JP2017200381A - 自動車 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの制御性が低下するのを抑制する。【解決手段】各相の電圧指令と搬送波電圧との比較手によって第１ＰＷＭ信号を生成して複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第１ＰＷＭ制御と、変調率と電圧位相とパルス数とに基づいて第２ＰＷＭ信号を生成して複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第２ＰＷＭ制御と、を切り替えて実行する。そして、第２ＰＷＭ制御の実行中に、電圧位相θｐの変化量としての電圧位相変化量Δθｐがスイッチング角θｓの差分としてのパルス幅Δθｓｔｍｐ以上になったときには（１８０〜Ｓ２００）、第１ＰＷＭ制御に切り替える（Ｓ２３０）。【選択図】図２

Description

本発明は、自動車に関し、詳しくは、モータとインバータとバッテリとを備える自動車に関する。

従来、この種の自動車としては、電動機と、複数のスイッチング素子のスイッチングによって電動機を駆動するインバータ回路を有する電力変換装置と、を備えるものにおいて、電動機の電気１周期のパルス数と、電動機のトルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と、に基づいて複数のスイッチング素子のパルス信号を生成して複数のスイッチング素子のスイッチングを行なうものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この自動車では、パルス数と変調率と電圧位相とに基づいて電力変換装置および電動機の電力損失が最小となるようにパルス信号を生成することにより、電力変換装置および電動機を有する駆動システム全体の損失の低減を図っている。

特開２０１３−１６２６６０号公報

しかしながら、上述の自動車における手法では、電圧位相が比較的大きく変化したときには、複数のスイッチング素子のスイッチングパターンを適切に変更できずに、２相同時のスイッチングが発生して電動機の各相に流れる電流が乱れることがある。こうした電流の乱れは、電動機の制御性の低下につながることから、抑制するのが好ましい。

本発明の自動車は、電動機（モータ）の制御性が低下するのを抑制することを主目的とする。

本発明の自動車は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明の自動車は、
走行用のモータと、
複数のスイッチング素子のスイッチングによって前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータを介して前記モータと電力をやりとりするバッテリと、
前記モータのトルク指令に基づいて前記インバータを制御する制御装置と、
を備える自動車であって、
前記制御装置は、前記トルク指令に基づく各相の電圧指令と搬送波電圧との比較によって前記複数のスイッチング素子の第１ＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第１ＰＷＭ制御と、前記トルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と前記モータの電気角の所定周期のパルス数とに基づいて前記複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第２ＰＷＭ制御と、を切り替えて実行し、
更に、前記制御装置は、前記第２ＰＷＭ信号を生成する際には、前記変調率および前記パルス数に基づいてスイッチング基準角を設定すると共に前記スイッチング基準角を前記電圧位相を用いて補正してスイッチング角を設定し、前記パルス数に基づいてスイッチングパターンを設定し、前記スイッチング角および前記スイッチングパターンに基づいて前記第２ＰＷＭ信号を生成し、
更に、前記制御装置は、前記第２ＰＷＭ制御の実行中に、前記電圧位相の変化量が次回の前記スイッチング基準角と今回の前記スイッチング基準角との差分としてのパルス幅に基づく閾値以上になったときには、前記第１ＰＷＭ制御に切り替える、
ことを要旨とする。

この本発明の自動車では、第２ＰＷＭ信号を生成する際には、変調率およびパルス数に基づいてスイッチング基準角を設定すると共にスイッチング基準角を電圧位相を用いて補正してスイッチング角を設定し、パルス数に基づいてスイッチングパターンを設定し、スイッチング角およびスイッチングパターンに基づいて第２ＰＷＭ信号を生成する。そして、第２ＰＷＭ制御の実行中に、電圧位相の変化量が次回のスイッチング基準角と今回のスイッチング基準角との差分としてのパルス幅に基づく閾値以上になったときには、第１ＰＷＭ制御に切り替える。第１ＰＷＭ制御を実行する場合には、モータの応答性を高くすることができ、第２ＰＷＭ制御を実行する場合には、モータの鉄損を低減するように第２ＰＷＭ信号を生成したり電圧や電流の高調波を低減するように第２ＰＷＭ信号を生成したりすることにより、モータの鉄損を低減したり高調波を低減したりすることができる。また、電圧位相の変化量が閾値以上のときには、スイッチングパターンの軌跡（順序）を順守できないために、２相同時のスイッチングが発生してモータの各相に流れる電流が乱れることがある。本発明の自動車では、電圧位相の変化量が閾値以上になったときには、第１ＰＷＭ制御を実行することにより、こうした不都合が生じるのを抑制することができる。この結果、モータの制御性が低下するのを抑制することができる。ここで、「スイッチング角」は、モータの各相の相電圧（複数のスイッチング素子のうち対応する相のスイッチング素子のオンオフ）を切り替える角度（電気角）を意味する。「スイッチングパターン」は、複数のスイッチング素子のオンオフの組み合わせを意味する。

こうした本発明の自動車において、前記制御装置は、前記第２ＰＷＭ信号を生成する際には、前記変調率と、前記パルス数と、前記モータの鉄損を低減するように前記ＰＷＭ信号を生成するタイプと高調波を低減するように前記ＰＷＭ信号を生成するタイプとを含む複数のタイプから選択した選択タイプと、に基づいて前記スイッチング基準角を設定し、前記パルス数と前記選択タイプとに基づいて前記スイッチングパターンを設定する、ものとしてもよい。こうすれば、スイッチング基準角やスイッチングパターンをより適切なものとすることができる。

また、本発明の自動車において、前記制御装置は、前記第２ＰＷＭ信号を生成する際には、前記電圧位相と制限後電圧位相の前回値との差分と、前記パルス幅よりも小さい第２閾値と、のうちの小さい側を前記制限後電圧位相の前回値に加えて該制限後電圧位相を設定し、前記制限後電圧位相が前記電圧位相よりも小さいときには、前記第１ＰＷＭ制御に切り替える、ものとしてもよい。この場合、制限後電圧位相が電圧位相と等しいときは、電圧位相の変化量（電圧位相と制限後電圧位相の前回値との差分）が第２閾値以下のときであり、制限後電圧位相が電圧位相よりも小さいときは、電圧位相の変化量が第２閾値よりも大きいときである。したがって、制限後電圧位相が電圧位相よりも小さいときに第１ＰＷＭ制御に切り替えることにより、モータの制御性が低下するのを抑制することができる。

本発明の一実施例としての電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。 第２ＰＷＭ制御の許否を判定するために電子制御ユニット５０によって実行される許否判定ルーチンの一例を示すフローチャートである。 パルスパターンＰＰおよび変調率Ｒｍとスイッチング番号１〜Ｎのスイッチング基準角θｓｔｍｐとの関係の一例を示す説明図である。 パルスパターンＰＰとスイッチング番号１〜ＮのスイッチングパターンＶとの関係の一例を示す説明図である。 電圧位相θｐが値０のときのスイッチング番号ｎとスイッチング角θｓとスイッチングパターンＶとスイッチングパターンＶにおけるトランジスタＴ１１〜Ｔ１３のオンオフとの関係の一例を示す説明図である。 第２ＰＷＭ制御の実行中に電圧位相θｐが進角側に比較的大きく変化したときの様子の一例を示す説明図である。 変形例の許否判定ルーチンの一例を示す説明図である。 変形例のハイブリッド自動車１２０の構成の概略を示す構成図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としての電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、バッテリ３６と、昇圧コンバータ４０と、電子制御ユニット５０と、を備える。

モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。

インバータ３４は、モータ３２に接続されると共に高電圧系電力ライン４２を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。このインバータ３４は、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ、高電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とに対して、ソース側とシンク側になるように、２個ずつペアで配置されている。６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれ、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。以下、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３を「上アーム」，トランジスタＴ１４〜Ｔ１６を「下アーム」ということがある。高電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４６が取り付けられている。

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、低電圧系電力ライン４４を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。低電圧系電力ライン４４の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４８が取り付けられている。

昇圧コンバータ４０は、高電圧系電力ライン４２と低電圧系電力ライン４４とに接続されている。この昇圧コンバータ４０は、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトルＬと、を有する。トランジスタＴ３１は、高電圧系電力ライン４２の正極母線に接続されている。トランジスタＴ３２は、トランジスタＴ３１と、高電圧系電力ライン４２および低電圧系電力ライン４４の負極母線と、に接続されている。２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２は、それぞれ、トランジスタＴ３１，Ｔ３２に逆方向に並列接続されている。リアクトルＬは、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と、低電圧系電力ライン４４の正極母線と、に接続されている。昇圧コンバータ４０は、電子制御ユニット５０によって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧系電力ライン４４の電力を電圧の昇圧を伴って高電圧系電力ライン４２に供給したり、高電圧系電力ライン４２の電力を電圧の降圧を伴って低電圧系電力ライン４４に供給したりする。

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４やデータを一時的に記憶するＲＡＭ５６，入出力ポートを備える。

電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからの回転位置θｍ，モータ３２の各相に流れる電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからの電圧ＶＢ，バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからの電流ＩＢも挙げることができる。さらに、コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６（高電圧系電力ライン４２）の電圧ＶＨ，コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８（低電圧系電力ライン４４）の電圧ＶＬも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号，シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰ，アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃ，ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰも挙げることができる。また、車速センサ６８からの車速ＶＳも挙げることができる。

電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号，昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号を挙げることができる。

電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいてモータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍを演算している。また、電子制御ユニット５０は、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流ＩＢの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６から放電可能な電力の容量の割合である。

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、以下の走行制御を行なう。走行制御では、アクセル開度Ａｃｃと車速ＶＳとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、モータ３２をトルク指令Ｔｍ＊で駆動できるように高電圧系電力ライン４２の目標電圧ＶＨ＊を設定し、高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨ＊となるように昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２のスイッチング制御を行なう。

ここで、インバータ３４の制御について説明する。実施例では、インバータ３４の制御として、正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）制御，過変調ＰＷＭ制御，矩形波制御の何れかを実行する。正弦波ＰＷＭ制御は、擬似的な三相交流電圧がモータ３２に印加（供給）されるようにインバータ３４を制御する制御であり、過変調制御は、過変調電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御であり、矩形波制御は、矩形波電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御である。正弦波ＰＷＭ制御を実行する場合、正弦波電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするときには、変調率Ｒｍは値０〜略０．６１となり、正弦波電圧に３ｎ次（例えば３次）高調波電圧を重畳して得られる重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするときには、変調率Ｒｍは値０〜略０．７１となる。変調率Ｒｍは、インバータ３４の入力電圧（高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨ）に対する出力電圧（モータ３２の印加電圧）の実効値の割合である。実施例では、正弦波ＰＷＭ制御を実行できる変調率Ｒｍの領域を大きくするために、重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするものとした。また、矩形波制御を実行する場合、変調率Ｒｍは略０．７８となる。実施例では、これらを踏まえて、変調率Ｒｍに基づいて、正弦波ＰＷＭ制御，過変調ＰＷＭ制御，矩形波制御の何れかを実行するものとした。以下、正弦波ＰＷＭ制御について説明する。なお、過変調制御や矩形波制御については本発明の中核をなさないことから、詳細な説明は省略する。

正弦波ＰＷＭ制御として、実施例では、第１ＰＷＭ制御または第２ＰＷＭ制御を実行する。第１ＰＷＭ制御は、モータ３２の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波電圧（三角波電圧）との比較によってトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第１ＰＷＭ信号を生成してトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう制御である。第２ＰＷＭ制御は、電圧の変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐと所定周期（例えば、モータ３２の電気角θｅの半周期や１周期など）のパルス数Ｎｐとに基づいてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第２ＰＷＭ信号を生成してトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう制御である。

第１ＰＷＭ制御を実行する場合、第２ＰＷＭ制御を実行する場合に比して、ＰＷＭ信号の生成周期を短くすることができるから、モータ３２の応答性（目標動作点が変化したときの動作点の追従性）を高くすることができる。また、第２ＰＷＭ制御を実行する場合、モータ３２の鉄損を低減する（例えば最小にする）ように第２ＰＷＭ信号を生成したり電圧や電流の高調波（特に、モータ３２の回転６次や回転１２次などの低次高調波）を低減する（例えば最小にする）ように第２ＰＷＭ信号を生成したりすることにより、第１ＰＷＭ制御を実行する場合に比して、モータ３２の鉄損を低減したり高調波を低減したりすることができる。

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、特に、第２ＰＷＭ制御の実行中に第２ＰＷＭ制御の許否を判定する際の動作について説明する。図２は、第２ＰＷＭ制御の許否を判定するために電子制御ユニット５０によって実行される許否判定ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、第２ＰＷＭ制御の実行中に繰り返し実行される。

許否判定ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖや電気角θｅ，回転数Ｎｍ，トルク指令Ｔｍ＊などのデータを入力する（ステップＳ１００）。ここで、モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖは、電流センサ３２ｕ，３２ｖによって検出された値を入力するものとした。モータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍは、回転位置検出センサ３２ａによって検出されたモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいて演算された値を入力するものとした。モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊は、上述の駆動制御によって設定された値を入力するものとした。

こうしてデータを入力すると、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する（ステップＳ１１０）。続いて、モータ３２の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に流れる電流の総和が値０であるとして、モータ３２の電気角θｅを用いて、Ｕ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ１１２）。そして、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとの差分ΔＩｄ，ΔＩｑに基づくフィードバック項と、ｄ軸，ｑ軸の各軸相互に干渉する項をキャンセルするためのフィードフォワード項と、の和によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定する（ステップＳ１１４）。

こうしてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定すると、設定したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を用いて電圧の変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐを設定する（ステップＳ１１６）。ここで、変調率Ｒｍは、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根として計算される電圧指令絶対値Ｖｄｑを高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して得ることができる。電圧位相θｐは、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を成分とするベクトルのｑ軸に対する角度として得ることができる。

次に、モータ３２の回転数Ｎｍおよびトルク指令Ｔｍ＊からなる目標動作点と変調率Ｒｍとに基づいてパルスパターンＰＰを設定する（ステップＳ１２０）。ここで、パルスパターンＰＰは、第２ＰＷＭ制御におけるパルスタイプＰＴとパルス数Ｎｐとの組み合わせである。実施例では、パルスタイプＰＴとして、モータ３２の鉄損を低減する（例えば最小にする）ように第２ＰＷＭ信号を生成するタイプ（第２ＰＷＭａ）と、電圧や電流の高調波（特に、低次高調波）を低減する（例えば最小にする）ように第２ＰＷＭ信号を生成するタイプ（第２ＰＷＭｂ）と、を用いるものとした。パルスパターンＰＰは、実施例では、モータ３２の目標動作点および変調率ＲｍとパルスパターンＰＰとの関係を予め定めてマップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２の目標動作点および変調率Ｒｍが与えられると、このマップに適用して、パルスパターンＰＰを設定するものとした。実施例では、発明者が行なった実験結果や解析結果に基づいて、以下のように、パルスパターンＰＰのパルスタイプＰＴおよびパルス数Ｎｐを設定するものとした。パルスタイプＰＴについては、モータ３２をより良好に駆動できるように（鉄損や高調波の低減をより適切に図るために）、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の絶対値や変調率Ｒｍが比較的小さい領域ではタイプ（第２ＰＷＭａ）とし、トルク指令Ｔｍ＊の絶対値や変調率Ｒｍが比較的大きい領域ではタイプ（第２ＰＷＭｂ）とするものとした。パルス数Ｎｐについては、モータ３２およびインバータ３４のトータル損失の低減を図るために、変調率Ｒｍが大きいときには小さいときに比して少なくするものとした。なお、パルス数Ｎｐとしては、例えば、値５〜値１５程度を用いるものとした。

続いて、モータ３２の電気角θｅに基づいてスイッチング番号ｎｓを作成（設定）する（ステップＳ１３０）。ここで、スイッチング番号ｎｓは、後述のスイッチング基準角θｓｔｍｐやスイッチング角θｓ，スイッチングパターンＶの設定に用いる番号であり、値１〜値Ｎの範囲内の値で作成される。値Ｎは、モータ３２の電気角θｅの１周期におけるスイッチング基準角θｓｔｍｐやスイッチング角θｓ，スイッチングパターンＶの個数であり、パルスパターンＰＰのパルス数Ｎｐと値２（各パルスの立ち上がりおよび立ち下がり）と値３（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）との積となる。

そして、パルスパターンＰＰと変調率Ｒｍとスイッチング番号ｎｓとに基づいてスイッチング番号ｎｓのスイッチング基準角θｓｔｍｐを作成（設定）する（ステップＳ１４０）。ここで、スイッチング基準角θｓｔｍｐは、スイッチング角θｓの基準角度であり、スイッチング角θｓは、モータ３２の各相の相電圧（トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のうち対応する相のトランジスタのオンオフ、例えばＵ相についてはトランジスタＴ１１，Ｔ１４のオンオフ）を切り替える角度（電気角θｅ）である。スイッチング基準角θｓｔｍｐは、実施例では、パルスパターンＰＰおよび変調率Ｒｍとスイッチング番号１〜Ｎのスイッチング基準角θｓｔｍｐとの関係を予め定めてマップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、パルスパターンＰＰと変調率Ｒｍとスイッチング番号ｎｓとが与えられると、このマップに適用して、スイッチング基準角θｓｔｍｐを導出して設定するものとした。パルスパターンＰＰおよび変調率Ｒｍとスイッチング番号１〜Ｎのスイッチング基準角θｓｔｍｐとの関係の一例を図３に示す。図３では、スイッチング基準角θｓｔｍｐの各値を値θ［ＰＰ，Ｒｍ，ｎ］（ｎ：スイッチング番号１〜Ｎ）として図示した。図３において、パルスパターンＰＰがパターンＰ１で変調率Ｒｍが値Ｒ１でスイッチング番号ｎｓが値５のときには、値θ［Ｐ１，Ｒ１，５］をスイッチング基準角θｓｔｍｐに設定する。

こうしてスイッチング基準角θｓｔｍｐを設定すると、設定したスイッチング基準角θｓｔｍｐと電圧位相θｐとを用いて式（１）によってスイッチング角θｓを計算する（ステップＳ１５０）。

θs=θstmp-θp (1)

続いて、パルスパターンＰＰとスイッチング番号ｎｓとに基づいてスイッチング番号ｎｓのスイッチングパターンＶを設定する（ステップＳ１６０）。ここで、スイッチングパターンＶは、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３のオンオフの組み合わせを示すパターンであり、パターンＶ０〜Ｖ７を用いるものとした。このスイッチングパターンＶは、スイッチング基準角θｓｔｍｐやスイッチング角θｓ（＝θｓｔｍｐ−θｐ）におけるトランジスタＴ１１〜Ｔ１３の組み合わせを意味する。なお、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオンオフの組み合わせでなくトランジスタＴ１１〜Ｔ１３のオンオフの組み合わせを用いるのは、通常、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のうち対応する上アームと下アームとを同時にオンとすることはなく、トランジスタＴ１４〜Ｔ１６のオンオフの組み合わせを省略しても差し支えないためである。パターンＶ０〜Ｖ７は以下の通りである。
パターンＶ０：トランジスタＴ１１〜Ｔ１３の全てがオフ
パターンＶ１：トランジスタＴ１１，Ｔ１２がオフでトランジスタＴ１３がオン
パターンＶ２：トランジスタＴ１１，Ｔ１３がオフでトランジスタＴ１２がオン
パターンＶ３：トランジスタＴ１１がオフでトランジスタＴ１２，Ｔ１３がオン
パターンＶ４：トランジスタＴ１１がオンでトランジスタＴ１２，Ｔ１３がオフ
パターンＶ５：トランジスタＴ１１，Ｔ１３がオンでトランジスタＴ１２がオフ
パターンＶ６：トランジスタＴ１１，Ｔ１２がオンでトランジスタＴ１３がオフ
パターンＶ７：トランジスタＴ１１〜Ｔ１３が全てオン

スイッチングパターンＶは、実施例では、パルスパターンＰＰとスイッチング番号１〜ＮのスイッチングパターンＶとの関係を予め定めてマップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、パルスパターンＰＰとスイッチング番号ｎｓとが与えられると、このマップに適用して、スイッチング番号ｎｓのスイッチングパターンＶを導出して設定するものとした。パルスパターンＰＰとスイッチング番号１〜ＮのスイッチングパターンＶとの関係の一例を図４に示す。図４では、スイッチング角θｓの各値を値θ［ＰＰ，ｎ］（ｎ：１〜Ｎ）として図示した。図４において、パルスパターンＰＰがパターンＰ１でスイッチング番号ｎｓが値５のときには、スイッチングパターンＶ［Ｐ１，５］をスイッチングパターンＶに設定する。

こうしてスイッチング角θｓおよびスイッチングパターンＶを設定すると、設定したスイッチング角θｓおよびスイッチングパターンＶに基づいてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第２ＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ１７０）。

次に、今回および前回の本ルーチンの実行時に設定したスイッチング基準角θｓｔｍｐ，（前回θｓｔｍｐ）を用いて式（２）によってパルス幅Δθｓｔｍｐを計算する（ステップＳ１８０）。ここで、今回および前回の本ルーチンの実行時に設定したスイッチング基準角θｓｔｍｐ，（前回θｓｔｍｐ）は、それぞれ、本発明における次回および今回のスイッチング基準角を意味する。続いて、今回および前回の本ルーチンの実行時に設定した電圧位相θｐ，（前回θｐ）を用いて式（３）によって電圧位相変化量Δθｐを計算する（ステップＳ１９０）。そして、電圧位相変化量Δθｐとパルス幅Δθｓｔｍｐとを比較する（ステップＳ２００）。この処理は、スイッチングパターンＶの軌跡（順序）を順守できるか否かを判定する処理である。

Δθstmp=θstmp-前回θstmp (2)
Δθp=θp-前回θp (3)

図５は、電圧位相θｐが値０のとき（スイッチング角θｓがスイッチング基準角θｓｔｍｐと等しいとき）のスイッチング番号ｎとスイッチング角θｓとスイッチングパターンＶとスイッチングパターンＶにおけるトランジスタＴ１１〜Ｔ１３のオンオフとの関係の一例を示す説明図である。図５では、スイッチング番号ｎのスイッチング角θｓを値θ［ｎ］として図示した。

図５の場合、電気角θｅがスイッチング角θ［１］，θ［２］，θ［３］，・・・のときにそれぞれスイッチングパターンＶがパターンＶ２，Ｖ０，Ｖ２，・・・となるように第２ＰＷＭ制御を実行する。このようにして、スイッチング番号ｎやスイッチング角θｓ，スイッチングパターンＶの軌跡（順序）を順守している。なお、電圧位相θｐが値０でなくても略一定のときや進角側にそれほど大きく変化していないときには、同様に考えることができる。

図６は、第２ＰＷＭ制御の実行中に電圧位相θｐが進角側に比較的大きく変化したときの様子の一例を示す説明図である。この図６では、スイッチング番号ｎが値１，値２については電圧位相θｐが値θｐ１でスイッチング角θｓを設定し、スイッチング番号ｎが値３，値４については電圧位相θｐが値θｐ１よりも進角側に大きい値θｐ２で設定したときの様子を示す。また、図６では、図５と同様に、スイッチング番号ｎのスイッチング角θｓを値θ［ｎ］として図示した。

図示するように、スイッチング番号ｎが値２のスイッチング角θｓやスイッチングパターンＶを設定した後に、電圧位相変化量Δθｐがパルス幅Δθｓｔｍｐよりも大きくなると、スイッチング番号ｎが値２の次に値４となり、スイッチング番号ｎが値３のスイッチングパターンＶを実現できないことになる。即ち、スイッチングパターンＶの軌跡を順守できないことになる。上述の図５において、スイッチング番号ｎが値４のスイッチング角θｓやスイッチングパターンＶを設定した後に電圧位相変化量Δθｐがパルス幅Δθｓｔｍｐよりも大きくなると、スイッチング番号ｎが値４の次に値６となり、スイッチング番号ｎが値５のスイッチングパターンＶを実現できないことになる。この場合、スイッチング番号ｎが値６になったときに、スイッチングパターンＶがパターンＶ３からパターンＶ０となり、Ｖ相およびＷ相の２相同時のスイッチング（トランジスタＴ１２，Ｔ１５のスイッチングおよびトランジスタＴ１３，Ｔ１６のスイッチング）が発生し、スイッチングスピードのバラツキなどによって意図しないスイッチングパターンＶの状態が生じ、各相の電流が乱れる懸念がある。

ここまでは、電圧位相変化量Δθｐがパルス幅Δθｓｔｍｐよりも大きくなったときについて説明した。続いて、電圧位相変化量Δθｐとパルス幅Δθｓｔｍｐとが等しくなったときについて説明する。図６で、仮に、スイッチング番号ｎが値２のスイッチング角θｓやスイッチングパターンＶを設定した後に電圧位相変化量Δθｐとパルス幅Δθｓｔｍｐとが等しくなったときを考える。このときには、電圧位相θｐが値θｐ１で設定したスイッチング番号ｎが値２のスイッチング角θ［２］と電圧位相θｐが値θｐ２で設定したスイッチング番号ｎが値３のスイッチング角θ［３］とが一致する。このため、前者を選択すれば、後者のスイッチングパターンＶを実現できないことになり、後者を選択すれば、前者のスイッチングパターンＶを実現できないことになる。このため、電圧位相変化量Δθｐがパルス幅Δθｓｔｍｐよりも大きくなったときと同様の課題が生じると考えられる。

これらに対して、スイッチングパターンＶの軌跡を順守するために、電圧位相変化量Δθｐがパルス幅Δθｓｔｍｐ未満となるように電圧位相θｐを補正する（再設定する）ことも考えられるが、この場合、ｄ軸、ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングによるｄ軸，ｑ軸の電圧Ｖｄ，Ｖｑとの乖離が比較的大きくなることがあり得る。

実施例では、上述の内容を踏まえて、ステップＳ２００の処理で、電圧位相変化量Δθｐとパルス幅Δθｓｔｍｐとの比較によって、スイッチングパターンＶの軌跡（順序）を順守できるか否かを判定するものとした。

ステップＳ２００で電圧位相変化量Δθｐがパルス幅Δθｓｔｍｐ未満のときには、スイッチングパターンＶの順序を順守できると判断し、第２ＰＷＭ制御を許可として（ステップＳ２１０）、本ルーチンを終了する。この場合、第２ＰＷＭ信号を用いてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう。

ステップＳ２００で電圧位相変化量Δθｐがパルス幅Δθｓｔｍｐ以上のときには、スイッチングパターンＶの順序を順守できないと判断し、第２ＰＷＭ制御を不許可とし（ステップＳ２２０）、第２ＰＷＭ制御から第１ＰＷＭ制御に切り替えて（ステップＳ２３０）、本ルーチンを終了する。電圧位相変化量Δθｐがパルス幅Δθｓｔｍｐ以上のときには、上述したように、スイッチングパターンＶの軌跡（順序）を順守できないために、２相同時のスイッチングが発生してモータ３２の各相に流れる電流が乱れることがある。実施例では、第１ＰＷＭ制御の実行に切り替えることにより、こうした不都合が生じるのを抑制することができる。この結果、モータ３２の制御性が低下するのを抑制することができる。

以上説明した実施例の電気自動車２０では、第２ＰＷＭ制御の実行中に、電圧位相変化量Δθｐ（＝θｐ−前回θｐ）がパルス幅Δθｓｔｍｐ（＝θｓｔｍｐ−前回θｓｔｍｐ）以上になったときには、第１ＰＷＭ制御に切り替える。これにより、第２ＰＷＭ制御を継続することによる不都合（スイッチングパターンＶの軌跡（順序）を順守できないことによる不都合）が生じるのを抑制することができる。この結果、モータ３２の制御性が低下するのを抑制することができる。

実施例の電気自動車２０では、第２ＰＷＭ制御の実行中に、電圧位相変化量Δθｐ（＝θｐ−前回θｐ）とパルス幅Δθｓｔｍｐ（＝θｓｔｍｐ−前回θｓｔｍｐ）とを比較することによって、スイッチングパターンＶの軌跡（順序）を順守できるか否かを判定するものとした。しかし、第２ＰＷＭ制御の実行中に、電圧位相変化量Δθｐとパルス幅Δθｓｔｍｐよりもマージンαだけ小さい値（Δθｓｔｍｐ−α）とを比較することによって、スイッチングパターンＶの軌跡（順序）を順守できるか否かを判定するものとしてもよい。ここで、マージンαとしては、電子制御ユニット５０の処理能力やトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の制御精度（スイッチングスピードのバラツキ）などを考慮して定めることができる。こうすれば、スイッチングパターンＶの軌跡（順序）を順守できるか否かをより適切に判定することができる。

実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、図２の許否判定ルーチンを実行するものとした。しかし、電子制御ユニット５０は、図７の許否判定ルーチンを実行するものとしてもよい。図７の許否判定ルーチンは、図２の許否判定ルーチンのステップＳ１５０，Ｓ１８０〜Ｓ２００の処理に代えてステップＳ３００〜Ｓ３５０の処理を実行する点を除いて、図２の許否判定ルーチンと同一である。したがって、同一の処理については同一のステップ番号を付し、その詳細な説明は省略する。

図７の許否判定ルーチンでは、電子制御ユニット５０は、変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐを設定し（ステップＳ１１６）、パルスパターンＰＰを設定し（ステップＳ１２０）、スイッチング番号ｎｓを設定し（ステップＳ１３０）、スイッチング基準角θｓｔｍｐを設定すると（ステップＳ１４０）、図２の許否判定ルーチンのステップＳ１８０の処理と同様に、上述の式（２）により、パルス幅Δθｓｔｍｐを計算する（ステップＳ３００）。続いて、図２の許否判定ルーチンのステップＳ１９０の処理で用いた前回の電圧位相（前回θｐ）に代えて前回の図７の許否判定ルーチンの実行時に設定した後述の制限後電圧位相（前回θｐａｄ）を用いて、即ち、式（３）の「前回θｐ」を「前回θｐａｄ」に置き換えた式（４）により、電圧位相変化量Δθｐを計算する（ステップＳ３１０）。

Δθp=θp-前回θpad (4)

こうしてパルス幅Δθｓｔｍｐおよび電圧位相変化量Δθｐを計算すると、式（５）に示すように、電圧位相変化量Δθｐとパルス幅Δθｓｔｍｐからマージンβを減じた値（Δθｓｔｍｐ−β）とのうちの小さい側を電圧位相θｐの変化量の制限値（上限値）としての変化量制限値Δθｐｌｉｍに設定する（ステップＳ３２０）。続いて、前回の本ルーチンの実行時に設定した制限後電圧位相（前回θｐａｄ）と変化量制限値Δθｐｌｉｍとを用いて式（６）によって制限後電圧位相θｐａｄを計算する（ステップＳ３３０）。そして、図２の許否判定ルーチンのステップＳ１５０で用いた電圧位相θｐに代えて制限後電圧位相θｐａｄを用いて、即ち、式（１）の「θｐ」を「θｐａｄ」に置き換えた式（７）により、スイッチング角θｓを計算する（ステップＳ３４０）。そして、スイッチングパターンＶを設定し（ステップＳ１６０）、第２ＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ１７０）。

ここで、式（４）〜式（６）から分かるように、電圧位相変化量Δθｐが値（Δθｓｔｍｐ−β）以下のときには、制限後電圧位相θｐａｄと電圧位相θｐとは等しくなり、電圧位相変化量Δθｐが値（Δθｓｔｍｐ−β）よりも大きいときには、制限後電圧位相θｐａｄは、電圧位相θｐよりも小さくなる。式（５）の制限により、図６を用いて説明した課題（スイッチングパターンＶの軌跡（順序）を順守できない課題）が生じるのを抑制することができる。マージンβを用いたのは、上述したように、電圧位相変化量Δθｐとパルス幅Δθｓｔｍｐとが等しいときも、スイッチングパターンＶの軌跡（順序）を順守できない課題が生じるためである。

Δθplim=min(Δθp,Δθstmp-β) (5)
θpad=前回θpad+Δθplim (6)
θs=θstmp-θpad (7)

次に、制限後電圧位相θｐａｄと電圧位相θｐとを比較する（ステップＳ３５０）。この処理は、図２の許否判定ルーチンのステップＳ２００の処理と同様に、スイッチングパターンＶの軌跡（順序）を順守できるか否かを判定する処理である。

ステップＳ３５０で制限後電圧位相θｐａｄと電圧位相θｐとが等しい（電圧位相変化量Δθｐが値（Δθｓｔｍｐ−β）以下である）ときには、スイッチングパターンＶの順序を順守できると判断し、第２ＰＷＭ制御を許可として（ステップＳ２１０）、本ルーチンを終了する。この場合、第２ＰＷＭ信号を用いてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう。

ステップＳ２００で制限後電圧位相θｐａｄと電圧位相θｐとが等しくない（電圧位相変化量Δθｐが値（Δθｓｔｍｐ−β）よりも大きい）ときには、スイッチングパターンＶの順序を順守できないと判断し、第２ＰＷＭ制御を不許可とし（ステップＳ２２０）、第２ＰＷＭ制御から第１ＰＷＭ制御に切り替えて（ステップＳ２３０）、本ルーチンを終了する。上述したように、スイッチングパターンＶの軌跡を順守するために、制限後電圧位相θｐａｄを電圧位相θｐよりも小さい値とすると、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングによるｄ軸，ｑ軸の電圧Ｖｄ，Ｖｑとの乖離が比較的大きくなることがあり得る。実施例では、第１ＰＷＭ制御の実行に切り替えることにより、こうした不都合が生じるのを抑制することができる。この結果、モータ３２の制御性が低下するのを抑制することができる。

この変形例では、マージンβは、電圧位相変化量Δθｐとパルス幅Δθｓｔｍｐとが等しいときもスイッチングパターンＶの軌跡（順序）を順守できない課題が生じることを考慮して定めるものとした。しかし、この課題に加えて、電子制御ユニット５０の処理能力やトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の制御精度（スイッチングスピードのバラツキ）なども考慮して、より大きい値として定めるものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、第２ＰＷＭ信号を生成する際に用いるパルスパターンＰＰのパルスタイプＰＴとして、モータ３２の鉄損を低減するように第２ＰＷＭ信号を生成するタイプ（第２ＰＷＭａ）と、電圧や電流の高調波を低減するように第２ＰＷＭ信号を生成するタイプ（第２ＰＷＭｂ）と、の２つのタイプを用いるものとした。しかし、パルスタイプＰＴとして、３つ以上のパルスタイプＰＴを用いるものとしてもよい。この場合、例えば、モータ３２の鉄損を低減するように第２ＰＷＭ信号を生成するタイプ，モータ３２の銅損を低減するように第２ＰＷＭ信号を生成するタイプ，モータ３２のトルクリプルを低減するように第２ＰＷＭ信号を生成するタイプ，インバータ３４の損失を低減するように第２ＰＷＭ信号を生成するタイプ，モータ３２およびインバータ３４のトータル損失を低減するように第２ＰＷＭ信号を生成するタイプ，電圧の高調波を低減するように第２ＰＷＭ信号を生成するタイプ，電流の高調波を低減するように第２ＰＷＭ信号を生成するタイプなどを用いるものとしてもよい。また、パルスタイプＰＴとして、１つのタイプだけを用いるものとしてもよい。この場合、パルスパターンＰＰとしては、パルス数Ｎｐだけに応じたパターンを設定すればよい。

実施例の電気自動車２０では、第２ＰＷＭ信号を生成する際には、パルスパターンＰＰ（パルスタイプＰＴおよびパルス数Ｎｐ）と変調率Ｒｍとに基づいてスイッチング基準角θｓｔｍｐを設定し、このスイッチング基準角θｓｔｍｐを電圧位相θｐを用いて補正してスイッチング角θｓを設定するものとした。しかし、パルスパターンＰＰと変調率Ｒｍと電圧位相θｐとに基づいてスイッチング角θｓを直接設定するものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、バッテリ３６とインバータ３４との間に昇圧コンバータ４０を設けるものとしたが、昇圧コンバータ４０を設けないものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、モータ３２とインバータ３４とバッテリ３６とを備える構成とした。しかし、図８の変形例のハイブリッド自動車１２０に示すように、モータ３２とインバータ３４とに加えて、エンジン１２２とプラネタリギヤ１２４とモータ１３２とインバータ１３４とを備える構成としてもよい。ここで、プラネタリギヤ１２４のサンギヤにはモータ１３２が接続され、キャリヤにはエンジン１２２が接続され、リングギヤには駆動軸２６およびモータ３２が接続されている。インバータ１３４は、モータ１３２に接続されると共に高電圧系電力ライン４２に接続されている。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、バッテリ３６が「バッテリ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、自動車の製造産業などに利用可能である。

２０ 電気自動車、２２ａ，２２ｂ 駆動輪、２４ デファレンシャルギヤ、２６ 駆動軸、３２，１３２ モータ、３２ａ 回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ，３６ｂ 電流センサ、３４，１３４ インバータ、３６ バッテリ、３６ａ，４６ａ，４８ａ 電圧センサ、４０ 昇圧コンバータ、４２ 高電圧系電力ライン、４４ 低電圧系電力ライン、４６，４８ コンデンサ、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、１２０ ハイブリッド自動車、１２２ エンジン、１２４ プラネタリギヤ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、Ｌ リアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２ トランジスタ。

Claims (1)

1. 走行用のモータと、
   複数のスイッチング素子のスイッチングによって前記モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを介して前記モータと電力をやりとりするバッテリと、
   前記モータのトルク指令に基づいて前記インバータを制御する制御装置と、
   を備える自動車であって、
   前記制御装置は、前記トルク指令に基づく各相の電圧指令と搬送波電圧との比較によって前記複数のスイッチング素子の第１ＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第１ＰＷＭ制御と、前記トルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と前記モータの電気角の所定周期のパルス数とに基づいて前記複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第２ＰＷＭ制御と、を切り替えて実行し、
   更に、前記制御装置は、前記第２ＰＷＭ信号を生成する際には、前記変調率および前記パルス数に基づいてスイッチング基準角を設定すると共に前記スイッチング基準角を前記電圧位相を用いて補正してスイッチング角を設定し、前記パルス数に基づいてスイッチングパターンを設定し、前記スイッチング角および前記スイッチングパターンに基づいて前記第２ＰＷＭ信号を生成し、
   更に、前記制御装置は、前記第２ＰＷＭ制御の実行中に、前記電圧位相の変化量が次回の前記スイッチング基準角と今回の前記スイッチング基準角との差分としてのパルス幅に基づく閾値以上になったときには、前記第１ＰＷＭ制御に切り替える、
   自動車。

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