CN107493088B - 声波器件 - Google Patents

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Abstract

声波器件。一种声波器件，该声波器件包括：压电薄膜谐振器，该压电薄膜谐振器连接在第一节点与第二节点之间；以及谐振电路，该谐振电路与所述压电薄膜谐振器在所述第一节点与所述第二节点之间并联连接，并且具有满足条件2×fa×0.92≤f0的谐振频率f0，其中，fa表示该压电薄膜谐振器的反谐振频率。

Description

声波器件
技术领域
本发明的特定方面涉及一种声波器件。
背景技术
使用压电薄膜谐振器的声波器件已经被用作无线装置(诸如，例如，移动电话)的滤波器和复用器。压电薄膜谐振器具有设计为具有夹设在一对电极之间的压电膜的结构。薄膜体声波谐振器(FBAR)和固态装配型谐振器(SMR)已经已知为压电薄膜谐振器。
当向压电薄膜谐振器输入较大的电力时，非线性导致在输出信号中生成二次谐波，该非线性依赖于依赖于压电膜的c轴方向。因此，例如，如日本特开2008-085989号公报和特开2007-006495号公报(在下文中，分别称为专利文献1和专利文献2)中所公开的，已知有一种划分压电薄膜谐振器从而减少二次谐波的技术。
例如，如专利文献1和专利文献2中所公开的，当划分谐振器从而减少二次谐波时，谐振器的数量增加，芯片大小因此增加。另外，由于连接划分后的谐振器的接线的寄生电容分量，所以二次谐波的减少可能变得不足。
发明内容
根据本方面的一个方面，提供了一种声波器件，该声波器件包括：压电薄膜谐振器，该压电薄膜谐振器连接在第一节点与第二节点之间；以及谐振电路，该谐振电路与压电薄膜谐振器在第一节点与第二节点之间并联连接，并且具有满足条件2×fa×0.92≤f0的谐振频率f0，其中，fa表示压电薄膜谐振器的反谐振频率。
附图说明
图1是在比较例和实施方式中使用的压电薄膜谐振器的示意性截面图；
图2A是根据第一比较例的声波器件的电路图，并且图2B例示了在第一比较例中生成的二次谐波；
图3A例示了在第一比较例中的通过特性(S21)，并且图3B例示了二次谐波；
图4是根据第二比较例的声波器件的电路图；
图5的(a)是根据第一实施方式的声波器件的电路图，并且图5的(b)例示了在第一实施方式中生成的二次谐波；
图6是在第一实施方式和第一比较例中的二次谐波与频率的关系的图；
图7A是二次谐波的峰值的减少量与谐振电路的谐振频率f0的关系的图，并且图7B是在谐振器A至C中的二次谐波的峰值的减少量与谐振频率的关系的图；
图8A是根据第二实施方式的声波器件的电路图，并且图8B例示了在第二实施方式中生成的二次谐波；
图9是在第二实施方式和第一比较例中的二次谐波与频率的关系的图；
图10A和图10B分别是压电薄膜谐振器20和声波谐振器24的多层膜的截面图，并且图10C是谐振频率与压电膜的膜厚度的关系的图；
图11是例示了压电薄膜谐振器20和声波谐振器24形成在同一衬底上的情况的截面图；
图12是根据第二实施方式的第一变型的声波器件的截面图；
图13A是根据第三比较例的滤波器的电路图；图13B呈现了用于模拟第三比较例的各个谐振器的条件；并且图13C是在第三比较例中的二次谐波与频率的关系的图；
图14A至图14C分别是第三实施方式的滤波器A至C的电路图；
图15A至图15C是滤波器A至C的二次谐波与频率的关系的图；
图16A至图16C分别例示了滤波器A至C的通过特性，并且图16D至图16F分别例示了滤波器A至C的反射特性；
图17A和图17B分别是第三实施方式的第一变型的滤波器D和E的电路图；
图18A是滤波器D的二次谐波与频率的关系的图，并且图18B和图18C分别例示了通过特性和反射特性；以及
图19是根据第四实施方式的双工器的电路图。
具体实施方式
首先将对比较例进行描述。
第一比较例
图1是在比较例和实施方式中使用的压电薄膜谐振器的示意性截面图。如图1所例示，压电薄膜谐振器20包括压电膜14、下电极12和上电极16。下电极12和上电极16定位为将压电膜14夹在中间。下电极12耦接至节点N1，并且上电极16耦接至节点N2。压电膜14由例如氮化铝(AlN)或者氧化锌(ZnO)制成。例如，下电极12和上电极16由较接近压电膜14的钌(Ru)膜和较接近外部的铬(Cr)膜的复合膜形成。除了Ru膜和Cr膜之外，下电极12和上电极16还可以由铝(Al)、钛(Ti)、铜(Cu)、钼(Mo)、钨(W)、钽(Ta)、铂(Pt)、铑(Rh)或铱(Ir)的单层膜、或者它们中的至少两种的复合膜形成。
在压电薄膜谐振器20中，谐振频率的波长λ的二分之一与压电膜14的厚度对应。二次谐波的波长大体上与压电膜14的厚度对应。如果压电膜14是上下对称的，则上电极16和下电极12具有相同的电位。因此，不生成二次谐波。然而，例如，当压电膜14由氮化铝(AlN)或者氧化锌(ZnO)制成时，将压电膜14定向在c轴以获得良好特性。因此，c轴方向50变为厚度方向。此时，在压电膜14中，违反了c轴方向的对称性，并且电场的分布变得不均匀。因此，在上电极16与下电极12之间生成电位差。电位差的生成会生成二次谐波。更普遍的是，c轴方向50可以是偏振方向。
图2A是根据第一比较例的声波器件的电路图，并且图2B例示了在第一比较例中生成的二次谐波。如图2A所例示，压电薄膜谐振器12连接在节点N1与N2之间。c轴方向50是从节点N1到节点N2的方向。
如图2B所例示，从节点N1输入由基波60组成的高频信号。在压电薄膜谐振器20中，二次谐波62和64从基波60生成并且分别朝节点N1的方向和节点N2的方向发射。因此，从节点N2输出二次谐波62。二次谐波62和64具有是基波60的频率的大约两倍的频率。二次谐波62和64的相位彼此相反。
在第一比较例中，模拟了二次谐波。计算当将由基波60组成的信号输入至节点N1时从压电薄膜谐振器20发射的二次谐波62和64的振幅。可以基于与施加至压电膜14的“电场强度的平方”、“电场强度和失真的乘积”和“失真的平方”成比例的非线性电流来计算二次谐波。模拟条件如下：
压电膜14：c轴定向的氮化铝(AlN)
通带：2500MHz至2570MHz(与频带7对应)
为通带的2倍的频带：5000MHz至5140MHz
输入至节点N1的基波的功率：28dBm
假设通带为频带7的发送频带。
压电薄膜谐振器20的条件如下：
谐振频率fr：2530MHz
机电耦合系数k2：6.929％
静电电容C0：1.5pF
图3A例示了在第一比较例中的通过特性(S21)，并且图3B例示了二次谐波。如图3A所例示，谐振频率fr是2530MHz，并且反谐振频率fa是2605MHz。如图3B所例示，二次谐波具有显著的单峰特性。二次谐波的峰值为5196MHz，并且介于2×fr的频率(谐振频率fr的2倍)到2×fa的频率(反谐振频率fa的2倍)之间。二次谐波的峰值大约为-20dBm。
第二比较例
图4是根据第二比较例的声波器件的电路图。如图4所例示，将压电薄膜谐振器20划分成谐振器20a和20b。谐振器20a的c轴方向50与谐振器20b的c轴方向50相反。即，从节点N2(或者N1)观察到的谐振器20a的c轴方向50与从节点N2(或者N1)观察到的谐振器20b的c轴方向50相反。将上述划分称为反向串联划分。当从节点N1输入基波60时，分别在朝节点N2和N1的方向上从谐振器20a发射二次谐波62a和64a。分别在朝节点N2和N1的方向上从谐振器20b发射二次谐波62b和64b。谐振器20b的c轴方向50与谐振器20a的c轴方向相反。因此，二次谐波62a和62b的相位彼此相反。因此，二次谐波62a和62b彼此抵消，因此，减少了从节点N2输出的二次谐波。
在第二比较例中，由于提供了谐振器20a和20b，所以芯片大小增加。为了减少二次谐波，二次谐波62a和62b优选地具有相反的相位和相同的振幅。然而，在谐振器20a与20b之间的接线的寄生电容分量使二次谐波62a和62b具有与该相反的相位不同的相位和/或不同的振幅。这阻碍了二次谐波的充分减少。
在下文中，将描述通过除了划分压电薄膜谐振器的方法之外的方法来减少二次谐波的实施方式。
第一实施方式
图5的(a)是根据第一实施方式的声波器件的电路图，并且图5的(b)例示了在第一实施方式中生成的二次谐波。如图5的(a)所例示，谐振电路22与压电薄膜谐振器20在节点N1与N2之间并联连接。谐振电路22包括在节点N1与N2之间串联连接的电感器L1和电容器C1。如图5的(b)所例示，在朝节点N1的方向上从压电薄膜谐振器20发射的二次谐波64通过谐振电路22作为二次谐波66传播至节点N2。由于二次谐波62和66具有相反的相位和相同的振幅，所以二次谐波62和66在节点N3处彼此抵消。因此，可以减少从节点N2输出的二次谐波68。优选的是，谐振电路22允许二次谐波66通过但不允许具有其它频率的信号通过。因此，使谐振电路22的谐振频率变为二次谐波66的频率。
在第一实施方式中，模拟了二次谐波。计算当将由基波60组成的信号输入至节点N1时，从节点N2输出的二次谐波68的振幅。
谐振电路22的条件如下：
谐振频率f0：5196MHz
C1的电容：0.5pF
L1的电感：1.876nH
L1的Q值：15
通过以下算式来计算L1的电感，从而使谐振频率f0变为5196MHz，该谐振频率是在图3B中的第一比较例中的二次谐波的峰值频率。
L1＝(1/f02)×(1/((2π)2×C1)) (1)
其它模拟条件与第一比较例的模拟条件相同。
图6是在第一实施方式和第一比较例中的二次谐波与频率的关系的图。如图6所例示，在整个频率区域中，减少了二次谐波。第一实施方式的二次谐波的峰值大约为-30dBm，并且比第一比较例的二次谐波的峰值小了10dBm。
接下来，改变谐振电路22的谐振频率f0，以模拟二次谐波的峰值的减少量。二次谐波的峰值的减少量是通过从第一比较例的二次谐波的峰值减去第一实施方式的二次谐波的峰值而计算得到的值。在图6中，二次谐波的峰值的减少量为-大约10dBm。模拟条件如下：
●压电薄膜谐振器20
谐振频率fr：2535MHz
反谐振频率fa：2610MHz
机电耦合系数k2：6.929％
静电电容C0：1.5pF
●谐振电路22
C1的电容：0.5pF
L1的Q值：15
L1的电感：根据算式1计算得到，使得实现期望的谐振频率f0。
其它模拟条件与第一比较例的模拟条件相同。
图7A是二次谐波的峰值的减少量与谐振电路的谐振频率f0的关系的图。如图7A所例示，当谐振电路22的谐振频率f0是5220MHz(该频率是压电薄膜谐振器20的反谐振频率的两倍，即，2×fa)时，二次谐波的峰值升至最大值。当谐振频率f0变得大于2×fa时，减少量缓慢降低。当谐振频率f0变得小于2×fa时，减少量迅速降低。当使谐振频率f0比2×fa小大约420MHz时，二次谐波的峰值的减少量变为0dBm。当使谐振频率f0处于范围2×fa至270MHz≤f0≤2×fa+430MHz内时，二次谐波的峰值的减少量变得小于-5dBm。
改变了压电薄膜谐振器20的谐振频率fr和反谐振频率fa，并且进行了模拟。模拟条件如下：
谐振器A：fr＝2535MHz,fa＝2610MHz
谐振器B：fr＝2500MHz,fa＝2574MHz
谐振器C：fr＝2570MHz,fa＝2647MHz
此处，谐振频率fr和反谐振频率fa分别是谐振电路22未耦接的压电薄膜谐振器20独自的谐振频率和反谐振频率。谐振器A对应于与图6中相同的压电薄膜谐振器20。其它模拟条件与图7A的模拟条件相同，因此，省略了对其的描述。
图7B是在谐振器A至谐振器C中的二次谐波的峰值的减少量与谐振频率f0的关系的图。如图7B所例示，谐振器A、谐振器B、和谐振器C的减少量的最低点分别为5220MHz、5148MHz、和5294MHz。这些值与谐振器A至C的2×fa对应。减少量相对于谐振频率f0的曲线根据2×fa而变化。如上所述，即使压电薄膜谐振器20的谐振频率fr发生变化，在谐振频率f0与减少量之间的关系仍保持不变。
当用反谐振频率fa的比来表示时，图7A的结果在谐振频率f0的典型范围内。为了使减少量为0dBm或者更低，只要基于(5220-420)/5220＝0.92满足算式2即可。
2×fa×0.92≤f0 (2)
为了使减少量为-5dBm或者更低，只要基于(5220-270)/5220＝0.95和(5220+430)/5220＝1.08满足算式3即可。
2×fa×0.95≤f0≤2×fa×1.08 (3)
在第一实施方式中，使谐振电路22的谐振频率f0为2×fa×0.92≤f0。如图5的(b)所例示，这种构造使得能够将相位与二次谐波62相反的二次谐波66的信号从节点N1发送至节点N3。因此，在节点N3处，二次谐波62和66彼此抵消，并且可以减少从节点N2输出的二次谐波。因此，与第二比较例不同，可以在不划分压电薄膜谐振器20的情况下减少二次谐波。为了减少二次谐波，谐振频率f0优选地满足条件2×fa×0.93≤f0，更优选地满足条件2×fa×0.95≤f0，进一步优选地满足条件2×fa×0.97≤f0。另外，谐振频率f0优选地满足条件f0≤2×fa×1.15，更优选地满足条件f0≤2×fa×1.08，进一步优选地满足条件f0≤2×fa×1.05。
作为谐振电路22，可以使用具有除了图5的(a)中例示的结构之外的结构的谐振电路。然而，电容器C1与电感器L1在节点N1与N2之间串联连接的结构是优选的。这种结构可以使二次谐波66的谐振电路22的通过特性良好。
第二实施方式
图8A是根据第二实施方式的声波器件的电路图，并且图8B例示了在第二实施方式中生成的二次谐波。如图8A所例示，声波谐振器24与压电薄膜谐振器20在节点N1与N2之间并联连接。如图8B所例示，在朝节点N1的方向上从压电薄膜谐振器20发射的二次谐波64通过声波谐振器24作为二次谐波66传播至节点N2。在节点N3处，二次谐波62和66彼此抵消。因此，可以减少从节点N2输出的二次谐波68。
在第二实施方式中，模拟了二次谐波68的振幅。声波谐振器24的条件如下：
谐振器的类型：压电薄膜谐振器
谐振频率f0r：5205MHz
静电电容C00：0.5pF
声波谐振器24的其它条件与压电薄膜谐振器20的其它条件相同。其它模拟条件与在第一实施方式中的图6的模拟的其它模拟条件相同。
图9是在第二实施方式和第一比较例中的二次谐波与频率的关系的图。如图9所例示，在第二实施方式中，可以使二次谐波在第一比较例的二次谐波的峰值周围尤其小。另外，在整个频率区域中，可以使二次谐波较小。如上所述，可以通过使声波谐振器24的谐振频率f0r大约等于二次谐波的峰值频率来减少二次谐波。
声波谐振器24的谐振频率f0r优选地在与第一实施方式的谐振频率相同的范围内。例如，谐振频率f0r优选地满足条件2×fa×0.92≤f0r，更优选地满足条件2×fa×0.95≤f0r≤2×fa×1.08。
图10A和图10B分别是压电薄膜谐振器20和声波谐振器24的多层膜的截面图。如图10A和图10B所例示，压电薄膜谐振器20和声波谐振器24的多层膜15包括下电极12、压电膜14、上电极16和绝缘膜18。下电极12包括下层12a和上层12b。上电极16包括下层16a和上层16b。可以通过对应的多层膜15的构造来调整压电薄膜谐振器20和声波谐振器24中的每一个的谐振频率和反谐振频率。
压电薄膜谐振器20和声波谐振器24的压电膜14的膜厚度分别设置为t1和t2，并且使其它配置保持原样以计算谐振频率。各个层的材料和膜厚度如下：
绝缘膜18：氧化硅膜 38nm
上层16b：铬膜 23nm
下层16a：钌膜 183nm
压电膜14：氮化铝膜
上层12b：钌膜 152nm
下层12a：铬膜 76nm
图10C是谐振频率与压电膜的膜厚度的关系的图。圆圈表示测量点，并且实线是近似曲线。如图10C所例示，当压电膜14的膜厚度减小时，谐振频率增加。当谐振频率变为2.5GHz和5.0GHz时，压电膜14的膜厚度分别为957nm和224nm。因此，膜厚度t1和t2分别设置为957nm和224nm。这种构造可以形成压电薄膜谐振器20和声波谐振器24。
图11是例示了压电薄膜谐振器20和声波谐振器24形成在同一衬底上的情况的截面图。如图11所例示，下电极12、压电膜14和上电极16跨气隙30形成在衬底10上。在压电薄膜谐振器20中，将压电膜14的膜厚度t1设置为957nm，而在声波谐振器24中，将压电膜14的膜厚度t2设置为224nm。如上所述，使多层膜的除了压电膜14之外的各个膜的膜厚度相同，并且使压电膜14的膜厚度在压电薄膜谐振器20与声波谐振器24之间不同。这种构造使得压电薄膜谐振器20和声波谐振器24能够形成在同一衬底上。衬底10可以是蓝宝石衬底、尖晶石衬底、氧化铝衬底、或者硅衬底。气隙30可以穿透衬底10。气隙30可以是反射声波的声反射镜。
如第二实施方式所述，可以将声波谐振器24用作谐振电路。这种构造使得能够在不划分压电薄膜谐振器20的情况下减少二次谐波。
另外，如图10C所例示，使声波谐振器24的压电膜14的膜厚度t2小于压电薄膜谐振器20的压电膜14的膜厚度t1。这种构造使得声波谐振器24的谐振频率是压电薄膜谐振器20的谐振频率的大约2倍。
如图11所例示，压电薄膜谐振器20和声波谐振器24位于同一衬底10上。使声波谐振器24的下电极12和上电极16的材料和膜厚度分别与压电薄膜谐振器20的下电极12和上电极16的材料和膜厚度相同。使压电膜14的膜厚度不同。因此，压电薄膜谐振器20和声波谐振器24可以容易地形成在同一衬底10上。
第二实施方式的第一变型
图12是根据第二实施方式的第一变型的声波器件的截面图。如图12所例示，将兰姆波(Lamb wave)谐振器用作声波谐振器24a。在声波谐振器24a中，压电膜14和梳形电极26位于气隙30上方。将兰姆波谐振器用作声波谐振器24a使得压电膜14能够由压电薄膜谐振器20和声波谐振器24共用。因此，压电薄膜谐振器20和声波谐振器24可以容易地形成在同一衬底10上。
在第二实施方式及其第一变型中，如图11和图12所例示，声波谐振器24或者声波谐振器24a是另外的压电薄膜谐振器或者兰姆波谐振器。压电薄膜谐振器20和声波谐振器24或声波谐振器24a形成在同一衬底10上。压电薄膜谐振器20的压电膜14和声波谐振器24或声波谐振器24a的压电膜14共用同一压电膜14。因此，压电薄膜谐振器20和声波谐振器24或声波谐振器24a可以容易地形成在同一衬底10上。
压电薄膜谐振器和兰姆波谐振器已经被描述为声波谐振器24的示例，但是声波谐振器24可以是表面声波谐振器。
第三比较例：梯型滤波器
模拟了梯型滤波器的二次谐波。图13A是根据第三比较例的滤波器的电路图，并且图13B呈现了用于模拟第三比较例的各个谐振器的条件。如图13A所例示，串联谐振器S1至S4串联连接在输入端子Tin与输出端子Tout之间。并联谐振器P1至P3并联连接在输入端子Tin与输出端子Tout之间。
模拟当将基波输入至输入端子Tin时从输出端子Tout输出的二次谐波的振幅。模拟的条件如下：
通带：2500MHz至2570MHz(与频带7对应)
为通带的2倍的频带：5000MHz至5140MHz
输入至输入端子的基波：28dBm
谐振器的类型：压电薄膜谐振器
将各个谐振器的电容值和谐振频率设置为图13B中呈现的电容值和谐振频率。
图13C是在第三比较例中的二次谐波的振幅与频率的关系的图。如图13C所例示，二次谐波的振幅具有凹形形状，其中，在频带的低频端和频带的高频端处的二次谐波较大，但在中心处的二次谐波较小。在低频端和高频端处的二次谐波的振幅分别为-23dBm和-29dBm。在整个频带中，二次谐波较大。
第三实施方式
图14A至图14C分别是第三实施方式的滤波器A至滤波器C的电路图。如图14A所例示，在滤波器A中，串联谐振器S4是与谐振电路22并联连接的压电薄膜谐振器20。其它结构与第三比较例的结构相同，因此，省略了对其的描述。如图14B所例示，在滤波器B中，并联谐振器P3是与谐振电路22并联连接的压电薄膜谐振器20。其它结构与第三比较例的结构相同，因此，省略了对其的描述。如图14C所例示，在滤波器C中，串联谐振器S4和并联谐振器P3中的每个是与谐振电路22并联连接的压电薄膜谐振器20。其它结构与第三比较例的结构相同，因此，省略了对其的描述。
从输出端子Tout输出的二次谐波的大部分是从串联谐振器S1至S4中的与输出端子Tout最接近的串联谐振器S4发射的二次谐波和/或从并联谐振器P1至P3中的与输出端子Tout最接近的并联谐振器P3发射的二次谐波。这是因为从较接近输入端子Tin的谐振器发射的二次谐波在通过较接近输出端子Tout的谐振器时会变弱。因此，在滤波器A至滤波器C中，与输出端子Tout最接近的串联谐振器S4和/或并联谐振器P3包括谐振电路22。
在滤波器A至滤波器C中，模拟当将基波输入至输入端子Tin时从输出端子Tout输出的二次谐波的振幅。模拟条件与第一实施方式和第三比较例的图6的模拟条件相同。
图15A至图15C分别是在滤波器A至滤波器C中的二次谐波与频率的关系的图。如图15A至图15C所例示，在滤波器A至滤波器C中的频带中的二次谐波少于在第三比较例中的频带中的二次谐波。在滤波器A中，在高频处的二次谐波减少。在滤波器B中，在低频处的二次谐波减少。在滤波器C中，在整个频带中的二次谐波减少。
图16A至图16C分别例示了滤波器A至滤波器C的通过特性，并且图16D至图16F分别例示了滤波器A至滤波器C的反射特性。如图16A至图16F所例示，滤波器A的通过特性和反射特性与第三比较例的通过特性和反射特性大致相等。与第三比较例的通过特性和反射特性相比，滤波器B和滤波器C的通过特性和反射特性退化。谐振电路22的添加改变了阻抗。因此，认为在滤波器B和滤波器C中的通过特性和反射特性相较于比较例的通过特性和反射特性发生了变化。
在第三实施方式中，一个或更多个串联谐振器S1至S4和一个或更多个并联谐振器P1至P3中的至少一个是与谐振电路22并联连接的压电薄膜谐振器20。这种构造可以在不划分谐振器的情况下，即在不增加芯片大小的情况下，减少二次谐波。
另外，对从输出端子Tout输出的二次谐波影响最大的串联谐振器S4和并联谐振器P3中的至少一者是与谐振电路22并联连接的压电薄膜谐振器20。这种构造可以进一步减少二次谐波。
第三实施方式的第一变型
图17A和图17B分别是第三实施方式的第一变型的滤波器D和滤波器E的电路图。如图17A所例示，滤波器D针对串联谐振器S4使用与谐振电路22并联连接的压电薄膜谐振器20。按照反向串联将并联谐振器P3划分成谐振器P3a和谐振器P3b。在谐振器P3a的c轴方向50上的下电极或上电极具有与谐振器P3b的c轴方向50上的下电极或上电极相等的电位。即，从地(或者在串联谐振器S3与S4之间的节点)观察到的谐振器P3a的c轴方向50与从地观察到的谐振器P3b的c轴方向50相反。其它结构与第三比较例的结构相同，因此，省略了对其的描述。
如图17B所例示，在滤波器E中，按照反向并联将并联谐振器P3划分成谐振器P3a和P3b。在与谐振器P3a的c轴方向50相反的方向上的下电极或上电极具有和在与谐振器P3b的c轴方向50相反的方向上的下电极或上电极的电位相等的电位。即，从地(或者在串联谐振器S3与S4之间的节点)观察到的谐振器P3a的c轴方向50与从地观察到的谐振器P3b的c轴方向50相反。其它结构与滤波器D的结构相同，因此，省略了对其的描述。
图18A是滤波器D的二次谐波与频率的关系的图，并且图18B和图18C分别例示了通过特性和反射特性。如图18A所例示，在整个频带中，滤波器D的二次谐波比第三比较例的二次谐波小10dBm或者以上。如图18B和图18C所例示，滤波器D的通过特性和反射特性与第三比较例的通过特性和反射特性大致相等。
如图16A至图16F所例示，当提供谐振电路22时，通过特性和反射特性可能会退化。在第三实施方式的变型中，串联谐振器S4是与谐振电路22并联连接的压电薄膜谐振器20。将串联谐振器P3划分成谐振器P3a(第一谐振器)和谐振器P3b(第二谐振器)以抵消二次谐波。当划分谐振器时，阻抗保持不变。因此，可以减轻在滤波器B和滤波器C中出现的通过特性和反射特性的退化。另外，与滤波器A和滤波器B相比，可以减少二次谐波。此外，与划分串联谐振器S4和并联谐振器P3两者的滤波器相比，可以减小芯片大小。
在滤波器B和滤波器C中，通过在并联谐振器P3中提供谐振电路22来使通过特性和反射特性退化。然而，即使在谐振电路22处于串联谐振器S4中时，通过特性和反射特性也可能会退化。因此，只要串联谐振器S4和并联谐振器P3中的一个是与谐振电路22并联连接的压电薄膜谐振器20，并且划分(即，按照反向串联来划分或者按照反向并联来划分)串联谐振器S4和并联谐振器P3中的另一个即可抵消二次谐波。
第四实施方式
图19是根据第四实施方式的双工器的电路图。如图19所例示，发送滤波器40连接在公共端子Ant与发送端子Tx之间。接收滤波器42连接在公共端子Ant与接收端子Rx之间。在从发送端子Tx输入的信号中，发送滤波器40将发送频带中的信号发送至公共端子Ant作为发送信号，并且抑制具有其它频率的信号。在从公共端子Ant输入的信号中，接收滤波器42将接收频带中的信号发送至接收端子Rx Ant作为接收信号，并且抑制具有其它频率的信号。发送滤波器40和接收滤波器42中的至少一个可以是根据第三实施方式及其变型中的任何一个的滤波器。
双工器已经被描述为复用器的示例，但是复用器可以是三工器或者四工器。
尽管已经对本发明的实施方式进行了详细描述，但是要理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种改变、替换、和修改。

Claims (10)

1.一种声波器件，所述声波器件包括：
压电薄膜谐振器，该压电薄膜谐振器连接在第一节点与第二节点之间；以及
谐振电路，该谐振电路与所述压电薄膜谐振器在所述第一节点与所述第二节点之间并联连接，并且具有满足条件2×fa×0.92≤f0≤2×fa×1.15的谐振频率f0，其中，fa表示所述压电薄膜谐振器的反谐振频率。
2.根据权利要求1所述的声波器件，其中，
所述谐振频率f0满足条件2×fa×0.95≤f0≤2×fa×1.08。
3.根据权利要求1或者2所述的声波器件，其中，
所述谐振电路包括在所述第一节点与所述第二节点之间串联连接的电容器和电感器。
4.根据权利要求1或2所述的声波器件，其中，
所述谐振电路包括在所述第一节点与所述第二节点之间串联连接的声波谐振器。
5.根据权利要求4所述的声波器件，其中，
所述声波谐振器是另外的压电薄膜谐振器或者兰姆波谐振器，
所述压电薄膜谐振器和所述声波谐振器形成在同一衬底上，以及
所述压电薄膜谐振器和所述声波谐振器共享单个压电膜。
6.根据权利要求1或2所述的声波器件，所述声波器件还包括：
滤波器，该滤波器包括与所述谐振电路并联连接的所述压电薄膜谐振器。
7.根据权利要求1或2所述的声波器件，所述声波器件还包括：
滤波器，该滤波器包括在输入端子与输出端子之间串联连接的一个或更多个串联谐振器以及在所述输入端子与所述输出端子之间并联连接的一个或更多个并联谐振器，其中，
所述一个或更多个串联谐振器和所述一个或更多个并联谐振器中的至少一个是与所述谐振电路并联连接的所述压电薄膜谐振器。
8.根据权利要求7所述的声波器件，其中，
所述一个或更多个串联谐振器中的最接近所述输出端子的串联谐振器和所述一个或更多个并联谐振器中的最接近所述输出端子的并联谐振器中的至少一者是与所述谐振电路并联连接的所述压电薄膜谐振器。
9.根据权利要求8所述的声波器件，其中，
所述一个或更多个串联谐振器中的最接近所述输出端子的串联谐振器和所述一个或更多个并联谐振器中的最接近所述输出端子的并联谐振器中的一者是与所述谐振电路并联连接的所述压电薄膜谐振器，并且
所述最接近所述输出端子的串联谐振器和所述最接近所述输出端子的并联谐振器中的另一者被划分成第一谐振器和第二谐振器以抵消二次谐波。
10.根据权利要求6所述的声波器件，所述声波器件还包括：
复用器，该复用器包括所述滤波器。
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