，例如将接地电位提供至控制端子T1(参照图9B)。因此，当功率放大模块1000安装于母板300时，无法进行读写。根据上述结构，也能防止因功率放大模块出货后的误操作导致的调整的变更。另外，根据该结构，可在不使用上述efuse单元的情况下防止误操作，因此元器件数量得以减少。此外，不需要对efuse单元进行读写的读写时间。另外，功率放大模块的调整方法并不限于上述方法。
以上，对本发明例示的实施方式进行了说明。功率放大模块100A～100D包括具备FET的高次谐波终端电路150A～150D、以及对该FET的栅极电压进行控制的控制电压生成电路130A、130B，通过对FET的寄生电容的电容值进行调整，从而能对高次谐波终端电路150A～150D的谐振频率进行调整。由此，即使元件存在差异，也能通过高次谐波终端电路的谐振频率的校正，从而抑制高次谐波终端电路的特性劣化。
此外，在功率放大模块100A、100B中，高次谐波终端电路150A、150B包括串联连接的电容器C3及电感器L5、与电感器L5并联连接的电感器L6、以及与电感器L6串联连接的FET(MN1)。此外，通过对控制电压Vcont 1进行控制，从而能对FET(MN1)的寄生电容及导通电阻的电阻值进行调整，并能对电感器L6的导通与否进行切换。由此，能对高次谐波终端电路150A、150B的合成阻抗Z进行调整，并能对谐振频率进行校正。
此外，在功率放大模块100B中，高次谐波终端电路150B具备并联连接的FET(MN1～MN4)，控制电压生成电路130B独立地对FET(MN1～MN4)各自的栅极电压进行控制。由此，能使FET(MN1～MN4)的导通或截止的组合产生各种变化。因此，能对高次谐波终端电路150B的合成阻抗Z进行调整，并能对谐振频率进行校正。
此外，在功率放大模块100C、100D中，高次谐波终端电路150C、150D包括串联连接的电容器C3及电感器L4、以及与电感器L4并联连接的FET(MN5)。此外，通过对控制电压Vcont5进行控制，从而能对FET(MN5)的寄生电容及导通电阻的电阻值进行调整。由此，能对高次谐波终端电路150C、150D的合成阻抗Z进行调整，并能对谐振频率进行校正。
此外，在功率放大模块100D中，高次谐波终端电路150D具备并联连接的FET(MN5～MN8)，控制电压生成电路130B独立地对FET(MN5～MN8)各自的栅极电压进行控制。由此，能使FET(MN5～MN8)的导通或截止的组合产生各种变化。因此，能对高次谐波终端电路150B的合成阻抗Z进行调整，并能对谐振频率进行校正。
另外，在高次谐波终端电路150A～150D中，示出了FET与电感器或电容器的任意一方并联连接的示例，然而高次谐波终端电路也可以具备与电感器并联连接的FET、以及与电容器并联连接的FET这两方。由此，例如，在谐振频率偏移至高频侧的情况下，可以通过调整与电容器并联连接的FET从而将谐振频率校正至低频侧，在谐振频率偏移至低频侧的情况下，可以通过调整与电感器并联连接的FET从而将谐振频率校正至高频侧。
此外，高次谐波终端电路150A～150D所具备的各个FET也可以使用P沟道FET，以代替N沟道FET。
上述所说明的各实施方式是为了便于理解本发明，但并非对本发明进行限定解释。本发明可以在不脱离其主旨的范围内进行变更或改良，并且本发明还包含与其等价的内容。即，只要在本领域技术人员对各实施方式进行适当的设计改变而得到的技术方案中包含本发明的特征，则认为其包含于本发明的范围内。例如，各实施方式所具有的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等并不限于示例，能进行适当的改变。此外，各实施方式所具有的各要素能在技术上可实现的范围内进行组合，只要该组合包含本发明的特征则认为其也包含于本发明的范围中。
标号说明
100A、100B、100C、100D、1000 功率放大模块
110 放大器
120A、120B、120C、120D 匹配电路
130A、130B 控制电压生成电路
140、150A、150B、150C、150D 高次谐波终端电路
200 筛选用夹具
202 连接器
300 母板
L1、L2、L3、L4、L5、L6 电感器
C1、C2、C3、CT 电容器
RT 电阻元件
MN1、MN2、MN3、MN4、MN5、MN6、MN7、MN8FET T1 控制端子

Claims (4)

1.一种功率放大模块，其特征在于，包括：
放大器，该放大器对输入信号进行放大并输出放大信号；
高次谐波终端电路，该高次谐波终端电路设置于所述放大器的后级，并使所述放大信号的高次谐波分量衰减，且该高次谐波终端电路具备至少1个FET、串联连接在所述放大器的输出端子与基准电位之间的电容器及第1电感器、以及与所述第1电感器并联连接的第2电感器，所述至少1个FET与所述第2电感器串联连接；以及
控制电路，该控制电路对所述至少1个FET的栅极电压进行控制，从而调整所述至少1个FET的寄生电容的电容值，
所述控制电路对所述至少1个FET的寄生电容的电容值进行调整，从而调整所述高次谐波终端电路的谐振频率，以使得所述高次谐波终端电路的谐振频率与输入信号的高次谐波的频率一致。
2.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
在所述至少1个FET为多个FET时，所述多个FET并联连接，
所述控制电路独立地对所述多个FET各自的栅极电压进行控制。
3.一种功率放大模块，其特征在于，包括：
放大器，该放大器对输入信号进行放大并输出放大信号；
高次谐波终端电路，该高次谐波终端电路设置于所述放大器的后级，并使所述放大信号的高次谐波分量衰减，且该高次谐波终端电路具备至少1个FET、串联连接在所述放大器的输出端子与基准电位之间的电容器及第1电感器，所述至少1个FET与所述电容器并联连接；以及
控制电路，该控制电路对所述至少1个FET的栅极电压进行控制，从而调整所述至少1个FET的寄生电容的电容值，
所述控制电路对所述至少1个FET的寄生电容的电容值进行调整，从而调整所述高次谐波终端电路的谐振频率，以使得所述高次谐波终端电路的谐振频率与输入信号的高次谐波的频率一致。
4.如权利要求3所述的功率放大模块，其特征在于，
在所述至少1个FET为多个FET时，所述多个FET并联连接，
所述控制电路独立地对所述多个FET各自的栅极电压进行控制。
CN201710447477.8A 2016-08-23 2017-06-14 功率放大模块 Active CN107769734B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016-163064 2016-08-23
JP2016163064A JP2018032951A (ja) 2016-08-23 2016-08-23 電力増幅モジュール

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107769734A CN107769734A (zh) 2018-03-06
CN107769734B true CN107769734B (zh) 2021-09-10

Family

ID=61243413

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710447477.8A Active CN107769734B (zh) 2016-08-23 2017-06-14 功率放大模块

Country Status (3)

Country Link
US (3) US10236834B2 (zh)
JP (1) JP2018032951A (zh)
CN (1) CN107769734B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106656128A (zh) * 2016-12-31 2017-05-10 唯捷创芯(天津)电子技术股份有限公司 用于多晶体管串联射频开关的电压均匀化方法及射频开关
CN112039448A (zh) * 2019-06-04 2020-12-04 株式会社村田制作所 功率放大电路
WO2021215041A1 (ja) * 2020-04-24 2021-10-28 株式会社村田製作所 パワーアンプモジュール及び通信装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080039025A1 (en) * 2006-08-10 2008-02-14 Ray Marcus R Multi-mode transceiver having tunable harmonic termination circuit and method therefor
CN201956975U (zh) * 2010-12-24 2011-08-31 上海集成电路研发中心有限公司 低噪声放大器
CN103189979A (zh) * 2010-10-29 2013-07-03 高通股份有限公司 补偿封装电感的可调谐电容器电路
JP2016115977A (ja) * 2014-12-11 2016-06-23 パナソニック株式会社 受信装置及びその歪み抑圧方法、半導体装置並びに電子機器

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007329641A (ja) 2006-06-07 2007-12-20 Mitsubishi Electric Corp 周波数・帯域幅切り換え増幅器
JP5091773B2 (ja) 2008-06-11 2012-12-05 株式会社東芝 増幅器及び増幅器モジュール
WO2011045832A1 (ja) * 2009-10-14 2011-04-21 株式会社アドバンテスト 差動ドライバ回路およびそれを用いた試験装置
US8975981B2 (en) 2011-09-13 2015-03-10 Qualcomm Incorporated Impedance matching circuits with multiple configurations
WO2014013869A1 (ja) 2012-07-20 2014-01-23 株式会社村田製作所 増幅モジュールおよびこれを備える送信モジュール

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080039025A1 (en) * 2006-08-10 2008-02-14 Ray Marcus R Multi-mode transceiver having tunable harmonic termination circuit and method therefor
CN103189979A (zh) * 2010-10-29 2013-07-03 高通股份有限公司 补偿封装电感的可调谐电容器电路
CN201956975U (zh) * 2010-12-24 2011-08-31 上海集成电路研发中心有限公司 低噪声放大器
JP2016115977A (ja) * 2014-12-11 2016-06-23 パナソニック株式会社 受信装置及びその歪み抑圧方法、半導体装置並びに電子機器

Also Published As

Publication number Publication date
JP2018032951A (ja) 2018-03-01
CN107769734A (zh) 2018-03-06
US10985710B2 (en) 2021-04-20
US20200266773A1 (en) 2020-08-20
US10680561B2 (en) 2020-06-09
US20180062590A1 (en) 2018-03-01
US10236834B2 (en) 2019-03-19
US20190165742A1 (en) 2019-05-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10985710B2 (en) Power amplifier module
US8288895B2 (en) High-power tunable capacitor
US20210273613A1 (en) Amplification circuit
US8816769B2 (en) Differential stacked output stage for power amplifiers
CN107404289B (zh) 功率放大模块
US20110074509A1 (en) Non-linear capacitance compensation
US20100109781A1 (en) Semiconductor integrated circuit device
KR100829780B1 (ko) 3차 상호 변조 왜곡을 감소시킨 저잡음 증폭기 및 신호증폭 방법
CN107306118B (zh) 功率放大模块
JP2017163197A (ja) 電力増幅回路
US8264279B2 (en) Electronic circuit
US10164586B2 (en) Impedance-matching circuit
US6737923B2 (en) High frequency circuit
CN112214061B (zh) 偏置电路
CN109586674B (zh) 功率放大电路
US20200313630A1 (en) Radio frequency amplifier circuitry with improved linearity
CN112929000A (zh) 功率放大电路
US20200007094A1 (en) High-frequency amplifier circuitry and semiconductor device
US9374065B2 (en) Variable inductor circuit and high frequency circuit
US20230318537A1 (en) Power amplifier system
US20230170848A1 (en) Amplifier
JP2010109710A (ja) 利得可変型増幅器
US10270411B2 (en) Amplifier
Yoo et al. A Highly Linear CMOS Power Amplifier with AM-AM and AM-PM Compensation for 2.3 GHz Wibro/WiMax Applications
JP2015154443A (ja) 利得可変型増幅器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant