CN107636968A - 功率用半导体元件的驱动控制电路 - Google Patents

功率用半导体元件的驱动控制电路 Download PDF

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Abstract

电压驱动部(3)根据导通指令或者截止指令使作为功率用半导体元件(100)的控制电极的栅极(101)的电压变动。栅极电压检测部(4)生成栅极电压的检测信号(VG)。延迟信号生成部(5)生成对检测信号(VG)赋予延迟时间得到的延迟信号(dVG)。差分运算部(6)生成检测信号(VG)以及延迟信号(dVG)之间的电压差分信号(VD)。在功率用半导体元件(100)的接通动作时，在电压差分信号(VD)超过基准电压(VR1)时，短路状态检测部(7)检测功率用半导体元件(100)的短路状态。

Description

功率用半导体元件的驱动控制电路
技术领域
本发明涉及功率用半导体元件的驱动控制电路，特别是涉及具备对IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等功率用半导体元件的短路状态进行检测的功能的驱动控制电路。
背景技术
在IGBT、MOSFET等功率用半导体元件中发生短路状态时，流过大电流，所以功率用半导体元件有可能发生热击穿。因此，需要对功率用半导体元件的短路状态进行检测并保护的功能。
专利文献1(日本特开2001-197724号公报)记载的功率用半导体元件的驱动电路检测功率用半导体元件的主端子间电压(对于IGBT而言是集电极-发射极间电压)，在主端子间电压大于预定的判定值时，判定是过电流状态或短路状态。
专利文献2(日本特开2007-259533号公报)记载的保护电路检测功率用半导体元件(IGBT)的集电极电流以及栅极电压。在短路状态下，栅极电压一下子上升至栅极驱动电源电压，并且流过大的集电极电流，所以在栅极电压高于预先设定的预定的电压、且集电极电流值高于预先设定的预定的电流值时，判定为是短路状态。
另一方面，在专利文献3(日本专利第3883925号公报)中，记载了仅根据功率用半导体元件(IGBT)的栅极电压来检测短路状态的驱动电路的结构。特别是在短路状态下，不会产生正常状态下的所谓平镜期间(mirror period)，所以在与平镜期间相当的检测期间中，根据栅极电压超过基准值这一情况而检测短路状态。
现有技术文献
专利文献1：日本特开2001-197724号公报(段落[0022]～[0028]、图1-图3)
专利文献2：日本特开2007-259533号公报(段落[0013]～[0017]、图1)
专利文献3：日本专利第3883925号公报(段落[0023]～[0026]、[0034])
发明内容
专利文献1记载的驱动电路通过检测功率用半导体元件的集电极电压来检测出是短路状态，但为了区分正常状态和短路状态，在接通动作指令后起的一定期间无法进行判定动作。因此，存在直至检测出是短路状态这需要较长的时间的问题。另外，需要使用高耐压二极管作为对集电极电压进行检测的单元，还存在成本变高的问题。
专利文献2的保护电路通过使用集电极电流以及栅极电压来检测是短路状态。其结果，应检测的控制量是2个，所以存在装置大型化、成本变高的问题。
专利文献3的驱动电路为了防止短路状态的误检测，需要与功率用半导体元件以及驱动电路的物理常数对应地设定检测期间。因此，如果无法恰当地设定检测期间，则有可能误检测短路状态。
本发明是为了解决如上所述的课题而完成的，其目的在于提供一种驱动控制电路，能够以低成本迅速且准确地检测功率用半导体元件的短路状态。
本发明所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路是具有控制电极的功率用半导体元件的驱动控制电路。驱动控制电路具备驱动部、检测部、延迟信号生成部、差分运算部以及短路状态检测部。驱动部以根据导通指令或者截止指令而使控制电极的电压变动的方式工作。检测部构成为检测控制电极的电气量(electrical quantity)。延迟信号生成部构成为生成对由检测部检测的电气量的检测信号赋予延迟时间得到的延迟信号。差分运算部构成为生成检测信号以及延迟信号之间的差分信号。短路状态检测部构成为在与导通指令对应的驱动部的工作时，根据差分信号和基准值的比较结果，检测功率用半导体元件的短路状态。
通过设为这样的结构，根据控制电极中的单一的电气量的检测信号与延迟信号的差分信号的峰值是否超过基准电压，无需组合时间条件，就能够检测功率用半导体元件的短路状态(支路短路)。因此，能够低成本且准确地检测功率用半导体元件的短路状态。而且，在正常状态(非短路状态)以及短路状态之间电气量的行迹较大地不同的所谓的平镜期间刚刚开始之后的定时产生差分信号的峰值，所以能够在接通指令后迅速地检测短路状态的发生。
根据本发明，能够以低成本迅速且准确地检测功率用半导体元件的短路状态。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
图2是示出图1所示的延迟信号生成部的结构例的电路图。
图3是示出图1所示的差分运算部的结构例的电路图。
图4是说明功率用半导体元件的正常状态下的接通(TURN ON)时的电压电流行迹的概念性的波形图。
图5是说明功率用半导体元件的短路状态下的接通时的电压电流行迹的概念性的波形图。
图6是用于说明实施方式1所涉及的驱动控制电路中的栅极电压及其延迟电压的行迹(behavior)的波形图。
图7是用于说明实施方式1所涉及的驱动控制电路中的电压差分信号的行迹的波形图。
图8是示出实施方式1所涉及的驱动控制电路中的判定结果的信号的波形图。
图9是示出图1所示的差分运算部的其它结构例的电路图。
图10是示出本发明的实施方式2所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
图11是用于说明实施方式2所涉及的驱动控制电路中的栅极电流及其延迟电流的行迹的波形图。
图12是用于说明实施方式2所涉及的驱动控制电路中的电流差分信号的行迹的波形图。
图13是示出本发明的实施方式2的变形例1所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
图14是用于说明图13所示的判定期间设定部的动作的波形图。
图15是示出本发明的实施方式2的变形例2所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
图16是示出本发明的实施方式3所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
图17是示出本发明的实施方式3的变形例1所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
图18是示出图17所示的驱动控制电路中的选择信号和来自输出端子的输出数据的对应关系的图表。
图19是说明图17所示的驱动控制电路中的来自输出端子的输出数据(模拟)的例子的图。
图20是说明图17所示的驱动控制电路中的选择信号是“10”时的来自输出端子的输出数据(数字)的例子的图。
图21是说明图17所示的驱动控制电路中的选择信号是“11”时的来自输出端子的输出数据(数字)的例子的图。
图22是示出本发明的实施方式3的变形例2所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
(符号说明)
2a、2b、2c：栅极电阻；3：电压驱动部；4：栅极电压检测部；5：延迟信号生成部；6：差分运算部；7：短路状态检测部；8：短路保护部；9：低速切断部；10：控制指令部；11：电阻元件(信号延迟部)；12：电容器(信号延迟部)；13、14a～14c：运算放大器；15：栅极电流检测部；16：栅极电阻两端电压检测部；17a、17b：基准电压产生部；18：信号保持部；19、20：电压节点；21、22、24：半导体开关；23：逆变器；25：判定期间设定部；51～54、61～63：驱动控制电路；91、93、94：输出部；92：信号处理部；100：功率用半导体元件；101：栅极；102：集电极；103：发射极；151、152：脉冲信号；DT1、DT2：占空比(脉冲信号)；ID：差分电流；IR：基准电流；Ic：集电极电流；Ig：栅极电流；PD：输出端子；PDS、PS：选择端子；R0～R7：电阻元件(差分运算部)；S0：判定信号；S1：信号(信号保持部)；S2：保护信号；SE、SL：选择信号；Sg：控制信号；Sw：信号(判定期间设定部)；Sx：信号(峰值)；T：周期；VD：电压差分信号；VDig：电流差分信号；VG、Vig：检测信号；VR1、VR2：基准电压(短路状态检测部)；Va、Vb：输入电压(差分运算部)；Vc：输出电压(差分运算部)；Vce：集电极-发射极间电压；Vg：栅极电压；Vn：负偏置电压；Vp：正偏置电压；dIg：延迟电流；dVG、dVig：延迟信号；dVg：延迟电压。
具体实施方式
以下，使用附图，说明本发明的实施方式。
[实施方式1]
图1是示出本发明的实施方式1所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
参照图1，实施方式1所涉及的驱动控制电路51控制功率用半导体元件100的导通截止。以下，作为功率用半导体元件100，例示IGBT。因此，功率用半导体元件100根据作为“控制电极”的栅极101的电压，控制形成作为“主电极”的集电极102及发射极103间的电流路径的“闭状态(导通(ON))”以及切断该电流路径的“开状态(截止(OFF))”。此外，功率用半导体元件100不限定于IGBT，也可以是MOSFET等自灭弧型半导体元件。
首先，说明驱动控制电路51的结构中的对功率用半导体元件100的导通截止进行控制的电路部分的结构。驱动控制电路51包括控制指令部10、电压驱动部3、栅极电阻2a、2b以及低速切断部9。
控制指令部10根据来自驱动控制电路51的外部的导通截止指令，生成控制信号Sg。控制信号Sg被设定为逻辑高电平(以下还简称为“H电平”)以及逻辑低电平(以下还简称为“L电平”)中的任意电平。
在功率用半导体元件100的截止指令时，控制指令部10使控制信号Sg从H电平变化为L电平。另一方面，在功率用半导体元件100的导通指令时，控制信号Sg从L电平变动到H电平。
电压驱动部3具有半导体开关21以及22。半导体开关21连接于相对发射极103而向栅极101供给正偏置电压Vp的电压节点19与栅极电阻2a之间。半导体开关22连接于相对发射极103而向栅极101供给负偏置电压Vn的电压节点20与栅极电阻2b之间。此外，作为一个例子，通过将发射极103设为9(V)，将电压节点19设为24(V)，将电压节点20设为0(V)，从而将正偏置电压Vp设为15(V)，将负偏置电压Vn设为-9(V)。以下，各半导体开关使用双极型晶体管或者MOSFET这样的半导体开关元件。
半导体开关21根据控制信号Sg而进行导通截止。另一方面，半导体开关22根据被输入控制信号Sg的逆变器23的输出而进行导通截止。即，半导体开关21以及22根据控制信号Sg而互补地进行导通截止。
在控制信号Sg被设定为H电平时，通过半导体开关21的导通，栅极101经由栅极电阻2a而与电压节点19连接。由此，栅极101变动到正偏置电压Vp，从而功率用半导体元件100导通。接通时的栅极电压的变化速度、即驱动速度根据栅极电阻值(栅极电阻2a的电阻值)而变化。
另一方面，在控制信号Sg被设定为L电平时，通过半导体开关22的导通，栅极101经由栅极电阻2b而与电压节点20连接。由此，栅极101变动到负偏置电压Vn，从而功率用半导体元件100截止。断开(TURN OFF)时的栅极电压的变化速度、即驱动速度根据栅极电阻值而变化。以下，将功率用半导体元件100的栅极101相对发射极103的电压(栅极发射极间电压Vge)还简称为“栅极电压Vg”。
低速切断部9包括与栅极电阻2b并联地连接的半导体开关24以及栅极电阻2c。半导体开关24根据来自后述的短路保护部8的保护信号S2而进行导通截止。能够通过半导体开关24的导通截止，使断开时的栅极电阻值变化。
具体而言，在半导体开关24导通时，并联连接的栅极电阻2b以及2c包含于栅极101的放电路径，另一方面，在半导体开关24的截止时，仅栅极电阻2b包含于栅极101的放电路径。
因此，在半导体开关24截止时，相比于半导体开关24导通时，栅极电阻值增加。由此，栅极101向负偏置电压Vn变化的速度(驱动速度)下降，所以断开动作变得缓慢。半导体开关24在功率用半导体元件100正常时导通，另一方面，在检测到功率用半导体元件100的短路状态的情况下，根据保护信号S2而截止。
这样，根据依照导通截止指令的控制信号Sg而使栅极101的电压变动，从而控制功率用半导体元件100的导通截止。能够通过控制指令部10以及电压驱动部3来构成“驱动部”的一个实施例。
接下来，说明驱动控制电路51中的与功率用半导体元件100的短路状态的检测有关的电路部分的结构。驱动控制电路51还包括栅极电压检测部4、延迟信号生成部5、差分运算部6、短路状态检测部7、信号保持部18以及短路保护部8。
栅极电压检测部4生成依照栅极电压Vg的检测信号VG。检测信号VG是与栅极电压Vg对应的模拟电压信号。延迟信号生成部5生成使检测信号VG延迟预定的延迟时间的延迟信号dVG。
图2是示出延迟信号生成部5的结构例的电路图。
参照图2，延迟信号生成部5能够通过由电阻元件11以及电容器12组成的RC滤波器来构成。通过将该RC滤波器的输入设为检测信号VG，并将输出设为延迟信号dVG，从而能够向检测信号VG以及延迟信号dVG之间，赋予与依照电阻元件11的电阻值及电容器12的电容值之积的RC时间常数对应的延迟时间。
再次参照图1，差分运算部6输出对来自栅极电压检测部4的检测信号VG以及来自延迟信号生成部5的延迟信号dVG的电压差进行放大得到的电压差分信号VD。
图3是说明差分运算部6的结构例的电路图。
参照图3，差分运算部6能够通过由电阻元件R1～R4以及运算放大器13组成的利用差动放大的减法电路来构成。在将电阻元件R1～R4的电阻值设为R1～R4时，在向反转输入端子的输入电压Va、向非反转输入端子的输入电压Vb以及来自减法电路的输出电压Vc之间，下述(1)式成立是公知的。
[数学式1]
在(1)式中，在设为R3＝R1并且R4＝R2时，下述(2)式成立。
[数学式2]
因此，在将检测信号VG输入到非反转输入端子(Vb＝VG)、并将延迟信号dVG输入到反转输入端子时(Va＝dVG)，用下述(3)式表示来自差分运算部6的电压差分信号VD。在式(3)中，kg＝(R2/R1)，相当于减法电路中的放大增益。
VD＝kg·(VG-dVG)…(3)
再次参照图1，短路状态检测部7包括电压比较器(比较器)。短路状态检测部7依照来自差分运算部6的电压差分信号VD以及来自基准电压产生部17a的基准电压VR1的比较，输出判定信号S0。基准电压产生部17a包括在电压节点19及驱动控制电路51的接地之间连接的分压器或者三端子调节器等，输出与基准电压VR1相当的恒定的直流电压。
例如，在VD>VR1时判定信号S0被设定为H电平，在VD≤VR1时判定信号S0被设定为L电平。信号保持部18输出保持判定信号S0的H电平的信号S1。在信号S1变化为H时，短路保护部8在短路状态发生时将功率用半导体元件100的保护信号S2设定为H电平。
这样，在实施方式1所涉及的驱动控制电路51中，根据栅极电压的检测信号与该检测信号的延迟信号的差分信号的行迹，判定功率用半导体元件100是否为短路状态。以下，详细说明该判定方法。
图4是说明功率用半导体元件的正常状态下的接通时的电压电流行迹的概念性的波形图。
参照图4，在时刻t0，根据导通指令，栅极101变动到正偏置电压Vp。与此相应地，栅极电压Vg上升，并且功率用半导体元件100接通。与此相伴，集电极电流Ic上升，并且集电极-发射极间电压Vce下降。
此时，已知在正常状态(即，未发生短路的状态)下，在栅极电压Vg上升至正偏置电压Vp的途中，存在成为恒定值的期间(所谓的平镜期间)。
另一方面，图5示出说明功率用半导体元件的短路状态下的接通时的电压电流行迹的概念性的波形图。
参照图5，在功率用半导体元件为短路状态的支路短路状态下，不存在平镜期间，栅极电压Vg急剧地上升至正偏置电压Vp，并且流过过大的集电极电流Ic。
在专利文献2中，检测2个电气量(栅极电压以及集电极电流)，在栅极电压Vg高于预定电压值、并且集电极电流Ic高于预定电流值的状态下，判定为是短路状态。另一方面，在专利文献3中，为了仅根据栅极电压来检测短路状态，而需要与正常时的平镜期间对应的判定期间的设定、即时间条件的组合，所以有可能发生短路状态的漏检乃至误检测。
此外，一般已知在作为对电力变换器的高效化以及小型化有用的功率设备已知的SiC-MOSFET中具有如下倾向：平镜期间中的栅极电压相比于IGBT中的特性(图5)，缓慢地上升。其结果，正常状态及短路状态之间的栅极电压的差变小，所以仅基于栅极电压的短路状态的检测有可能相对地变困难。
图6示出用于说明实施方式1所涉及的驱动控制电路中的栅极电压及其延迟电压的行迹的波形图。在图6中，在正常状态(非短路状态)以及短路状态之间，比较基于功率用半导体元件(IGBT)100的额定以及驱动控制电路51的各电路常数的仿真结果。
图6的横轴表示时间轴，1个刻度是1(μs)。在图6中，作为栅极电压的仿真结果，示出正常状态下的栅极电压Vg以及短路状态下的栅极电压Vg*的波形。如从Vg以及Vg*的比较可知，在正常状态下从时刻ta起产生平镜期间，另一方面，在短路状态下不产生平镜期间，而电压急剧地上升。
而且，在图6中，还示出针对栅极电压Vg(正常状态)以及Vg*(短路状态)分别赋予延迟信号生成部5(图2)中的延迟时间得到的延迟电压dVg以及dVg*的仿真结果。在此，将延迟信号生成部5中的RC时间常数设为2(μs)。
另外，图7示出用于说明实施方式1所涉及的驱动控制电路中的电压差分信号的行迹的波形图。在图7中，在正常状态以及短路状态之间，比较差分运算部6输出的电压差分信号的仿真结果。此外，图7以及图6的时间轴是相同的。
参照图7，通过图6所示的正常状态下的栅极电压Vg以及延迟电压dVg的差分(Vg-dVg)，求出电压差分信号VD。另一方面，通过图6所示的短路状态下的Vg*以及dVG*的差分(Vg*-dVg*)，求出电压差分信号VD*。此外，在图1所示的实际的电路中，根据与栅极电压Vg、Vg对应的检测信号VG以及与延迟电压dVg、dVg*对应的延迟信号dVG，求出电压差分信号VD。
在时刻ta以后，在电压差分信号VD以及VD*之间产生行迹的差异。具体而言，正常状态下的电压差分信号VD在时刻ta以后连续地减少，另一方面，短路状态下的电压差分信号VD*在时刻ta以后还上升之后在时刻tb以后转而下降。因此，通过接通动作，电压差分信号VD不到达时刻ta～tb期间的电压差分信号VD*的区域。这样，理解为在栅极电压的电压差分信号中存在在短路状态时到达但在正常状态时不到达的电压区域。
其结果，无需设置判定时间、即无需组合时间条件，而能够仅根据来自差分运算部6的电压差分信号的最大值(峰值)，判定为发生短路状态。例如，如在图7中例示，能够在电压差分信号的时刻ta下的电压值(VD*＝VD)与时刻tb下的峰值(VD*)之间，设定用于检测短路状态的基准电压VR。另外，关于电压差分信号超过基准电压VR的定时(timing)，也是平镜期间刚刚开始之后(紧接在时刻ta之后)。
此外，关于延迟信号生成部5中的延迟时间，需要适当地设定成在正常状态以及短路状态之间在电压差分信号的最大值(峰值)中产生差。参照图6，可理解为在栅极电压的延迟时间过小时无法确保检测信号以及延迟信号的电压差。另一方面，在正常状态时延迟时间比栅极电压从负偏置电压Vn上升至正偏置电压Vp的经过时间(图6中的Tp1。约5(μs))长时，无法确保短路状态下的电压差分信号的电平。
在图6的例子中，由利用RC滤波器的一次延迟系统构成延迟信号生成部5，设为与时间常数＝2(μs)对应的延迟时间，从而设定比上述经过时间Tp1短的延迟时间。由此，如图6以及图7所示，在正常状态以及短路状态之间在电压差分信号的峰值中产生恰当的差。此外，也可以着眼于“主电极”间的电压差即集电极-发射极间电压Vce(图4)，将延迟信号生成部5中的延迟时间设定为相同程度以使得比直至集电极-发射极间电压Vce变得低于预定电压为止的经过时间短。
再次参照图1，在实施方式1所涉及的驱动控制电路51中，包括电压比较器的短路状态检测部7依照来自差分运算部6的电压差分信号VD以及基准电压VR1的比较，将判定信号S0设定为H电平或者L电平。考虑差分运算部6中的放大增益等，依照基准电压VR(图7)来设定基准电压VR1。
图8是示出实施方式1所涉及的驱动控制电路51中的判定结果的例子的信号的波形图。图8示出驱动控制电路51中的功率用半导体元件是短路状态时的信号的行迹。
参照图8，由短路状态检测部7检测的判定信号S0在电压差分信号VD比基准电压VR1高的期间被设定为H电平。其结果，在短路状态时，在图7中的紧接在时刻ta之后变为VD*>VR1的定时，判定信号S0从L电平变化为H电平。
在判定信号S0变化为H电平时，以后来自信号保持部18的信号S1被保持为H电平。由此，记录功率用半导体元件100中的短路状态的发生。在记录短路状态的发生后，短路保护部8将保护信号S2设定为H电平。
除了来自外部的导通截止指令以外，在保护信号S2被设定为H电平时，控制指令部10使控制信号Sg变化为L电平。由此，等效地发出截止指令，功率用半导体元件100断开。由此，能够使功率用半导体元件100截止。
而且，在保护信号S2为H电平的期间，控制指令部10将控制信号Sg固定为L电平。由此，通过等效地禁止导通指令的生成，能够防止检测到短路状态的功率用半导体元件100导通而产生过电流。
低速切断部9的半导体开关24构成为如下：通过应用例如p型的MOSFET，从而在保护信号S2的L电平时导通，另一方面在H电平时截止。由此，在检测到短路状态的功率用半导体元件100的断开时，使栅极电压的变化速度变得缓慢，从而能够抑制在断开时发生的集电极-发射极间的浪涌电压。
这样，根据本实施方式1所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路，能够将栅极电压检测为“控制电极的电气量”，根据该电气量的检测信号以及延迟信号的差分信号的峰值，在正常状态下的平镜期间刚刚开始之后的定时，检测功率用半导体元件的短路状态(支路短路)。由此，通过仅检测栅极电压并且无需组合时间条件，而能够迅速且准确地检测功率用半导体元件的短路状态(支路短路)的发生。
另外，能够设置保持短路状态检测部7的判定信号S0的结构，并且在短路状态的检测时，强制地使功率用半导体元件100断开，从而能够从过电流保护功率用半导体元件100。另外，通过使低速切断部9工作来抑制断开时的浪涌电压，从而能够保护功率用半导体元件100。
[实施方式1的变形例]
在实施方式1的变形例中，说明差分运算部6的其它结构例。
图9是示出图1所示的差分运算部6的其它结构例的电路图。
参照图9，差分运算部6能够包括由电阻元件R0、R5～R7以及运算放大器14a～14c组成的所谓的仪表放大器。仪表放大器相比于图3所示的利用差动放大的减法电路，即使在噪声多的环境下也能得到稳定的动作，所以能够广泛用于工业用测量电路。
在将电阻元件R0、R5～R7的电阻值设为R0、R5～R7时，在向运算放大器14a的非反转输入端子的输入电压Va、向运算放大器14b的非反转输入端子的输入电压Vb以及来自差分运算部6的输出电压Vc之间，下述(4)式成立。
[数学式3]
因此，在以使Vb＝VG并且Va＝dVG的方式向差分运算部6输入来自栅极电压检测部4以及延迟信号生成部5的输出时，与上述式(3)同样地，能够得到与检测信号VG以及延迟信号dVG的电压差成比例的电压差分信号VD。
其结果，在图1的结构例中，即使作为差分运算部6应用图9所示的仪表放大器，也能够与实施方式1同样地，根据栅极电压与栅极电压的延迟信号的电压差分信号的峰值，迅速且准确地检测功率用半导体元件的短路状态(支路短路)的发生。
[实施方式2]
在实施方式2中说明如下结构：用于代替栅极电压的差分信号，而根据栅极电流的差分信号(以下还称为“电流差分信号”)来检测功率用半导体元件的短路状态(支路短路)。
图10是示出本发明的实施方式2所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
比较图10与图1，实施方式2所涉及的驱动控制电路52相比于实施方式1所涉及的驱动控制电路51，在代替栅极电压检测部4以及基准电压产生部17a而分别包括栅极电流检测部15以及基准电压产生部17b的这点上不同。驱动控制电路52的其它部分的结构与驱动控制电路51相同，所以不重复进行详细的说明。即，在实施方式2所涉及的驱动控制电路52中，也通过电压驱动部3使栅极101的电压变动，从而控制功率用半导体元件100的导通截止。
栅极电流检测部15例如能够包括电流变压器(CT)和罗氏线圈(Rogowski coil)。栅极电流检测部15生成具有与栅极电流成比例的电压值的检测信号Vig。
延迟信号生成部5生成使来自栅极电流检测部15的检测信号Vig延迟预定的延迟时间的延迟信号dVig。根据图2的RC滤波器的时间常数，调整延迟信号生成部5的延迟时间。然后，差分运算部6输出对来自栅极电流检测部15的检测信号Vig以及来自延迟信号生成部5的延迟信号dVig的电压差进行放大得到的电流差分信号VDig。差分运算部6能够应用图3或者图9所示的电路结构。
包括电压比较器的短路状态检测部7依照来自差分运算部6的电流差分信号VDig以及来自基准电压产生部17b的基准电压VR2的比较，输出判定信号S0。基准电压产生部17b生成与基准电压产生部17a不同的基准电压VR2。基准电压产生部17b与基准电压产生部17a同样地，能够包括分压器或者三端子调节器等。
接下来，使用图11以及图12，说明功率用半导体元件(IGBT)100中的栅极电流的行迹。此外，图11以及图12的横轴是相同的时间轴，1个刻度是1(μs)。
另外，在图11以及图12中，利用电流值来标出栅极电流Ig、其延迟电流dIg以及两者的差分电流(Ig-dIg)。即，在图10所示的实际的电路中，依照作为与这些电流值对应的电压值的上述的检测信号Vig、延迟信号dVig以及电流差分信号VDig，执行短路状态的检测动作。
图11示出与图6相同的接通动作中的栅极电流的仿真结果。具体而言，还示出正常状态下的栅极电流Ig以及短路状态下的栅极电流Ig*、和延迟电流dIg以及dIg*的仿真波形。
如从栅极电流Ig以及Ig*的比较可知，在正常状态下从时刻tc起产生平镜期间，另一方面，在短路状态下不产生平镜期间，而电流连续地下降。此外，时刻tc是与栅极电压波形(图6、图7)中的时刻ta相同的定时。
延迟电流dIg以及dIg*表示将栅极电流Ig以及Ig*输入到延迟信号生成部5(图2)时的仿真结果。
在实施方式2中，也需要恰当地设定延迟信号生成部5中的延迟时间，以使得在正常状态以及短路状态之间在电流差分信号的峰值中产生差。具体而言，关于栅极电流，如果延迟时间比在正常状态时从栅极电流Ig达到最大值起至栅极电流变为大致恒定的平镜期间结束为止的经过时间(图11中的Tp2。约2.0(μs))更长，则无法确保短路状态下的电流差分信号的电平。
在图11以及图12的例子中，利用基于RC滤波器的一次延迟系统构成延迟信号生成部5(图2)，并设为与时间常数＝800(ns)对应的延迟时间，从而设定比上述经过时间Tp2短的延迟时间。由此，如图6以及图7所示，在正常状态以及短路状态之间在电压差分信号的峰值中产生恰当的差。
参照图12，通过图11所示的正常状态下的栅极电流Ig以及延迟电流dIg的差分(Ig-dIg)，求出差分电流ID。另一方面，通过图11所示的短路状态下的栅极电流Ig*以及延迟电流dIg*的差分(Ig-dIg*)，求出差分电流ID*。
在时刻tc以后，在差分电流ID以及ID*之间产生行迹的差异。具体而言，正常状态下的差分电流ID在时刻tc以后变为大致恒定，另一方面，短路状态下的差分电流ID*在时刻tc以后进一步下降之后转而上升。因此，差分电流ID*的负电流区域中的峰值(即，最小值)存在于通过接通动作而差分电流ID不会到达的电流区域。
因此，如图12中所例示，能够在时刻tc下的差分电流值(ID*＝ID)与ID*的峰值之间，设定用于检测短路状态的基准电流IR。其结果，即使检测出栅极电流，也能够与实施方式1同样地，无需组合时间条件，而仅根据来自差分运算部6的电流差分信号的峰值，判定为发生短路状态。
再次参照图10，短路状态检测部7在电流差分信号VDig低于基准电压VR2时，将判定信号S0设定为H电平。考虑差分运算部6中的放大增益等，依照基准电流IR(图12)来设定基准电压VR2。
此外，图12中的差分电流的峰值为负，但在图10的结构中，还能够以通过在差分运算部6(图3或者图9)中调换延迟信号dVig以及电流差分信号VDig的输入目的地而使峰值成为正的方式生成与差分电流ID对应的电流差分信号VDig。在该情况下，电流差分信号VDig以及基准电压VR2的向短路状态检测部7的输入目的地被调换。另外，关于基准电压VR2，也被设定为正电压。
因此，在电流差分信号VDig的极性与图12相同且基准电压VR2是负电压的情况下，短路状态检测部7在VDig<VR2的期间中将判定信号S0设定为H电平。另一方面，在电流差分信号VDig的极性被反转而基准电压VR2是正电压的情况下，短路状态检测部7在VDig>VR2的期间中将判定信号S0设定为H电平。通过适当地调换向构成短路状态检测部7的电压比较器的输入的极性(+/-端子)，能够以与实施方式1相同的极性，生成判定信号S0。
这样，根据本实施方式2所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路，即使将栅极电流检测为“控制电极的电气量”，也能够与检测出栅极电压的实施方式1同样地，迅速且准确地检测功率用半导体元件的短路状态(支路短路)的发生。即，通过仅检测栅极电流，无需组合时间条件，也能够检测功率用半导体元件的短路状态。
而且，根据判定信号S0，信号保持部18以及短路保护部8与实施方式1同样地动作，从而通过使功率用半导体元件100伴随低速切断部9的工作而断开，能够保护功率用半导体元件100。
[实施方式2的变形例1]
图13是示出本发明的实施方式2的变形例1所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
将图13与图10进行比较，实施方式2的变形例1所涉及的驱动控制电路53相比于实施方式2所涉及的驱动控制电路52，不同点在于还包括判定期间设定部25。驱动控制电路53的其它部分的结构与驱动控制电路52相同，所以不重复进行详细的说明。
判定期间设定部25生成用于设定由短路状态检测部7利用的判定期间的信号Sw。短路状态检测部7在信号Sw的H电平期间中如在实施方式2中说明那样进行动作，在电流差分信号VDig超过基准电压VR2时，将判定信号S0设定为H电平。另一方面，短路状态检测部7在信号Sw的L电平期间中将判定信号S0固定为L电平。
图14是用于说明判定期间设定部25的动作的波形图。在图14中，示出与图11以及图12同样的电流行迹(栅极电流、延迟电流、差分电流)和由判定期间设定部25生成的信号Sw的对应关系。
参照图14，在产生接通指令的时刻ts至时刻tx的期间将设定判定期间的信号Sw设定为H电平，另一方面，在时刻tx以后将设定判定期间的信号Sw设定为L电平。
与正常状态下的栅极电流Ig为大致恒定的平镜期间的结束定时对应地，设定时刻tx。在时刻tx以后，差分电流ID相比于时刻tx以前而下降，所以正常状态下的差分电流ID的峰值和基准电流IR的差缩小。另一方面，在时刻tx之前产生短路状态下的差分电流ID*的负的峰值(最小值)。此外，也可以着眼于“主电极”间的电压差即集电极-发射极间电压Vce(图4)，将时刻tx设定为相同程度以使得比直至集电极-发射极间电压Vce变得低于预定电压为止的经过时间短。
因此，通过以将时刻tx以后从判定期间去除的方式设定信号Sw，能够使短路状态的误检测的可能性降低。
这样，根据本实施方式2的变形例1所涉及的驱动控制电路，通过限定判定期间，除了实施方式2所涉及的驱动控制电路的效果以外，还能够防止短路状态的误检测。
[实施方式2的变形例2]
图15是示出本发明的实施方式2的变形例2所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
将图15与图10进行比较，实施方式2的变形例2所涉及的驱动控制电路54相比于实施方式2所涉及的驱动控制电路52，不同的在于包括栅极电阻两端电压检测部16来代替栅极电流检测部15。驱动控制电路54的其它部分的结构与驱动控制电路52相同，所以不重复进行详细的说明。
栅极电阻两端电压检测部16通过检测在接通时流过电流的栅极电阻2a的两端的电位差，等效地检测栅极电流。因此，栅极电阻两端电压检测部16能够与用于运算电压差的差分运算部6同样地，包括图3所示的利用差动放大的减法电路或者图6所示的仪表放大器。即，在图3或者图6的结构中，输入栅极电阻2a的栅极侧的一端的电压作为输入电压Va，输入栅极电阻2a的电压驱动部3侧的一端的电压作为输入电压Vb，从而能够得到与栅极电流对应的检测信号Vig作为输出电压Vc。
在驱动控制电路54中，能够使用栅极电阻两端电压检测部16的检测信号Vig，与实施方式2所涉及的驱动控制电路52同样地，检测功率用半导体元件100的短路状态(支路短路)。
此外，还能够组合实施方式2的变形例1以及2，在驱动控制电路54中配置图13所示的判定期间设定部25，并且使短路状态检测部7限定于信号Sw的H电平期间而工作。
[实施方式3]
在实施方式3中，说明用于从实施方式1及2和它们的变形例所涉及的驱动控制电路向外部输出与功率用半导体元件的短路状态的检测有关的信息的结构。通过将这样的信息输出到驱动控制电路的外部，能够用于功率用半导体元件的故障原因的确定等。
图16是示出本发明的实施方式3所涉及的功率用半导体元件及其驱动控制电路的结构的框图。
参照图16，实施方式3所涉及的驱动控制电路61相比于实施方式1所涉及的驱动控制电路51(图1)，还包括输出部91和输出端子PD。
输出部91输出来自信号保持部18的信号S1。如图8所示，在检测出功率用半导体元件100的短路状态之后，信号S1被固定为H电平。输出端子PD构成为能够从驱动控制电路61的外部电接触。
因此，根据实施方式3所涉及的驱动控制电路，通过从驱动控制电路61的外部监视输出端子PD的电压，能够检测在功率用半导体元件100中发生短路状态(支路短路)。
输出部91既可以将表示短路状态的检测结果的信号S1作为模拟信号输出，也可以输出与信号S1对应的数字信号。即，输出部91还能够构成为将表示是正常的值“0”或者表示是短路状态的值“1”输出到输出端子PD。
[实施方式3的变形例1]
图17是示出本发明的实施方式3的变形例1所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
参照图17，实施方式3的变形例1所涉及的驱动控制电路62相比于实施方式1所涉及的驱动控制电路51(图1)，还包括信号处理部92、输出部93、输出端子PD以及选择端子PDS。即，驱动控制电路62相比于驱动控制电路61(图16)，还包括信号处理部92以及选择端子PDS。
从驱动控制电路62的外部(例如从未图示的控制器)向选择端子PDS输入选择信号SL。选择信号SL是用于选择从输出端子PD输出的数据的信号，例如，包括2个比特的数字信号。
信号处理部92接受来自差分运算部6的电压差分信号VD，输出表示其峰值的信号Sx。信号Sx例如是具有与峰值(最大值或者最小值)对应的电压的模拟信号。如在图7中所说明，通过针对电压差分信号VD将最大值抽出为峰值，能够检测功率用半导体元件100的短路状态。例如，信号处理部92能够包括峰值保持电路。
图18是示出选择信号SL和来自输出端子PD的输出数据的对应关系的图表。
参照图18，输出部93在选择信号SL是“00”的情况下，对输出端子PD不输出数据。相对于此，输出部93在选择信号SL是“01”的情况下，将来自信号保持部18的信号S1输出到输出端子PD。另一方面，输出部93在选择信号SL是“10”的情况下，将来自信号处理部92的信号Sx输出到输出端子PD。而且，输出部93在选择信号SL是“11”的情况下，将信号S1以及信号Sx这两方串行地输出到输出端子PD。
在图19中，示出说明在实施方式3的变形例1所涉及的驱动控制电路62中从输出端子PD输出模拟信号的例子的图。
参照图19(a)，在选择信号是“01”时，输出部93输出具有占空比DT1的脉冲信号151，其中，该占空比DT1根据信号S1的电平而不同。即，以使H电平期间长度t针对周期T而成为T×DT1的方式生成脉冲信号151。
参照图19(b)，在选择信号是“10”时，输出部93输出具有占空比DT2的脉冲信号152，其中，该占空比DT2根据表示电压差分信号VD的峰值的信号Sx而变化。即，以使H电平期间长度t针对周期T而成为T×DT2的方式生成脉冲信号152。
例如，通过将峰值(Sx)除以预定电压Vx而得到占空比DT2。例如，能够将预定电压Vx设定为比基准电压VR1高的电压。
参照图19(c)，在选择信号是“11”时，输出部93输出将脉冲信号151作为第1个脉冲、并将脉冲信号152作为第2个脉冲的串行的脉冲信号。
图20示出选择信号是“10”时的来自输出端子PD的输出信号(数字(Digital))。
参照图20，在选择信号SL是“10”的情况下，输出部93生成包括开始(START)比特、对来自信号处理部92的信号Sx(峰值)进行A/D变换得到的多个比特以及停止(STOP)比特的串行信号。从输出端子PD输出该串行信号。在图20的例子中，信号Sx被变换为6个比特(第0比特b0～第5比特b5)的数字信号。
此外，电压差分信号VD的峰值的A/D变换也可以由信号处理部92来执行。在该情况下，信号处理部92将信号Sx作为对峰值进行A/D变换得到的多个比特的数字信号输出。
图21示出选择信号是“11”时的来自输出端子PD的输出信号(数字)。
参照图21，在选择信号SL是“11”的情况下，输出部93生成包括开始比特、对来自信号保持部18的信号S1进行A/D变换得到的1个比特的数字信号、将来自信号处理部92的信号Sx(峰值)A/D变换为多个比特而得到的数字信号以及停止比特的串行信号。从输出端子PD输出该串行信号。
在图21的例子中，使用第6比特b6来输出信号S1，与图20同样地使用6个比特(第0比特b0～第5比特b5)来输出信号Sx。
另一方面，在选择信号SL是“00”的情况下，输出部93对输出端子PD不输出信号。另外，在选择信号SL是“01”的情况下，输出部91针对输出端子PD，生成包括开始比特、与图20中的第6比特b6相当的1个比特的数字信号以及停止比特的串行信号。
这样，根据实施方式3的变形例1所涉及的驱动控制电路，能够根据输入到选择端子PDS的选择信号SL，选择性地读出短路状态的检测结果(S1)和/或差分信号的峰值(Sx)。特别是，不仅是短路状态的有无(检测结果)，还从外部读出电压差分信号VD的峰值，从而能够利用于功率用半导体元件的故障形态的确定等。
[实施方式3的变形例2]
图22是示出本发明的实施方式3的变形例2所涉及的功率用半导体元件的驱动控制电路的结构的框图。
参照图22，实施方式3的变形例2所涉及的驱动控制电路63相比于实施方式1所涉及的驱动控制电路51(图1)，还包括信号处理部92、输出部94、输出端子PD、选择端子PDS以及选择端子PS。即，驱动控制电路63相比于驱动控制电路62(图17)，还包括选择端子PS。
从驱动控制电路62的外部向选择端子PS输入1个比特的选择信号SE。与实施方式3的变形例1同样地向选择端子PDS输入2个比特的选择信号SL。
选择信号SE是用于指定模拟信号(图19)或者数字信号(图20、图21)作为来自输出部94的输出信号的信号。例如，在选择信号SE是“1”的情况下，输出部94依照图19所示的对应关系，以图19例示的模拟信号的形式来输出短路状态的检测结果(S1)和/或差分信号的峰值(Sx)。
另一方面，在选择信号SE是“0”的情况下，输出部94依照图19所示的对应关系，以图22以及图23等例示的数字信号的形式来输出短路状态的检测结果(S1)和/或差分信号的峰值(Sx)。
这样，根据实施方式3的变形例2所涉及的驱动控制电路，还能够根据输入到选择端子PS的选择信号，将短路状态的检测结果(S1)和/或差分信号的峰值(Sx)的输出形式设为模拟信号以及数字信号中的任意信号。其结果，功率用半导体元件的故障解析中的驱动控制电路的通用性得到提高。
此外，在实施方式3及其变形例中，说明了针对实施方式1所涉及的驱动控制电路51(图1)，用于将与功率用半导体元件的短路状态的检测有关的信息(信号S1和/或Sx)输出到外部的结构，但这些结构能够同样地适用于在实施方式1以及2和它们的变形例中说明的各个驱动控制电路。
另外，在各实施方式及其变形例中，还能够构成为从驱动控制电路的外部指示低速切断部9的工作(半导体开关24(图1)截止)以及功率用半导体元件100的断开。即，还能够构成为关于驱动控制电路内部的短路保护部8，仅指示低速切断部9的工作以及功率用半导体元件100的断开中的某一方。
而且，在本实施方式中，关于功率用半导体元件，例示具有栅极作为控制电极的电压驱动型元件(IGBT)，但针对双极型晶体管等电流驱动型元件，也能够应用各实施方式及其变形例所涉及的驱动控制电路。即使是在向电流驱动型元件的应用中，只要是在接通时的控制电极(基极)的电气量(例如电压或者电流)的检测信号与其延迟信号之间的差分信号的峰值中在正常状态(非短路状态)以及短路状态(支路短路)之间产生可判别的差异的元件，就能够应用本发明。
应理解为本次公开的实施方式在所有方面只是例示而不限于此。本发明的范围并非由上述说明示出而是由权利要求书示出，包括与权利要求书同等的含义以及范围内的所有变更。

Claims (13)

1.一种功率用半导体元件的驱动控制电路，所述功率用半导体元件具有控制电极，其中，
所述功率用半导体元件的驱动控制电路具备：
驱动部，以根据导通指令或者截止指令而使所述控制电极的电压变动的方式工作；
检测部，构成为检测所述控制电极的电气量；
延迟信号生成部，构成为生成对由所述检测部检测的所述电气量的检测信号赋予延迟时间得到的延迟信号；
差分运算部，构成为生成所述检测信号及所述延迟信号之间的差分信号；以及
短路状态检测部，构成为在与所述导通指令对应的所述驱动部的工作时，根据所述差分信号和基准值的比较结果，检测所述功率用半导体元件的短路状态。
2.根据权利要求1所述的功率用半导体元件的驱动控制电路，其中，
在所述差分信号的最大值超过所述基准值时或者在所述差分信号的最小值低于所述基准值时，所述短路状态检测部检测所述短路状态。
3.根据权利要求1所述的功率用半导体元件的驱动控制电路，其中，
还具备信号保持部，该信号保持部构成为响应于由所述短路状态检测部进行的所述短路状态的检测，在从作为默认状态的第1电平变动为第2电平时，输出保持所述第2电平的信号。
4.根据权利要求1所述的功率用半导体元件的驱动控制电路，其中，
还具备短路保护部，该短路保护部构成为响应于由所述短路状态检测部进行的所述短路状态的检测，生成所述截止指令。
5.根据权利要求1所述的功率用半导体元件的驱动控制电路，其中，
还具备低速切断部，该低速切断部构成为使与所述截止指令对应的由所述驱动部变动的所述电气量的变动速度下降，
所述低速切断部响应于由所述短路状态检测部进行的所述短路状态的检测而工作。
6.根据权利要求1～5中的任意一项所述的功率用半导体元件的驱动控制电路，其中，
所述功率用半导体元件是具有1个所述控制电极和2个主电极、并且具有栅极作为所述控制电极的电压驱动型元件，
所述驱动部构成为使所述栅极的电压根据所述导通指令向第1电压变动，另一方面根据所述截止指令向第2电压变动，
所述电气量是栅极电压。
7.根据权利要求6所述的功率用半导体元件的驱动控制电路，其中，
所述延迟信号生成部中的所述延迟时间被设定为比在非短路状态下响应于所述导通指令而由所述驱动部使所述栅极电压从所述第2电压变化到所述第1电压为止的经过时间短。
8.根据权利要求1～5中的任意一项所述的功率用半导体元件的驱动控制电路，其中，
所述功率用半导体元件是具有1个所述控制电极和2个主电极、并且具有栅极作为所述控制电极的电压驱动型元件，
所述驱动部以使所述栅极的电压根据所述导通指令向第1电压变动、另一方面根据所述截止指令向第2电压变动的方式工作，
所述电气量是栅极电流。
9.根据权利要求8所述的功率用半导体元件的驱动控制电路，其中，
所述延迟信号生成部中的所述延迟时间被设定为比在非短路状态下所述驱动部响应于所述导通指令而工作时的从所述导通指令的生成时间点起至所述功率用半导体元件的所述主电极之间的电压下降至预定的电压为止的经过时间短。
10.根据权利要求8所述的功率用半导体元件的驱动控制电路，其中，
还具备判定期间设定部，该判定期间设定部设定所述短路状态检测部检测所述短路状态的判定期间，
所述判定期间设定部将从在非短路状态下生成所述导通指令起至所述功率用半导体元件的所述主电极之间的电压下降至预定的电压为止的期间设定为所述判定期间。
11.根据权利要求1～5中的任意一项所述的功率用半导体元件的驱动控制电路，还具备：
输出部，输出表示所述短路状态检测部的判定结果的信号；以及
输出端子，将来自所述输出部的信号输出到外部。
12.根据权利要求1～5中的任意一项所述的功率用半导体元件的驱动控制电路，还具备：
信号处理部，用于接受来自所述差分运算部的所述差分信号，生成表示作为该差分信号的最大值或者最小值的峰值的第1信号；
选择端子，用于从所述驱动控制电路的外部，输入将所述第1信号和表示所述短路状态检测部的判定结果的第2信号中的至少一方指定为输出对象的信号；
输出部，构成为根据向所述选择端子的输入信号，输出所述第1以及第2信号中的被指定为所述输出对象的至少1个信号；以及
输出端子，将来自所述输出部的信号输出到所述驱动控制电路的外部。
13.根据权利要求12所述的功率用半导体元件的驱动控制电路，其中，
所述第1信号是包括对所述峰值进行模拟数字变换得到的多个比特的数字信号，
所述第2信号是表示所述判定结果的数字信号，
在对所述选择端子输入了将所述第1以及第2信号作为所述输出对象的所述输入信号的情况下，所述输出端子将包括所述第1以及第2信号的串行信号输出到所述驱动控制电路的外部。
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