CN107342722A - 车辆及用于车辆的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及车辆及用于车辆的控制方法。当马达(32)的转速变化率(ΔNm)的绝对值等于或小于阈值(ΔNmref)并且马达(32)的扭矩指令变化率(ΔTm*)的绝对值等于或小于阈值(ΔTmref)时，通过周期性地随着脉冲模式(PP)的改变而改变脉冲类型或脉冲数来改变开关角。通过这种方式，谐波的各个次数的分量被分散，由此能够降低谐波中的特定次数的分量相对于其它次数的分量的突出程度。

Description

车辆及用于车辆的控制方法

技术领域

本发明涉及一种车辆，并且特别地涉及一种包括马达、逆变器和电池的车辆以及一种用于车辆的控制方法。

背景技术

迄今为止，作为这种车辆，已经提出这样的车辆，该车辆包括电动马达以及具有逆变器电路的电力转换装置，所述电力转换装置被构造成通过开关多个开关元件来驱动电动马达，并且基于电动马达的一个电循环处的脉冲数以及基于电动马达的扭矩指令的电压的调制因数和电压相位来产生多个开关元件的脉冲信号，以便对多个开关元件执行开关(例如，参见日本专利申请公开号2013-162660(JP 2013-162660 A))。在这种车辆中，基于脉冲数、调制因数和电压相位来产生脉冲信号，使得电力转换装置和电动马达的电力损耗变为最小，由此实现具有该电力转换装置和电动马达的整个驱动系统的损耗降低。

发明内容

在上述车辆中，当电动马达的目标运行点基本恒定时，脉冲信号中的开关角，即，用于切换电动马达的相电压(逆变器电路的多个开关元件中的对应相的开关元件的开/关)的角度变为基本恒定。因为这个原因，谐波中的特定次数的分量可相对地增大，并且电磁噪声可相对地增大。

本发明的车辆抑制了电磁噪声的增大。

本发明的一个示例方面公开了一种车辆。该车辆包括：用于行驶的马达；逆变器，所述逆变器被构造成通过开关多个开关元件来驱动所述马达；电池，所述电池被构造成通过所述逆变器与所述马达交换电力；以及电子控制单元，所述电子控制单元被构造成：基于开关角和所述开关角处的开关模式来产生所述多个开关元件的PWM信号，所述开关角是如下的角度，该角度基于：基于所述马达的扭矩指令的电压的调制因数；基于所述马达的扭矩指令的所述电压的电压相位；以及所述马达的电角度的预定周期处的脉冲数，基于所述PWM信号执行所述多个开关元件的开关，以及当转速变化率和扭矩指令变化率两者都处于包括零的预定范围内时，周期性地改变所述开关角，所述转速变化率是所述马达的转速的每单位时间的变化量，所述扭矩指令变化率是所述扭矩指令的每单位时间的变化量。本发明的示例方面公开了一种用于车辆的控制方法。该车辆包括：用于行驶的马达；逆变器，所述逆变器被构造成通过开关多个开关元件来驱动所述马达；电池，所述电池被构造成通过所述逆变器与所述马达交换电力；以及电子控制单元。该控制方法包括：基于开关角和所述开关角处的开关模式来产生所述多个开关元件的PWM信号，开关角是如下的角度，该角度基于：基于所述马达的扭矩指令的电压的调制因数；基于所述马达的扭矩指令的所述电压的电压相位；以及所述马达的电角度的预定周期处的脉冲数，基于所述PWM信号执行所述多个开关元件的开关，以及当转速变化率和扭矩指令变化率两者都处于包括零的预定范围内时，周期性地改变所述开关角，所述转速变化率是所述马达的转速的每单位时间的变化量，所述扭矩指令变化率是所述扭矩指令的每单位时间的变化量。

在本发明的车辆中，基于开关角和所述开关角处的开关模式来产生多个开关元件的PWM信号，以执行多个开关元件的开关，所述开关角基于：基于所述马达的扭矩指令的电压的调制因数和电压相位；和所述马达的电角度的预定周期处的脉冲数。然后，当作为所述马达的转速的每单位时间的变化量的转速变化率和作为扭矩指令的每单位时间的变化量的扭矩指令变化率两者都处于包括0的预定范围内时，周期性地变化所述开关角。通过这种方式，谐波的各个次数的分量被分散，由此能够降低谐波中的特定次数的分量相对于其它次数的分量的突出程度。结果，能够抑制电磁噪声的增大。这里，术语“开关角”指的是用于切换马达的每个相的相电压(多个开关元件中的对应相的开关元件的开/关)的角度。术语“开关模式”指的是多个开关元件的开/关的组合。

在本发明的车辆中，电子控制单元可以被构造成：当转速变化率和扭矩指令变化率两者都在预定范围内时，通过周期性地改变脉冲数来改变开关角。通过这种方式，通过改变脉冲数来改变开关角，由此能够分散谐波的各个次数的分量。

在本发明的车辆中，电子控制单元可以被构造成：基于调制因数、电压相位、脉冲数以及从多种脉冲类型中选出的所选类型来产生PWM信号，所述多种脉冲类型包括：产生所述PWM信号以降低马达的铁损的脉冲类型；以及产生PWM信号以减少谐波的脉冲类型，并且电子控制单元可以被构造成当转速变化率和扭矩指令变化率两者都在预定范围内时，通过周期性地改变脉冲数或所选类型中的至少一个来改变开关角。通过这种方式，通过改变脉冲数或所选类型来改变开关角，由此能够分散谐波中的各个次数的分量。然后，如果脉冲数和所选类型两者都被改变，则能够进一步分散谐波中的各个次数的分量。

在本发明的车辆中，电子控制单元可以被构造成周期性地改变开关角，使得在开关角被改变之前的与在谐波中具有最高谐波分量率的分量对应的次数不同于在开关角被改变之后的与在谐波中具有最高谐波分量率的分量对应的次数。电子控制单元可以被构造成通过周期性地改变开关角来以第一开关模式和第二开关模式控制所述多个开关元件，并且在第一开关模式中出现最频繁的谐波的次数不同于在第二开关模式中出现最频繁的谐波的次数。通过这种方式，能够更有效地分散谐波中的各个次数的分量。

在本发明的车辆中，电子控制单元可以被构造成改变用于改变开关角的周期。通过这种方式，能够进一步分散谐波中的各个次数的分量。

附图说明

下面将参考附图描述本发明的示例性实施例的特征、优势以及技术和工业意义，在附图中相同的附图标记指示相同的元件，并且其中：

图1是示出作为本发明的示例的电动车辆的构造的概略的构造图；

图2是示出由该示例的电子控制单元执行的PWM信号产生例程的示例的流程图；

图3是示出马达的U相的PWM信号的示例的解释图；

图4是示出脉冲模式设定例程的示例的流程图；

图5A和图5B是示出多个表格的示例的解释图；

图6是示出在脉冲模式和谐波中的每个次数的谐波分量率之间的关系的示例的解释图；

图7是示出当脉冲类型随着脉冲模式的改变而改变，而脉冲数不改变时的U相的PWM信号的改变状态的示例的解释图；并且

图8是示出变型示例的混合动力车辆的构造的概略的构造图。

具体实施方式

下面将结合示例描述用于实施本发明的模式。

图1是示出作为本发明的示例的电动车辆20的构造的概略的构造图。如图所示，该示例的电动车辆20包括马达32、逆变器34、电池36、升压转换器40和电子控制单元50。

马达32被构成为同步电动发电机，并且包括转子和定子，转子带有植入其中的永磁体，定子带有缠绕在其上的三相线圈。马达32的转子被连接至驱动轴26，驱动轴26通过差速齿轮24联接至驱动轮22a、22b。

逆变器34连接至马达32，并且通过高压系统电源线42连接至增压转换器40。逆变器34具有六个晶体管T11至T16以及六个二极管D11至D16。晶体管T11至T16分别被成对地设置，以便构成相对于高压系统电源线42的正电极总线和负电极总线的源极侧和漏极侧。六个二极管D11至D16分别与晶体管T11至T16反向并联地连接。马达32的三相线圈(U相、V相和W相)分别被连接至晶体管T11至T16中的成对晶体管之间的相应连接点。因此，当电压被施加至逆变器34时，由电子控制单元50调节相应的成对晶体管T11至T16的开启时间比，由此，在三相线圈中形成旋转的磁场，并且马达32被旋转驱动。下面，晶体管T11至T13被称为“上臂”，并且晶体管T14至T16被称为“下臂”。平滑电容器46附接至高压系统电源线42的正电极总线和负电极总线。

电池36被构成为例如锂离子二次电池或者镍氢二次电池，并且通过低压系统电源线44连接至增压转换器40。平滑电容器48附接至低压系统电源线44的正电极总线和负电极总线。

升压转换器40被连接至高压系统电源线42和低压系统电源线44。增压转换器40具有两个晶体管T31、T32、两个二极管D31、D32以及电抗器L。晶体管T31被连接至高压系统电源线42的正电极总线。晶体管T32被连接至晶体管T31以及高压系统电源线42和低压系统电源线44的负电极总线。两个电极管D31、D32分别与晶体管T31、T32反向并联地连接。电抗器L被连接至晶体管T31、T32之间的连接点和低压系统电源线44的正电极总线。由电子控制单元50调节晶体管T31、T32的开启时间比，由此增压转换器40在使电压升高的情况下将低压系统电源线44的电力供应至高压系统电源线42，或者在使电压降低的情况下将高压系统电源线42的电力供应至低压系统电源线44。

电子控制单元50被构造为以CPU 52为中心的微处理器，并且除了CPU 52之外，还包括存储处理程序的ROM 54、临时地存储数据的RAM 56、以及输入端口/输出端口。

来自各种传感器的信号通过输入端口输入到电子控制单元50。作为被输入到电子控制单元50的信号，例如，来自检测马达32的转子的旋转位置的旋转位置检测传感器32a(例如，旋转变压器)的旋转位置θm，以及来自检测在马达32的相应的相中流动的电流的电流传感器32u、32v的相电流Iu、IV能够举例证明。来自附接在电池36的端子之间的电压传感器36a的电压VB，以及来自附接至电池36的输出端子的电流传感器36b的电流IB也能够举例证明。来自附接在电容器46的端子之间的电压传感器46a的电容器46(高压系统电源线42)的电压VH，以及来自附接到电容器48的端子的电压传感器48a的电容器48(低压系统电源线44)的电压VL也能够举例证明。来自点火开关60的点火信号、来自检测换挡杆61的操作位置的档位传感器62的档位SP、来自检测加速器踏板63的踏下量的加速器踏板位置传感器64的加速器踏板角度Acc、以及来自检测刹车踏板65的踏下量的刹车踏板位置传感器66的刹车踏板位置BP也能够举例证明。来自车速传感器68的车速VS也能够举例证明。

通过输出端口从电子控制单元50输出各种控制信号。作为从电子控制单元50输出的信号，例如，对逆变器34的晶体管T11至T16的开关控制信号，以及对增压转换器40的晶体管T31、T32的开关控制信号能够举例证明。

电子控制单元50基于来自旋转位置检测传感器32a的马达32的转子的旋转位置θm来计算马达32的电角度θe或者转速Nm。电子控制单元50基于来自电流传感器36b的电池36的电流IB的积分值来计算电池36的荷电状态SOC。荷电状态SOC是能够从电池36放出的电力的容量对电池36的总容量的比。

在如上构造的示例的电动车辆20中，电子控制单元50执行下列行驶控制。在所述行驶控制中，基于加速器踏板角度Acc和车速VS来设定驱动轴26所需的所需扭矩Td*，所设定的所需扭矩Td*被设定为马达32的扭矩指令Tm*，并且执行对逆变器34的晶体管T11至T16的开关控制，使得利用扭矩指令Tm*来驱动马达32。高压系统电源线42的目标电压VH*被设定为使得能够用扭矩指令Tm*来驱动马达32，并且执行对增压转换器40的晶体管T31、T32的开关控制，使得高压系统电源线42的电压VH变为目标电压VH*。

这里，将描述对逆变器34的控制。在该示例中，作为对逆变器34的控制，执行正弦波PWM(脉冲宽度调制)控制、过调制PWM控制和矩形波控制中的任何一种控制。正弦波PWM控制是一种用于控制逆变器34，使得伪三相AC电压被施加(供应)至马达32的控制，过调制控制是一种用于控制逆变器34，使得过调制电压被施加至马达32的控制，并且矩形波控制是一种用于控制逆变器34，使得矩形波电压被施加至马达32的控制。在执行正弦PWM控制的情形中，当基于正弦波电压的脉冲宽度调制电压被设定为伪三相AC电压时，调制因数Rm变为0至约0.61的值，并且，当基于通过在正弦波电压上叠加3n次(例如，三次)谐波电压而获得的叠加之后的电压的脉冲宽度调制电压被设定成伪三相AC电压时，调制因数Rm变为0至约0.71的值。调制因数Rm是输出电压(被施加至马达32的电压)的有效值对逆变器34的输入电压(高压系统电源线42的电压VH)的比。在该示例中，为了提高其中能够执行正弦PWM控制的调制因数Rm的区域，基于叠加之后的电压的脉冲宽度调制电压被设定为伪三相AC电压。在执行矩形波控制的情形中，调制因数Rm变为约0.78。在该示例中，考虑到这些情形，基于调制因数Rm执行正弦波PWM控制、过调制PWM控制和矩形波控制中的任何一种控制。下面，将描述正弦波PWM控制。应明白，过调制控制或者矩形波控制不是本发明的特征，因而将省略其详细说明。

作为正弦波PWM控制，在该示例中，基于调制因数Rm和电压的电压相位θp以及预定周期(例如，马达32的电角度θe的半个周期、一个周期等等)处的脉冲数Np来产生晶体管T11至T16的PWM信号，以执行晶体管T11至T16的开关。在该情形中，产生PWM信号，以降低(例如，最小化)马达32的铁损，或者产生PWM信号，以减少(例如，最小化)电压或电流的谐波(特别地，低次谐波，诸如马达32的第6次旋转或者第12次旋转)，由此，能够降低马达32的铁损或者减少谐波。

接着，将描述如上所构造的示例的电动车辆20的操作，特别是产生用于在正弦波PWM控制中使用的PWM信号时的操作。图2是示出由该示例的电子控制单元50执行的PWM信号产生例程的示例的流程图。该例程被重复地执行。

如果执行该PWM信号产生例程，则电子控制单元50的CPU 52首先接收作为输入的数据，诸如马达32的相电流Iu、Iv、电角度θe、转速Nm和扭矩指令Tm*(步骤S100)。对于马达32的相电流Iu、Iv，输入由电流传感器32u、32v检测到的值。对于马达32的电角度θe或转速Nm，输入基于由旋转位置检测传感器32a检测到的马达32的转子的旋转位置θm计算出的值。对于马达32的扭矩指令Tm*，输入由上述驱动控制设定的值。

如果数据以这种方式被输入，则基于马达32的扭矩指令Tm*来设定d轴和q轴的电流指令Id*、Iq*(步骤S110)。随后，在马达32的相应的相(U相、V相和W相)中流动的电流的总和被限定为0的值，并且使用马达32的电角度θe将U相和V相的相电流Iu、Iv坐标转换为d轴和q轴的电流Id、Iq(三相至两相转换)(步骤S112)。然后，通过基于d轴和q轴的电流指令Id*、Iq*与d轴和q轴的电流Id、Iq之间的差值ΔId、ΔIq的反馈项和用于消除彼此干扰的d轴和q轴的项的前馈项的和来设定d轴和q轴的电压指令Vd*、Vq*(步骤S114)。

如果以这种方式设定d轴和q轴的电压指令Vd*、Vq*，则使用所设定的d轴和q轴的电压指令Vd*、Vq*来设定电压的电压相位θp和调制因数Rm(步骤S116)。能够通过将电压指令绝对值Vdq除以高压系统电源线42的电压VH来获得调制因数Rm，电压指令绝对值被计算为d轴的电压指令Vd*的平方和q轴的电压指令Vq*的平方的平方根。电压相位θp能够作为带有d轴和q轴的电压指令Vd*、Vq*作为分量的向量与q轴形成的角度来获得。

然后，基于具有马达32的转速Nm和扭矩指令Tm*的目标运行点以及调制因数Rm来设定作为脉冲模式PP的基本模式的基本脉冲模式PPtmp(步骤S120)，并且基于所设定的基本脉冲模式PPtmp通过下文描述的脉冲模式设定例程来设定脉冲模式PP(步骤S130)。

脉冲模式PP是PWM控制中的脉冲类型PT和脉冲数Np的组合。在该示例中，作为脉冲类型PT，使用产生PWM信号以便降低(例如，最小化)马达32的铁损的类型PWMa，以及产生PWM信号以便减少(例如，最小化)电压或电流的谐波的类型PWMb。关于基本脉冲模式PPtmp，在该示例中，马达32的目标运行点和调制因数Rm与基本脉冲模式PPtmp之间的关系提前作为映射存储在ROM 54中，并且，如果给出马达32的目标运行点和调制因数Rm，则这些条件被应用于所述映射来设定基本脉冲模式PPtmp。在该示例中，如下基于发明人的实验结果或分析结果来设定基本脉冲模式PPtmp的脉冲类型PT和脉冲数Np。关于脉冲类型PT，为了允许更令人满意地驱动马达32(以便适当地实现铁损或谐波的减少)，在其中马达32的扭矩指令Tm*的绝对值或者调制因数Rm相对较小的区域中使用类型PWMa，并且在其中扭矩指令Tm*的绝对值或者调制因数Rm相对较大的区域中使用类型PWMb。关于脉冲数Np，为了实现马达32和逆变器34的总损耗的降低，与当调制因数Rm小时相比，当调制因数Rm大时，脉冲数Np减少。作为脉冲数Np，例如，使用约5至15的值。

随后，基于脉冲模式PP、调制因数Rm和电压相位θp来设定开关角θs和开关模式V(步骤S140)，基于所设定的开关角θs和开关模式V来产生PWM信号(步骤S150)，并且该例程终止。

开关角θs是用于切换马达32的每个相的相电压(晶体管T11至T16中的相应相的晶体管的开/关，例如，在U相中，晶体管T11、T14的开/关)的角度。

开关模式V是指示晶体管T11至T13的开/关的组合的模式，并且使用了模式V0至V7。使用晶体管T11至T13的开/关的组合，而非晶体管T11至T16的开/关的组合的原因在于，即使省略晶体管T14至T16的开/关的组合，不同时地开启晶体管T11至T16中的对应的上臂和下臂，也不存在差异。模式V0至V7如下。

模式V0：晶体管T11至T13中的所有晶体管都关闭

模式V1：晶体管T11、T12关闭，并且晶体管T13开启

模式V2：晶体管T11、T13关闭，并且晶体管T12开启

模式V3：晶体管T11关闭，并且晶体管T12、T13开启

模式V4：晶体管T11开启，并且晶体管T12、T13关闭

模式V5：晶体管T11、T13开启，并且晶体管T12关闭

模式V6：晶体管T11、T12开启，并且晶体管T13关闭

模式V7：所有晶体管T11至T13都开启

在图3中示出了马达32的U相(晶体管T11)的PWM信号的示例。如果以这种方式产生PWM信号，则使用所产生的PWM信号来执行对逆变器34的晶体管T11至T16的开关。即，在马达32的开关角θs处执行对晶体管T11至T16的开关，以便变为与开关角θs对应的开关模式V。通过这种控制，能够根据具有脉冲类型PT(PWMa或PWMb)和脉冲数Np的脉冲模式PP降低马达32的铁损或者减少电压或电流的谐波。

然后，将描述用于设定脉冲模式PP的处理(图2的PWM信号产生例程的步骤S130的处理)。在该示例中，通过图4的脉冲模式设定例程来设定脉冲模式PP。在该脉冲模式设定例程中，电子控制单元50的CPU 52首先计算作为马达32的转速Nm的每单位时间的变化量的转速变化率ΔNm以及作为扭矩指令Tm*的每单位时间的变化量的扭矩指令变化率ΔTm*(步骤S200)，将所计算出的马达32的转速变化率ΔNm的绝对值与阈值ΔNmref进行比较(步骤S202)，并且将马达32的扭矩指令变化率ΔTm*的绝对值与阈值ΔTmref进行比较(步骤S204)。阈值ΔNmref、ΔTmref是被用于确定马达32的目标运行点(转速Nm和扭矩指令Tm*)是否基本恒定的阈值。

在步骤S202中，当马达32的转速变化率ΔNm的绝对值大于阈值ΔNmref时，或者在步骤S204中，当马达32的扭矩指令变化率ΔTm*的绝对值大于阈值ΔTmref时，则确定马达32的目标运行点不是基本恒定的，基本脉冲模式PPtmp被设定为脉冲模式PP(步骤S210)，并且该例程终止。

在步骤S202中，当马达32的转速变化率ΔNm的绝对值等于或小于阈值ΔNmref时，并且在步骤S204中，当马达32的扭矩指令变化率ΔTm*的绝对值等于或小于阈值ΔTmref时，则确定马达32的目标运行点是基本恒定的，并且确定是否已经刚刚开始马达32的目标运行点是基本恒定的所述确定(步骤S220)。然后，当确定出已经刚刚开始所述确定时，基于基本脉冲模式PPtmp将多个表格Tpc中的一个表格设定为所选表格ST(步骤S230)，被应用于所选表格ST的数k被设定为1的值(步骤S240)，并且将该数k应用于所选表ST以设定脉冲模式PP和持续计数器Ccn1(步骤S250)。在步骤S220中，当确定出马达32的目标运行点是基本恒定的所述确定不是刚刚开始时，不执行步骤S230至S250的处理。

每个表格Tpc都是这样的表格，其中数k、脉冲模式PP和持续计数器Ccn1的关系被限定，并且对于每个基本脉冲模式PPtmp进行限定。在图5A和5B中示出了每个表格Tpc的示例。图5A示出了当基本脉冲模式PPtmp为模式A时的表格Tpc，并且图5B示出了当基本脉冲模式PPtmp为模式C时的表格Tpc。能够基于马达32、逆变器34等等的规格适当地设定图5A和5B的模式A、B、C和D。例如，模式A能够被限定为其中脉冲类型PT为类型PWMa并且脉冲数Np为7的值的模式，并且模式B能够被限定为其中脉冲类型PT为类型PWMb并且脉冲数Np为9的值的模式。在该示例中，作为每个表格Tpc中使用的脉冲模式PP的组合，如图6的脉冲模式PP和每个次数的谐波分量率之间的关系所指示，与谐波中具有最大谐波分量率的分量对应的次数使用不同组合。

持续计数器Ccn1是与旋转量(电角度θe处的旋转量)θecn对应的计数器，其中每个表格Tpc中的对应的脉冲模式PP(具有相同数k的脉冲模式PP)以该计数器持续，并且使用通过将旋转量θecn除以60°获得的值。应注意，电角度θe处的60°意味着马达32的U相、V相和W相中的任何一个的相电压(伪AC电压)的零交叉的间隔(旋转量)。

接着，输入电流脉冲模式PP中的流逝计数器Ccn(步骤S260)。流逝计数器Ccn是这样的计数器，该计数器当脉冲模式PP变化时被重置为0的值，并且每次电流脉冲模式PP中的电角度θe经过每隔60°的电角度(例如，0°、60°、120°、180°、240°和300°)时都以1的值递增，在所述每隔60°的电角度处，发生U相、V相和W相中的任何一个的相电压(伪AC电压)的零交叉。

如果以这种方式输入流逝计数器Ccn，则将流逝计数器Ccn与持续计数器Ccn1进行比较(步骤S270)。然后，当流逝计数器Ccn等于或小于持续计数器Ccn1时，保持该电流脉冲模式PP和持续计数器Ccn1(步骤S280)，并且该例程终止。当流逝计数器Ccn大于持续计数器Ccn1时，数k以1的值递增并且更新(步骤S290)，更新后的数k被应用于所选表格ST以设定(更新)脉冲模式PP和持续计数器Ccn1(步骤S300)，并且该例程终止。如上所述，由于每当经过在其处发生U相、V相和W相中的任何一个的相电压的零交叉的每隔60°的电角度时，流逝计数器Ccn以1的值递增，并且持续计数器Ccn1是60°的倍数，所以在其处发生U相、V相和W相的任何一个的相电压的零交叉的特定时间处切换脉冲模式PP以及因此开关角θs。通过这种方式，能够在切换脉冲模式PP以及因此开关角θs时抑制马达32的可控性的退化。

如果脉冲模式PP(脉冲类型PT和脉冲数Np)以这种方式改变，则开关角θs被改变。具体操作如下。马达32的电角度θe的一个周期中的开关频率N变为脉冲模式PP的脉冲数Np、2的值(每个脉冲的上升和下降)和3的值(U相、V相和W相)的乘积。当脉冲类型PT随着脉冲模式PP的改变而改变，而脉冲数Np不改变时，开关角θs[1]至θs[N]改变而不改变开关频率。当脉冲数Np随着脉冲模式PP的改变而改变时，通过改变开关频率N来改变马达32的开关角θs[1]至θs[N]，与脉冲类型PT是否改变无关。在图7中示出了当脉冲类型PT随着脉冲模式PP的改变而改变，而脉冲数Np不改变时，U相的PWM信号的改变状态的示例。图7示出其中上侧和下侧交替改变的状态。

以这种方式，改变了马达32的开关角θs[1]至θs[N]，由此，能够改变与谐波中具有最高谐波分量率的分量对应的次数。结果，能够降低谐波中特定次数的分量相对于其它次数的分量的突出程度，并且抑制电磁噪声的增大。然后，在脉冲数Np和脉冲类型PT两者都随着脉冲模式PP的改变而改变的情形中，与其中脉冲数Np和脉冲类型PT中的仅一个改变的情形相比，能够进一步分散谐波中的各个次数的分量，并且进一步抑制电磁噪声的增大。另外，由于与谐波中具有最高谐波分量率的分量对应的次数由于每个表格Tpc(所选表格ST)的脉冲模式PP的组合而使用不同的组合，所以能够改变开关角θs，使得与谐波中具有最高谐波分量率的分量对应的次数是不同的，以便更有效地分散谐波中的各个次数的分量，并且更有效地抑制电磁噪声的增大。用于改变脉冲模式PP的周期(持续计数器Ccn1)被改变，由此与周期恒定的情形相比，能够更有效地分散谐波中的各个次数的分量，并且更有效地抑制电磁噪声的增大。

在上述示例的电动车辆20中，当马达32的转速变化率ΔNm的绝对值等于或小于阈值ΔNmref并且马达32的扭矩指令变化率ΔTm*的绝对值等于或小于阈值ΔTmref时，通过周期性地随着脉冲模式PP的变化而改变脉冲类型PT或脉冲数Np来改变开关角θs。通过这种方式，谐波的各个次数的分量被分散，由此能够降低谐波中特定次数的分量相对于其它次数的分量的突出程度。结果，能够抑制电磁噪声的增大。另外，使得用于改变脉冲模式PP的周期(持续计数器Ccn1)并且因此开关角θs是可变的。通过这种方式，谐波中的各个次数的分量被分散，由此能够进一步降低谐波中特定次数的分量相对于其它次数的分量的突出程度。

在示例的电动车辆20中，当马达32的转速变化率ΔNm的绝对值等于或小于阈值ΔNmref并且马达32的扭矩指令变化率ΔTm*的绝对值等于或小于阈值ΔTmref时，通过周期性地随着脉冲模式PP的变化而改变脉冲类型PT或脉冲数Np来改变开关角θs。然而，可以通过改变变脉冲类型PT或脉冲数Np中的仅一个来改变开关角θs。

在示例的电动车辆20中，当马达32的转速变化率ΔNm的绝对值等于或小于阈值ΔNmref并且马达32的扭矩指令变化率ΔTm*的绝对值等于或小于阈值ΔTmref时，使得用于改变脉冲模式PP的周期(持续计数器Ccn1)并且因此开关角θs是可变的。然而，可使该周期恒定。

在示例的电动车辆20中，当马达32的转速变化率ΔNm的绝对值等于或小于阈值ΔNmref并且马达32的扭矩指令变化率ΔTm*的绝对值等于或小于阈值ΔTmref时，如果流逝计数器Ccn超过持续计数器Ccn1，则以1的值递增的数k被应用于所选表格ST，以更新脉冲模式PP(脉冲类型PT和脉冲数Np)和持续计数器Ccn1，并且流逝计数器Ccn被重置为0的值。然而，不使用多个表格Tpc(所选表格ST)，并且如果流逝计数器Ccn超过持续计数器Ccn1，则脉冲模式PP和持续计数器Ccn1可以被以随机方式更新，并且流逝计数器Ccn可以被重置为0的值。

在示例的电动车辆20中，作为用于在产生PWM信号时使用的脉冲模式PP的脉冲类型PT，使用两种类型，包括产生PWM信号以便降低马达32的铁损的类型PWMa，以及产生PWM信号以便减少电压或者电流的谐波的类型PWMb。然而，作为脉冲类型PT，可以使用三种或更多种脉冲类型PT。在该情形中，可以例如使用产生PWM信号以便降低马达32的铁损的类型、产生PWM信号以便降低马达32的铜耗的类型、产生PWM信号以便降低马达32的扭矩波动的类型、产生PWM信号以便降低逆变器34的损耗的类型、产生PWM信号以便降低马达32和逆变器34的总损耗的类型、产生PWM信号以便减少电压的谐波的类型、产生PWM信号以便减少电流的谐波的类型等等。

在示例的电动车辆20中，作为用于在产生PWM信号时使用的脉冲模式PP的脉冲类型PT，可以使用仅一种类型。在该情形中，作为脉冲模式PP，可以设定仅根据脉冲数Np的模式。因此，当马达32的转速变化率ΔNm的绝对值等于或小于阈值ΔNmref，并且马达32的扭矩指令变化率ΔTm*的绝对值等于或小于阈值ΔTmref时，可以通过改变脉冲数Np来改变开关角θs。

在示例的电动车辆20中，虽然在电池36和逆变器34之间设置增压转换器40，但是可以不设置增压转换器40。

在示例的电动车辆20中，形成其中设置有马达32、逆变器34和电池36的构造。然而，如图8的改型示例的混合动力车辆120中所示，可以形成其中除了马达32和逆变器34之外，还设置有发动机122、行星齿轮124、马达132和逆变器134的构造。这里，马达132被连接至行星齿轮124的太阳齿轮，发动机122被连接至行星齿轮124的齿轮架，并且驱动轴26和马达32被连接至行星齿轮124的齿圈。逆变器134被连接至马达132并且被连接至高压系统电源线42。

将描述该示例的主要部件与发明内容中所描述的本发明的主要部件之间的对应关系。在该示例中，虽然马达32被描述为“马达”，逆变器34被描述为“逆变器”，电池36被描述为“电池”，并且电子控制单元50被描述为“电子控制单元”，但这是本发明的示例。

该示例的主要部件与发明内容中所描述的本发明的主要部件之间的对应关系不应被视为限制发明内容中所描述的本发明的部件，这是因为该示例仅是示意性的，以具体地描述本发明的多个方面。即，发明内容中所描述的本发明应被基于发明内容中的描述来理解，并且该示例仅是发明内容中所描述的本发明的具体示例。

虽然上文结合示例描述了用于实施本发明的模式，但是本发明不限于该示例，并且本发明当然能够被以各种方式实施而不偏离本发明的精神和范围。

本发明可用在车辆的制造行业等中。

Claims (7)

1.一种车辆，其特征在于包括：

用于行驶的马达；

逆变器，所述逆变器被构造成通过开关多个开关元件来驱动所述马达；

电池，所述电池被构造成通过所述逆变器与所述马达交换电力；以及

电子控制单元，所述电子控制单元被构造成：

基于开关角和所述开关角处的开关模式来产生所述多个开关元件的PWM信号，所述开关角是如下的角度，该角度基于：基于所述马达的扭矩指令的电压的调制因数；基于所述马达的扭矩指令的所述电压的电压相位；以及所述马达的电角度的预定周期处的脉冲数，

基于所述PWM信号执行所述多个开关元件的开关，以及

当转速变化率和扭矩指令变化率两者都处于包括零的预定范围内时，周期性地改变所述开关角，所述转速变化率是所述马达的转速的每单位时间的变化量，所述扭矩指令变化率是所述扭矩指令的每单位时间的变化量。

2.根据权利要求1所述的车辆，其特征在于：

所述电子控制单元被构造成当所述转速变化率和所述扭矩指令变化率两者都在所述预定范围内时，通过周期性地改变所述脉冲数来改变所述开关角。

3.根据权利要求1所述的车辆，其特征在于：

所述电子控制单元被构造成基于所述调制因数、所述电压相位、所述脉冲数以及从多种脉冲类型中选出的所选类型来产生所述PWM信号，所述多种脉冲类型包括：产生所述PWM信号以降低所述马达的铁损的脉冲类型；以及产生所述PWM信号以减少谐波的脉冲类型，并且，所述电子控制单元被构造成当所述转速变化率和所述扭矩指令变化率两者都在所述预定范围内时，通过周期性地改变所述脉冲数或所选类型中的至少一个来改变所述开关角。

4.根据权利要求1至3中的任一项所述的车辆，其特征在于：

所述电子控制单元被构造成周期性地改变所述开关角，使得在所述开关角被改变之前的与在谐波中具有最高谐波分量率的分量对应的次数不同于在所述开关角被改变之后的与在谐波中具有最高谐波分量率的分量对应的次数。

5.根据权利要求1至4中的任一项所述的车辆，其特征在于：

所述电子控制单元被构造成改变用于改变所述开关角的周期。

6.根据权利要求1至3中的任一项所述的车辆，其特征在于：

所述电子控制单元被构造成通过周期性地改变所述开关角来以第一开关模式和第二开关模式控制所述多个开关元件，并且，在所述第一开关模式中出现最频繁的谐波的次数不同于在所述第二开关模式中出现最频繁的谐波的次数。

7.一种用于车辆的控制方法，所述车辆包括：

用于行驶的马达；

逆变器，所述逆变器被构造成通过开关多个开关元件来驱动所述马达；以及

电池，所述电池被构造成通过所述逆变器与所述马达交换电力，

所述控制方法的特征在于包括：

基于开关角和所述开关角处的开关模式来产生所述多个开关元件的PWM信号，所述开关角是如下的角度，该角度基于：基于所述马达的扭矩指令的电压的调制因数；基于所述马达的扭矩指令的所述电压的电压相位；以及所述马达的电角度的预定周期处的脉冲数，

基于所述PWM信号执行所述多个开关元件的开关，以及

当转速变化率和扭矩指令变化率两者都处于包括零的预定范围内时，周期性地改变所述开关角，所述转速变化率是所述马达的转速的每单位时间的变化量，所述扭矩指令变化率是所述扭矩指令的每单位时间的变化量。