CN1074570A

CN1074570A - 信号处理器中用于突发噪声检测的方法和设备

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Publication number: CN1074570A
Application number: CN92112865.7A
Authority: CN
Inventors: 乔斯·G·科利托; 卢斯·A·博内特; 戴维·亚特英
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 1992-01-15
Filing date: 1992-11-26
Publication date: 1993-07-21
Anticipated expiration: 2007-11-26
Also published as: JP3268368B2; US5319573A; EP0552005A1; DE69315231D1; JPH05268106A; DE69315231T2; EP0552005B1; CN1038633C

Abstract

一种诸如ADPCM解码器(28b)的信号处理器接收一个输入信号。作为CCITT G.726建议算法的一部分，ADPCM解码器(28b)处理该输入信号提供一个线性重建信号Sr(k)。当启动时，噪声检测器 (50)对每一预定数目的接收样值，取得该重建信号 Sr(k)一次。该噪声检测器(50)将该重建信号Sr(k)的绝对值相加总能量估算值上。在预定的样值数目的终点，该噪声检测器(50)将总能量测算与一个噪声门限值和该预定数目之积进行比较。若总能量估算超过这一乘积，则提供一个噪声指示。这种计算避免了对于高性能的数字信号处理器(70)也是困难的耗费时间的除法运算。

Description

一般来说，本发明涉及信号处理器，更为具体地讲，是涉及具有突发噪声检测的信号处理器和有关的方法。

由于集成电路器件的集成密度的增加和成本的降低，已经使许多过去无法实现的产品商品化了。数字无绳电话就是利用先进的集成电路技术使之成为可能的一种产品。数字无绳电话的手机通过送话器接收模拟的话音信号，变换模拟的话音信号为数字的话音信号，压缩该数字话音信号，将已压缩的信号调制到一个射频频率上（RF），并通过天线将该已调射频信号发送出去。该发送的射频信号由附近的基站所接收，在基站该信号被变换为模拟信号（或仍然保持为数字形式，以适应数字交换设备），和最终传送到目的电话机。当由目的电话机接收到一个同样的信号时，该电话信号经受相反方向的相同处理。基站发送数字射频信号到手机，而手机经天线接收这一信号，并经解调、去压缩，和将其变换为一个模拟话音信号，而后由该信号驱动手机中的扬声器。

对于无绳电话手机工作的一项标准是英国无绳电话，第二代标准（CT-2）“U.K.Cordless Telephone，Second Generation（CT-2）Standard”。CT-2手机从送话器接收模拟话音信号。该话音信号被变换为数字脉冲编码调制（PCM）格式，经自适应差分脉冲编码调制（ADPCM）编码器处理，而后经调制和根据CT-2公共空中接口（CAI）协议发送到基站。CT-2规定了对于ADPCM编码器工作的CCITT G.721的ADPCM规范。发送和接收的信号是以乒乓通信方式分组发送到基站和从基站接收。CAI该分组信号的一部分包含有信令信息，信令信息包括诸如呼叫建立、终端请求和信号交换这样一些信息。对于信号接收来讲，接收信息组，解调，通过G.721建议的ADPCM解码器处理，从数字PCM信号变换为模拟信号，而后提供给扬声器。

在数字无绳电话手机的操作中，模拟和数字两种功能是必要的。为了实现从模拟到PCM和从PCM到模拟的变换，可以利用诸如Motorola MC 14554 μ律PCM编译码滤波器或Motorola MC 145557 A律PCM编译码滤波器。为了实现从PCM到ADPCM和从ADPCM到PCM的变换可以利用诸如Mo-torola MC145532ADPCM代码变换器常规集成电路。这两种功能还可以组合为一片单片混合信号处理集成电路。

在CT-2无绳电话系统中，手机与基站建立一条数字链路。一般情况下，该链路保持至此次呼叫结束。在某些情况下，呼叫期间手机和基站间的链路可能失掉或中断。例如，若使用者将手机带出该基站的服务范围，则该链路可能失掉。由于所接收数据的随机性，将导致高电平的自噪声提供给扬声器，直至检测到该中断链路和噪声被抑制。大约出现低于最高电平3至6分贝（dB）的噪声电平。CAI协议规定检测链路失掉唯一的方法是检测分组信号的信令部分中一个期望的信号交换消息的不存在。信号交换消息的传送周期可以长达数秒钟之久。减少检测时间的一种方法是强行使基站和手机之间周期性通信，这一方法使检测时间减少至数百毫秒。即使这样，当链路中断时使用者仍能听到很大的噪声。

为此，本发明以一种形式提供一种用于信号处理器中突发噪声检测的方法，该方法包括：初始化总的能量估算为零;取样接收信号的绝对值相加为总的能量估算预定数目的次数;若该总的能量估算超过某预定门限值，提供噪声指示。

另一种形式，是提供一种具有突发噪声检测的信号处理器，该处理器包括输入装置、噪声检测装置、和输出装置。输入装置响应于该信号处理器的输入信号I（k）提供一个重建的信号Sr（k）。噪声检测装置连接到输入装置，接收信号Sr（k），确定一个预定数目，和产生一个噪声门限值与该预定数目的积。该噪声检测装置在多次接收的样值的每个预定数目接收样值情况下估算一次取样信号Sr（k）的总能量估值。该噪声检测装置还响应于该总能量测算超过噪声门限值与预定数目之积提供一个噪声指示。输出装置连接到输入装置，和响应于信号Sr（k）提供一个信号处理器（28）的输出信号Sd（k）。基本上，该输入装置和输出装置构成一种用于至少一种数据速率的CCITT G726建议的ADPCM解码器。

这些和其他的特点和优点以结合各附图的详细描述中将会更清楚地理解。

图1表示构成包括有ADPCM编解码器的电话手机的框图。

图2表示符合CCITT建议G.721或G.726的现有技术的AD-PCM解码器的以方框形式的功能框图。

图3表示根据本发明的以方框形式的图1的ADPCM解码器的功能框图。

图4表示根据并说明本发明的方法的流程图。

图5表示根据本发明的优选实施例的图1的方框图形式的AD-PCM代码变换器。

图1以方框图形式表示包含ADPCM编解码器22的CT-2电话手机20。手机20符合CT-2标准。根据CT-2协议，在手机20和基站（图1中未示出）之间以半双工或乒乓通信方案数字分组的方式接收和发送电话信号。天线24用于发送和接收代表电话信号的射频频率（RF）。射频系统25连接到天线24，用于接收和解调，调制和发送电话数据的数字码流。作为本说明中使用的术语“信号”是指随时间变化的电信号，而术语“数字信号”是指该信号数字样值序列。“组”包括该数字信号的一部分，或者换句话说，与数字信令比特一起的规定数目的电话信号的数字样值。

送话器30经输入信号线34为ADPCM编解器22提供一个模拟电话信号。在所说明的实施例中，ADPCM编解码器22是与AD-PCM码变换器28和PCM编解码器29合在一起的单片集成电路。PCM编解码器29执行诸如Motorola MC145554M律PCM编解码器滤波器或Motorola MC145557A律PCM编码器滤波器。从功能上讲，PCM编解码器29包含两部分，一个模拟-数字变换器（ADC）和带通滤波器29a，和一个数字-模拟变换器（DAC）和低通滤波器29b。ADC和带通滤波器29a将模拟电话信号变换为数字电话信号和将其按照A律或μ律算法变换为PCM，和经输入信号线33a给ADPCM码变换器提供数字电话信号。从功能上讲，ADPCM码变换器28包括两部分，一个ADPCM编码器28a，和一个ADPCM解码器28b。ADPCM编码器28a本身又按照G.721标准将64千比特数字电话信号压缩为32千比特ADPCM信号和经信号线32a提供ADPCM信号到时分双工器方框26。而后时分双工器26将来自微处理器27的信令比特与来自ADPCM码变换器28的已压缩的数字数据进行组合形成CT-2分组信号。时分双工器方框26提供CT-2分组信号给射频系统25，射频系统调制该信号和将该信号以射频形式提供给天线24。在天线上该信号被辐射和最后由基站所接收。该调制方式是由近似高斯（Gaussiau）滤波器整形的二电平FSK，正如在CT-2CAI规范中所描述的那样。

对于接收来说，来自基站的分组信号作为已调射频信号在天线24上被接收。射频系统25接收该射频信号并将其解调。而后该分组信号被送到时分双工器方框26。时分双工器单元26将该分组信号分为其两个组成部分，使微处理27得到信令比特。时分双工器单元26经信号线32b使ADPCM码变换器得到已压缩的数字信号。接着，微处理器27读该信令比特并执行相关的信令功能，诸如呼叫建立和拆线。

ADPCM解码器28b对从时分双工单元26接收的已压缩数字信号去压缩。在该说明的实施例中，作为CT-2手机的一部分，AD-PCM解码器28b符合CCITT G.721建议。ADPCM解码器28b根据标准G.721 ADPCM将32千比特ADPCM数字信号变换为64千比特PCM。ADPCM码变换器28经输入和输出信号32c与微处理器27相连接，微处理器27初始化和控制ADPCM码变换器的操作。DAC和低通滤波器29b经输入信号33b接收PCM数据，执行A律或μ律去压缩，和数字-模拟变换形成模拟电话信号，和经输出信号线35提供该模拟电话信号到扬声器31和振铃器（图1中未示出）。

检测链路中断的一种可能性是将接收信号的平均能量电平与一个门限值相比较。若平均能量电平在一个预定的期间超过该门限值，则可能归结为链路已经中断和要对扬声器实行静噪输出。

为了用这种方法估算平均功率，微处理器27必须对在信号线33b上传导的所接收的数字PCM数据取样。但是，对于某些系统而言，这种估算是不切合实际的。首先，PCM是一种对数形式，为计算功率，该数据必须变换为线性形式。第二，在实现中，其中ADPCM码变换器28和PCM编解码器29是包含在一片单片集成电路中的（诸如混合信号处理系统22），由于没有专用附加器件引线（用于数据、时钟和启动信号），信号线33b是不能从外部利用的。第三，某些应用场合，诸如CT-2手机本身，对于成本是极为敏感的，为了降低成本，微处理器27可能要降低性能和可能不具有足够的能力去执行这种功率估算。

图2表示符合CCITT G.721或G.726建议的现有技术和ADPCM解码器40的以方框形式的功能框图。ADPCM解码器40包括反相自适应均衡器41、重建信号计算器42、自适应预测器43、输出PCM格式变换器45，同步编码调节器46、均衡器比例因子自适应器47、自适应速率控制器48和信号音及变换检测器49。这些功能单元的每一个单元的操作原理是已知的并在CCITT G.721-1990建议中已有描述。

图3表示根据本发明图1的ADPCM解码器28b的以方框形式的功能框图。ADPCM解码器28b包括数字接收增益调节器44和噪声检测器50。而本发明的ADPCM解码器28b的其他优选实施例可以忽略数字接收增益调节器44。所有其他单元的实现基本上类似于在G.721或G726中规定的并如图2所示的ADPCM解码器的相应各单元。数字接收增益调节器44接收再造信号Sr（k）和可变增益因子（GAIN FACTOR）。为此，数字接收增益调节器44向同步编码调节器46提供具有标注“Sg（k）”增益的重建信号，和标注SYNC DISABLE的信号。因此，数字接收增益调节器提供一种线性的增益调节。

噪声检测器50接收重建信号Sr（k）和三个参数：样值数目，该数目将包括到标注为“N”的能量计算中;标注为“NE_TH”的能量门限值;和标注为“ND”的噪声检测启动。微处理器27通过ADPCM码变换器28（图3中未示出）的一个常规的串行通信端口（SCP）向ADPCM码变换器28提供参数N、NE_TH和ND。噪声检测器50响应于标注为“E_AVE”的平均能量Sr（k）超过标注为“E_TH”的预定门限值，提供标记为“NOISE”的噪声指示。实现这种能量计算的一种方法是将N个样值期间的信号Sr（k）的绝对值相加，而后其和再被N除来近似，这一近似表示为：

E_AVE＝（1/N）（∑｜Sr（k）｜（1）

其中“∑”代表求和运算符，和其中求和范围是从k＝0到k＝N-1。然而，对于某些DSP而言，这种计算是繁锁的。一种应用规范的DSP包括减少指令数目，以便优化实时信号处理应用的操作。对于G.721ADPCM不要求除法指令。因此，为了减少指令数目，在平均功率计算中希望去消对除法指令的需要。

若以计算总能量代替平均平均能量，则可以实现没有除法指令的平均能量计算。若超过N个标注为“NE_AVE”样值的能量超过了NE_TH，噪声检测器50通过启动“NOISE”解决这一问题。

这个公式以数学方式表示为：

如果，〔（NE_AVE＝∑｜Sr（k）｜）≥NE_TH

则，（NOISE＝1）（2）

否则（NOISE＝0）

其中，与上文相同，求和范围是从k＝0到k＝1。因为样值数目N和平均能量门限值可以预先确定，所以它们的积NE_TH是已知的。图1的微处理器27将NE_TH提供到噪声检测器50，该检测器实现方程（2）的平均能量测算并因此提供NOISE。响应于NOISE的启动，微处理器27衰减或静噪接收信号。静噪操作可以在ADPCM解码器28、PCM编解码器29、或直接在向扬声器31提供信号的信号线35上进行。在该优选实施例中，数字接收增益调节器44允许微处理器27通过设置GAIN FACTOR（增益因子）为0来以数字方式静噪接收信号。

图4表示根据和说明本发明的方法的流程图。图4的流程图实现图3的噪声检测器50，并给予相同的参考号码。ADPCM解码器28b在51步通过检查开始执行噪声检测程序，是否设置标注为“ND”的噪声检测控制比特。若ND未设置，则噪声检测器被禁止和在52步NOISE被清零和在61步CNTR被设置为负1后程序流返回到主程序。若ND被设置，则在53前检查标注为“CNTR”计数器变量。CNTR是一个保持跟踪多少个｜Sr（k）｜值将被累加的内部变量。当加电和ADPCM编解码器22复位时，CNTR设置为负1。若ND＝1（启动），和CNTR为负值，则在54步，CNTR被初始化为N，｜Sr（k）｜样值的数目将被用于能量计算。在55步，代表N个样值的总能量测算的内部变量NE_AVE被初始化为0。

接下去取样，在53步检测CNTR的正值。在56步｜Sr（k）｜与NE_AVE值相加和在57步CNTR减1。在58步CNTR再次被测试以确定其是否为负值。56、57、和58步每次取样都要重复，直至CN-TR递减为-1。当CNTR递减为-1时，NE_AVE表示由取样时间间隔次数N限定的时间间隔的总能量估算值。对于32Kb ADPCM的G.721来说，取样时间间隔为125μs，和因此NE_AVE代表（N）×（125μs）整个时间间隔信号的总能量估算值。在59步NE_AVE与NE_TH比较。若NE_AVE不小于NE_TH，则在60步设置NOISE。

以不同的方法实现这一算法也是可能的。图4的流程图表示一种递减的取样计算器。也可以将一个递增的取样计数器初始化为0。和而后当该计数器达到N时，将NE_AVE与NE_TH的值进行比较。另外，响应于在59步的NE_AVE是否小于NE_TH的测试的“非”结果，而设置NOISE。在另外的实施例中，NOISE也可以响应于是否NE_AVE大于NE_TH的测试的“是”结果而设置。

图5表示根据本发明的实施例的图1的ADPCM码变换器28的框图形式。应注意的是，图5是根据代表硬件电路的功能单元描述的ADPCM码变换器。相反，图3表示ADPCM解码器28b的功能单元框图。图5清楚地表示，ADPCM解码器28b的功能单元框图。图5清楚地表示ADPCM码变换器的各单元如何实现如图3所示的各种功能。在图5中，相当于编码器功能的那些单元称之为28a，和相当于解码器功能的那些单元标注为28b，其余的各单元执行两种功能的各个部分。

ADPCM码变换器28包括数字信号处理器（DSP）70。DSP70连接到通信总线73，用来从总线接收数据和向总线提供数据。时钟发生器72接收作为一个晶体振荡器（未示出）的输出标注为“SPC”的信号。时钟发生器72连接到DSP70并为其提供时钟信号。串行控制端口（SCP）71也连接到通信总线73。SCP71经信号线32c连接到图1的微处理器27。SCP71允许微处理器27初始化和控制ADPCM码变换器28的操作。SCP包括一些寄存器，这些寄存器存储来自微处理器27的ND、N、NE_TH，和增益因子（GAIN FAC-TOR），和来自ADPCM解码器28b的NOISE。

ADPCM编码器28a′包括输入锁存器80、输出锁存器81、并行至串行单元82、输出缓冲器84和寄存器控制器85。输入锁存器80经输入信号线33a连接到图1的PCM编解码器29。输入锁存器80锁存来自PCM编解码器29的数字PCM数据字和经通信总线73向DSP70提供数据。DSP70通过微编码执行G.721ADPCM编码器的功能。DSP70还经通信总线73向输出锁存器81提供AD-PCM数据字。ADPCM数据字分别对应于64、32、24或16kbps的任何一种数据速率，可以是8、4、3、或2比特。然而，在CT-2手机中使用了相应于G.721 32千比特每秒数据速率的4比特数据字。并行至串行单元82连接到输出锁存器81和将ADPCM数据字串行提供给输出缓冲器84，该缓冲器经信号线32a向时分双工单元26提供数据。寄存器控制器85响应于标注为“BCLKT”的时钟输入信号和标注为“FST”的控制信号，连接到、和去控制输出锁存器81、并行至串行单元82，和输出缓冲器84。

ADPCM解码器28b包括串行至并行单元90、输入锁存器91、波形解码器92、输出锁存器93。串行至并行单元90经输入信号线32b接收已ADPCM编码的数据比特码流，将该数据组合成AD-PCM数据字，并将该数据字提供到输入锁存器91。输入锁存器91存储ADPCM数据字和将该数字提供给DSP70。波形解码器92接收标注“FSR”和“BCLKR”的输入信号。信号BCLKR定时所接收的数据，和信号FSR确定其操作模式。信号BCLKR和FSR共同确定在64、32、24或16kbps中任何一种数据速率的操作。然而，在CT-2手机中使用相应于G.721的32kbps数据速率的4比特数据字。DSP70执行具有如图3所示以微编码方式的数字接收增益调节和噪声检测功能的G.721 ADPCM解码器功能。DSP70提供数字PCM信号Sd（k）到输出锁存器93，该锁存器接着经信号线33b将该信号提供到PCM编解器29。

ADPCM28执行G.721ADPCM编码器在G.721ADPCM解码器的功能。在图5中，集成电路硬件的一些单元协助DSP70执行每一功能。在DSP70运行的微编码实际实现图3的功能单元图，和因此DSP70对于ADPCM编码器和解码器的各功能而言是公共的。在另外一个实施例中，图3的各功能单元的一些或全部可以由硬件电路来实现。然而，由于利用DSP70通过利用执行其他编码器和解码器的各功能所不需要的多余时钟周期来实现噪声检测器50和数字接收增益调节器44的有效性，最好用微编码实现。同样原因，还最好在噪声检测器50启动NOISE之后，通过向数字接收增益调节器44提供增益因子等于0（GAIN FACTOR＝0）来静噪所接收的音频信号。

虽然本发明已经以优选实施例的方式做了详尽的描述，但是，十分明显，对于本专业的技术人员来说，本发明尚可做出多种方式的修改和提出许多不同于上文描述和规定的其他实施方案。例如，虽然已经描述了是以G.726ADPCM解码器的规范操作的，但是本发明的方法可以用于任何利用线性接收信号的信号处理系统。虽然说明了用微编码实现各功能单元，但也可以利用硬件电路实现ADPCM解码器的功能。不一定用DSP，任何数据处理器也可以用于执行ADPCM解码器28b的任何部分的功能。虽然数字接收增益调节器44，在突发噪声或链路中断的检测以后提供静噪接收信号的常规方法，但也可能利用衰减接收信号的其他方法。因此，试图通过所附的各权利要求书去覆盖落入本发明的真正精神实质和范围内的全部修改与改进。

Claims

1、一种在信号处理器(28)中检测突发噪声的方法(50)，其特征在于以下步骤：

将总能量估算值初始化(55)为0；

将预定数目次数的取样接收信号的绝对值相加(56，57，58)到上述总能量估算值上；

若上述总能量估算超过一个预定门限值，则提供(59，60)一个噪声指示。

2、根据权利要求1的方法（50），其特征还在于：执行上述初始化、相加各步骤的步骤，和提供一个数字信号处理器（70）。

3、根据权利要求1的方法（50），其特征还在于：若上述总能量测算超过上述预定数和一个能量门限值之积，则提供（59，60）上述噪声指示的步骤。

4、一种在信号处理器（28）中检测突发噪声方法（50），其特征在于以下步骤：

将一个计数器初始化（54）为一个预定值;

将总能量估算值初始化（55）为0;

将接收信号的绝对值相加（56）到上述总能量估算值上;

递减（57）上述计数器;

重复上述相加（56）和递减（57）的步骤，直至上述计数器小于零;和

若上述总能量估算超过一个预定的门限值，则提供（58，59，60）一个噪声指示。

5、根据权利要求4的方法，其中重复所说步骤的特征还在于：当上述计数器大于或等于0时，重复上述相加（56）、递减（57）、和对于由信号处理器（28）接收的多个样值的每一个提供（58，59，60）一次的步骤。

6、根据权利要求4的方法，其中上述相加（56）的步骤的特征还在于：将其至少一个数据速率符合CCITT G.726建议的AD-PCM解码器（28b）向一个重建信号Sr（k）的绝对值相加到上述总能量估算上的步骤。

7、一种在信号处理器中检测突发噪声的方法，其特征在于还包括以下步骤：

响应于上述计数器为小于0，设置（53，54，55）计数器为一个预定的数并设置总能量估算值为0;

将接收信号的绝对值相加到上述总能量测算上;

递减（57）上述计数器;

响应于上述计数器小于0，若上述总能量估算超过预定门限值与上述预定数目之积，则提供（58，59，60）一个噪声指示;和

重复上述设置（53、54、55）、相加（56）、递减（57），和对于多个所接收样值的每一个提供（58，59，60）的步骤。

8、根据权利要求7的方法，其特征还在于以下步骤：

响应于噪声检测控制信号被清除，清除（52）一个噪声指示并初始化（61）一个计算器为负值;和

当设置噪声检测控制信号时，执行上述设置（53，54，55）、相加（56）、递减（57），和提供（58，59，60）的步骤。

9、一种具有突发噪声检测的信号处理器（28），其特征在于：

输入装置（41，42，43），该装置响应于信号处理器（28）的输入信号l（k），提供一个重建信号Sr（k）;

噪声检测装置（50），该装置连接到上述输入装置（41、42、43），用于接收上述信号Sr（k），一个预定的数目，和一个噪声门限值与上述预定数目之积，用于对多个接收样值中的每一预定数目的接收样值计算上述取样的信号Sr（k）的总能量估算值一次，和响应于上述总能量估算超过上述噪声门限值与上述预定数目之积，提供一个噪声指示;和

输出装置（44，45，46），该装置连接到上述输入装置（41，42，43），响应于上述信号Sr（k），提供一个信号处理器（28）的输出信号Sd（k）;

上述输入装置（41，42，43）和上述输出装置（44，45，46）基本上至少在其一个数据速率上构成了CCITT G.726建议的AD-PCM解码器。

10、根据权利要求9的信号处理器（28），其特征还在于装置（71），该装置向微处理器（27）提供上述噪声指示，和从上述微处理器（27）接收上述增益因子。