CN106961277A - 一种低功率高性能的vco电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种低功率高性能的VCO电路，包括带隙基准电路、低压差线性稳压电路LDO、电流转换器电路和环形振荡器电路，所述带隙基准电路、低压差线性稳压电路、电流转换器电路和环形振荡器电路从左至右依次连接，所述带隙基准电路用于提供不随温度和电源电压变化的基准电压，所述低压差线性稳压电路LDO用于将带隙基准产生电压加倍并使输出电压保持不变，所述电流转换器电路包括三层转换装置，所述环形振荡器电路由五级振荡器并联组成；本发明在低电压下输出频率高，随工艺变化小，频率可调范围大，压控振荡器的输出频率随温度的变化小，芯片成本低，电路结构简单，功耗低。

Description

一种低功率高性能的VCO电路
技术领域
本发明涉及电路领域，具体涉及一种低功率高性能的VCO电路。
背景技术
振荡器是一种用于产生正弦波、方波等重复信号的电子元件，广泛应用于通信、电子、航空航天、医学等各个领域；其中压控振荡器(VCO，Voltage-Controlled Oscillator)由于可以提供随电压变化的振荡频率，成为射频电路的重要组成部分，也被称为调频其，用于产生调频信号，在现代通信技术、蓝牙技术等方面普遍采用，在电子通信技术领域，VCO与电流源、运放具有同等重要的地位。
最初的VCO都是采用分立元件组装而成的，随着通信领域对终端产品不断提出轻、薄、短、小等要求，并且要求低成本、高性能、能够大批量生产等，因此关于压控振荡器的研究主要集中在电路结构、性能、体积和制作成本等方面，并且发展方向是采用主流标准CMOS工艺的VCO电路的设计开发。
目前压控振荡器主要包括LC压控振荡器、晶体压控振荡器和RC压控振荡器等三大类。其中LC压控振荡器是将压控元件——变容二极管放置在振荡回路中形成的；晶体压控振荡器则将变容二极管和石英晶体相串接而成的，由于这两种类型的VCO都无法兼容标准CMOS工艺，因此目前集成电路中大多采用RC压控振荡器，本发明针对RC压控振荡器。
RC压控振荡器包括了普通RC充放电振荡器和环形振荡器两大类。
在现有技术中，线性压控振荡器就是一种典型的RC充放电振荡器，这种类型的振荡器通过将电容上的电压与比较器的参考电压进行比较，得到周期性的振荡波形。RC充放电振荡器通常利用高电源电压来加快负载电容的充放电实现高频率；一旦电源电压降低，电场强度下降，半导体载流子移动速度变慢，开关速度也下降，从而导致频率降低。另外由于这种结构的VCO中采用电阻、电容等半导体器件，受工艺变化的影响，频率变化会比较大；另外由于增加了电阻、电容这些无源器件，导致集成电路加工过程中需要增加光刻掩膜层次，这样会大大增加芯片的成本。
环形振荡器中的延时单元可以是多种多样的。第一类：全差分环形振荡器常采用三到五级的结构。现有技术中典型的差分环形振荡器采用了对称负载的差分延时单元和反馈-复制偏置电路；还有一种差分环形振荡器，其中延时单元采用了电阻等无源器件，通过调节交叉耦合晶体管对的电阻值来对压控振荡器进行频率调节。由于CMOS工艺条件下很难制作阻值精确的电阻，因此也可用PMOS管代替电阻，当PMOS管处于深线性区是，其导通电阻几乎为常数。
第二类是由反相器构成的基本环形振荡器结构。反相器构成环形振荡器在普通的振荡器中非常普遍，其中反相器作为延时单元，这种振荡器中四级环路在某种工作状态下会出现锁死、无法振动的情形。为解决以上问题，在延时单元中添加了锁存器，可以打破锁死状态，增强了动态调节能力，实现电压控制频率的功能。
以上两类环形振荡器的结构相对较复杂，这样导致VCO的芯片面积较大，另外以上几种结构的VCO功耗相对较大，反相器构成的基本环形振荡器结构尽管功耗较以上全差分环形振荡器要小，但电路结构也较复杂，芯片面积无法做到很小。
第三类：为了简化结构，缩小面积，降低功耗，采用一些特殊的延时单元，有在VCO中采用了CMOS传输门的结构作为延时单元；另外还采用了施密特触发器，在满足振荡条件的情况下起到相位反转和整形的作用。该种压控振荡器采用了传输门作为压控电阻，但由于MOS管导通电阻取决于管子的宽长比，而管子宽长比受制于加工等因素限，这种结构的VCO其频率可调范围较小，很多应用情况下都无法满足。
另外，现有技术中，VCO输出频率会随着温度的变化而变化。举一个例子，在室温下，输出频率为20MHz时，传统的VCO的频率变化量约为6.57M Hz，而现有的VCO相对来说变化量已经较小了，但还是有0.9MHz，按百分比计算的话也达到了4.5％，这样的温度特性在很多VCO应用中也是无法接受的。
发明内容
针对现有技术中存在的问题，本发明提供了一种低功率高性能的VCO电路，其在低电压下输出频率高，随工艺变化小，频率可调范围大，压控振荡器的输出频率随温度的变化小，芯片成本低，电路结构简单，功耗低。
本发明所采用的技术方案是：一种低功率高性能的VCO电路，包括带隙基准电路、低压差线性稳压电路LDO、电流转换器电路和环形振荡器电路，所述带隙基准电路、低压差线性稳压电路、电流转换器电路和环形振荡器电路从左至右依次连接，所述带隙基准电路用于提供不随温度和电源电压变化的基准电压，所述低压差线性稳压电路LDO用于将带隙基准产生电压加倍并使输出电压保持不变，所述电流转换器电路包括三层转换装置，所述电流转换器电路第一层转换装置将所述低压差线性稳压电路LDO输出恒定电压转换成控制电流I1，所述电流转换器电路第二层转换装置将恒定电压控制电流I1转换到由电源电压控制电流I2，所述电流转换器电路第三层转换装置将电流I2转换成控制VCO频率的两个抑制电压VBP和VBN，所述环形振荡器电路由五级振荡器并联组成。
优选的，所述带隙基准电路包括八个场效应管，所述八个场效应管包括四个N型场效应管和四个P型场效应管。
优选的，所述包括低压差线性稳压电路LDO包括九个场效应管，所述九个场效应管包括五个N型场效应管和四个P型场效应管。
优选的，所述电流转换器电路包括十个场效应管，所述十个场效应管包括五个N型场效应管和五个P型场效应管。
优选的，所述环形振荡器电路共分为五级振荡器并联组成，包括二十四个场效应管，所述二十四个场效应管包括十二个N型场效应管和十二个P型场效应管。
本发明达到的有益效果是：
1、采用带隙基准模块后提升了VCO输出频率随温度变化的稳定性，适用于频率随温度变化要求非常小的场合；针对输出为350MHz这一中心频率进行温度特性的仿真，结果表明，温度在-40～125℃范围内，输出中心频率变化约为0.18％，远小于其它VCO结构。
2、采用LDO模块后，将带隙基准产生的1.25V电压增加为2.5V。通常低电压情况下环形振荡器的偏置电流较小，从而增加上升、下降时间，使得翻转变慢，从而影响频率的可调范围。随着工作电压的提高，偏置电流也得到提高，使得频率的可调范围非常大。
3、通过采用特殊的电流转换器，使得控制电压VT与电流I1成线性关系，而由I1镜像得到的VCO控制电流I2与控制电压VT之间是一个线性关系，且不随电源电压VDD的变化而变化，通过产生稳定可控的偏置电流提高了VCO输出频率的线性度，并且较适合低电压；从输出频率随输入控制端电压变化曲线图可以看出，当电源电压在1.2～3V之间变化时，VCO输出频率范围可达到200～500MHz，VCO频率受控范围较宽，可满足不同应用对频率变化的要求。
4、在电流抑制型环形振荡结构中，由于反相器尺寸较小，这样可以降低每个OSC节点的寄生电容。当电容减小后，达到一定频率所需要的电流就会降低，即可以在一定的偏置电流下提高输出频率，也利于VCO输出频率的稳定性，并且采用这样的设计可以极大的降低电路的功耗。另外这种结构能够有效抑制环境噪声包括电源和衬底噪声的影响，具有良好的抗噪能力。
5、整个VCO电路结构简单，可以有效节省芯片面积；采用0.35μm工艺；整个VCO的面积只有0.02mm2；VCO的芯片面积小；另外整个VCO中只采用标准CMOS工艺中的有源器件，一方面进一步降低芯片的成本，同时减小工艺变化对输出频率的影响。
附图说明
下面结合附图对本发明进一步说明。
图1是本发明VCO电路的总体电路框图；
图2是本发明带隙基准结构的电路图；
图3是本发明低压差线性稳压器LDO的电路图；
图4是本发明电流转换器的电路图；
图5是本发明环形振荡器的电路图；
图6是本发明VCO输出频率随温度变化趋势图；
图7是本发明VCO输出频率随控制信号VT变化趋势图；
图8是本发明VCO的电流仿真图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。
本发明所采用的技术方案是：
如图1至图8所示，一种低功率高性能的VCO电路，包括带隙基准电路、低压差线性稳压电路LDO、电流转换器电路和环形振荡器电路，所述带隙基准电路、低压差线性稳压电路、电流转换器电路和环形振荡器电路从左至右依次连接，所述带隙基准电路用于提供不随温度和电源电压变化的基准电压，所述低压差线性稳压电路LDO用于将带隙基准产生电压加倍并使输出电压保持不变，所述电流转换器电路包括三层转换装置，所述电流转换器电路第一层转换装置将所述低压差线性稳压电路LDO输出恒定电压转换成控制电流I1，所述电流转换器电路第二层转换装置将恒定电压控制电流I1转换到由电源电压控制电流I2，所述电流转换器电路第三层转换装置将电流I2转换成控制VCO频率的两个抑制电压VBP和VBN，所述环形振荡器电路由五级振荡器并联组成。
优选的，所述带隙基准电路包括八个场效应管，所述八个场效应管包括四个N型场效应管和四个P型场效应管。
所述带隙基准电路中，P11管的源极接电源，栅极接地；P11管的漏极接N11的漏极和栅极；N11管的源极接电阻R11一端，电阻R11另一端接地；P12管的源极接电源，栅极接P12的漏极和P13管的栅极以及N13的漏极；N12的漏极接N13的漏极，栅极接P11的漏极和N11的栅极，源极接N13的源极和电阻R12的一端，电阻另一端接T11的发射极；N13的漏极接P12的漏极，栅极接N14的栅极，源极接N12的源极；T11的基区接地，集电区接地；P13的源极接电源，栅极接P12的栅极和P14的栅极，漏极接N14的漏极和栅极；N14的漏极P13的漏极和N13的栅极，栅极接N13的栅极，源极接T12的发射极；T12基极和集电极都接地；P14的源极接电源，栅极接P13的栅极和Vbias，漏极接Vref和R13的一端，R13另一端接T13的发射极；T13的基极和集电极都接地。
所述带隙基准电路通过设法利用正、负温度系数相互抵消补偿了Vbe随温度变化对输出电压的影响，在-40℃到125℃的温度范围内，可以获得接近零温度系数的输出电压。它非常适合在温度和电压不稳定的环境中保持稳定的输出参考电压。这种带隙基准功耗低，容易启动，对工艺的依赖程度低。该带隙基准模块产生一个几乎不随温度和电源电压变化的1.25V基准电压。针对输出为350MHz这一中心频率进行温度特性的仿真，结果如附图6所示，结果表明，温度在-40～125℃范围内，输出中心频率变化约为0.18％，远小于其它VCO结构。
优选的，所述包括低压差线性稳压电路LDO包括九个场效应管，所述九个场效应管包括五个N型场效应管和四个P型场效应管。
所述低压差线性稳压电路LDO中，P21的源极接电源，栅极接Vbias，漏极接N21的漏极和栅极；N21漏极接P21的漏极，栅极接P21的漏极和N24的栅极，源极接地；P22的源极接电源，栅极接P23的栅极和P22的漏极。漏极接N22的漏极；N22的漏极接P22的漏极，栅极接地，源极接N23的源极和N24的漏极；N24的漏极接N22和N23的源极，栅极接N21的栅极，源极接地；P23的源极接电源，栅极接P22的栅极，漏极接N23的漏极和P24的栅极；N23的漏极接P23的漏极，栅极接Vref，源极接N24的漏极；C21的一端接P23的漏极和P24的栅极，另一端接Vldo；C22的一端接Vldo，另一端接地；P24的源极接电源，栅极接P23的漏极，漏极接Vldo；R21的一端接Vldo，另一端接地和R22一端，R22的另一端也接地；N25的栅极接Vldo，源极和漏极连接同时接地。
采用LDO模块后，将带隙基准产生的1.25V电压增加为2.5V。通常低电压情况下环形振荡器的偏置电流较小，从而增加上升、下降时间，使得翻转变慢，从而影响频率的可调范围。随着工作电压的提高，偏置电流也得到提高，使得频率的可调范围非常大，这种结构的LDO具有成本低、噪音小等优点。
优选的，所述电流转换器电路包括十个场效应管，所述十个场效应管包括五个N型场效应管和五个P型场效应管。
所述电流转换器电路中，P30管源极接V1do，P30管栅极接P31管栅极和P30管漏极，N30管漏极接P30管漏极，N30管栅极接VT，N30管源极接电阻I_R的一端，电阻另一端接地；P31管源极接V1do，P31管栅极接P30管栅极，N31管漏极接P31管漏极，N31 管栅极接N32管栅极以及N31管漏极，N31管源极接地；P32管源极接电源，P32管栅极接P33管栅极和P32管漏极，N32管漏极接N31管漏极，N32管源极接地；P33管源极接电源，P33管栅极接P32管栅极，N33管漏极接P33管漏极，N33管栅极接N33管漏极和N34管栅极，N33管源极接地；P34管源极接电源和电容C32一端，P34管栅极接电容C32另一端VBP和P34管漏极，N34管漏极接P34管漏极，N34管栅极接电容C33一端VBN，电容C33另一端接地，N34管源极接地。
本发明中的电流转换模块是指首先利用以上LDO输出恒定电压将VCO控制电压VT转换成控制电流I1；然后采用镜像电流源原理，将LDO输出恒定电压控制电流I1转换到由电源电压控制电流I2；最后由电流I2产生控制VCO频率的两个抑制电压VBP和VBN。
如图4所示，流经电阻R上的电流I_R可以用以下公式计算：
在以上公式中，Vthn为N30管的开启电压，因N30管的尺寸W/L设计较大，而I_R设计又偏小，故落在N30管上的过驱动电压非常小，在计算时可以忽略。采用这种方法设计，控制电压VT与电阻R上的电流I_R之间建立了准线性关系。而从附图4可以看出，由LDO输出恒定电压控制的电流I1又与I_R是成正比关系的；因此控制电压VT与电流I1成线性关系。
另外从附图4可以看出，I2是通过镜像电流源与I1成一定比例关系的，因此产生VCO抑制电压的电流I2(也称为VCO控制电流)与控制电压VT之间是一个线性关系，且不随电源电压VDD的变化而变化，故在本发明所采用的CMOS工艺制程中，所设计的VCO的工作电压可以从1.2V到3.3V，而相应的输出频率具有非常好的线性度。
由I2所产生输出的VBP和VBN电压会受到时钟信号的干扰产生振荡，从而影响VCO的频率。加入C32、C33电容可以有效的减小此振荡，避免VCO输出频率的变化。
通过采用特殊的电流转换器，使得控制电压VT与电流I1成线性关系；而由I1镜像得到的VCO控制电流I2与控制电压VT之间是一个线性关系，且不随电源电压VDD的变化而变化；通过产生稳定可控的偏置电流，提高了VCO输出频率的线性度(如图8所示)，并且较适合低电压；附图7为输出频率随输入控制端电压变化曲线，从图中可以看出，当电源电压在1.2～3V之间变化时，VCO输出频率范围可达到200～500MHz，VCO频率受控范围较宽，可满足不同应用对频率变化的要求。
优选的，所述环形振荡器电路共分为五级振荡器并联组成，包括二十四个场效应管，所述二十四个场效应管包括十二个N型场效应管和十二个P型场效应管。
所述环形振荡器电路中，P402管源极接电源，P402管栅极接VBP，P402管漏极接P401管漏极，P401管栅极接N401管栅极和N411管栅极，P401管源极接N401管源极和电容CL一端，电容CL另一端接地，N401管漏极接N402管漏极，N402管栅极接VBN，N402管源极接地；P404管源极接电源，P404管栅极接VBP，P404管漏极接P403管漏极，P403管栅极接N403管栅极和P401管源极，P403管源极接N403管源极，N403管漏极接N404管漏极，N404管栅极接VBN，N404管源极接地；P406管源极接电源，P406管栅极接VBP，P406管漏极接P405管漏极，P405管栅极接N405管栅极和P403管源极，P405管源极接N405管源极，N405管漏极接N406管漏极，N406管栅极接VBN，N406管源极接地；P408管源极接电源，P408管栅极接VBP，P408管漏极接P407管漏极，P407管栅极接N407管栅极和P405管源极，P407管源极接N407管源极，N407管漏极接N408管漏极，N408管栅极接VBN，N408管源极接地；P410管源极接电源，P410管栅极接VBP，P410管漏极接P409管漏极，P409管栅极接N409管栅极和P407管源极，P409管源极接N409管源极，N409管漏极接N410管漏极，N410管栅极接VBN，N410管源极接地；P411管源极接电源，P411管栅极接N411管栅极和P409管源极，P411管漏极接N411管漏极，N411管源极接地；P412管源极接电源，P412管栅极接N412管栅极和P411管漏极，P412管漏极接N412管漏极和VCO，N412管源极接地。
环形振荡器是VCO中最重要的子模块，本发明采用了一种受控反相器作为延时单元的环形振荡器结构，这种受控反相器的电流受到VBP和VBN这两个抑制电源控制而无法达到其应有的最大值，因此称为电流抑制型环形振荡器。
本发明将电流抑制型环形OSC电路采用五级设计，这主要是基于整体VCO的面积和功耗的考虑，因为环形振荡器频率与级数之间成反比关系，级数越少，振荡频率越高；级数越多，输出频率的抖动会被逐级放大。这样的设计既可以在一定的偏置电流下提高输出频率，也利于VCO输出频率的稳定性。
附图5中，P401管和N401管用作反相器与电流源，P402管和N402管分别由VBP和VBN控制，抑制着流过P401管、N401管的电流，即由P401管和N401管构成的反相器处于电流抑制状态，它们共同构成环形振荡器的一级。其中后一级的输入栅电容、P401和N401的漏端对地的电容的总和CL，其作为前级的负载电容。由P401、P402、N401和N402组成的每一级对该负载电容进行充放电。充放电电流相同，为图中的Idc1，因此N级电流抑制型环形振荡器的频率fosc可用以下公式来表示：
以上公式中的充放电电流Idc1，受VBP和VBN控制，即受到抑制。根据前面的分析，充放电电流大小由输入控制电压设定。这种结构能够有效抑制环境噪声包括电源和衬底噪声的影响，具有良好的抗噪能力。
环形振荡器设计时应尽量减小其中反相器的尺寸，这样可以降低每个OSC节点的寄生电容。当电容减小后，达到一定频率所需要的电流就会降低，即可以在一定的偏置电流下提高输出频率，也利于VCO输出频率的稳定性，并且采用这样的设计可以极大的降低电路的功耗。这种环形振荡器不但结构简单，而且通过方便地控制流经反相器电流的大小，即负载电容的冲放电电流大小，从而灵活地控制振荡频率。
附图8为整个VCO的电流仿真结果，可以看出平均电流不大于2.2mA，最大功耗不超过7.26mW，另外在附图7中，将VCO控制电压VT转换成的控制电流为图中I_R，从图中可以明显看出两者之间是一种准线性关系。由LDO输出恒定电压控制的电流为图中I1，而电源电压控制的电流为图中I2，该电流即为VCO控制电流，与VT之间也是很明显的线性关系。
整个VCO电路结构简单，可以有效节省芯片面积；采用0.35μm工艺；整个VCO的面积只有0.02mm2；另外整个VCO中只采用标准CMOS工艺中的有源器件，一方面进一步降低芯片的成本，同时减小工艺变化对输出频率的影响。
以上是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化与修饰，均属于发明技术方案的范围内。

Claims (5)

1.一种低功率高性能的VCO电路，其特征在于，包括带隙基准电路、低压差线性稳压电路LDO、电流转换器电路和环形振荡器电路，所述带隙基准电路、低压差线性稳压电路、电流转换器电路和环形振荡器电路从左至右依次连接，所述带隙基准电路用于提供不随温度和电源电压变化的基准电压，所述低压差线性稳压电路LDO用于将带隙基准产生电压加倍并使输出电压保持不变，所述电流转换器电路包括三层转换装置，所述电流转换器电路第一层转换装置将所述低压差线性稳压电路LDO输出恒定电压转换成控制电流I1，所述电流转换器电路第二层转换装置将恒定电压控制电流I1转换到由电源电压控制电流I2，所述电流转换器电路第三层转换装置将电流I2转换成控制VCO频率的两个抑制电压VBP和VBN，所述环形振荡器电路由五级振荡器并联组成。
2.根据权利要求1所述的一种低功率高性能的VCO电路，其特征在于，所述带隙基准电路包括八个场效应管，所述八个场效应管包括四个N型场效应管和四个P型场效应管。
3.根据权利要求1所述的一种低功率高性能的VCO电路，其特征在于，所述包括低压差线性稳压电路LDO包括九个场效应管，所述九个场效应管包括五个N型场效应管和四个P型场效应管。
4.根据权利要求1所述的一种低功率高性能的VCO电路，其特征在于，所述电流转换器电路包括十个场效应管，所述十个场效应管包括五个N型场效应管和五个P型场效应管。
5.根据权利要求1所述的一种低功率高性能的VCO电路，其特征在于，所述环形振荡器电路共分为五级振荡器并联组成，包括二十四个场效应管，所述二十四个场效应管包括十二个N型场效应管和十二个P型场效应管。
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