CN114421766A - 一种应用于开关电源具有抖频及斜坡补偿的高精度振荡器电路 - Google Patents

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Abstract

本发明属于电源管理芯片技术领域，具体涉及一种应用于开关电源具有抖频及斜坡补偿的高精度振荡器电路。本发明采用基准电流源产生的零温度系数电流源给电容充放电技术、利用三位的数字调频技术通过改变充电镜像电流，改变输出振荡器频率；利用抖频电容改变总电容改善EMI；采用源级负反馈构成的可调整斜率的斜坡补偿模块。本发明在具有传统振荡器高精度输出频率的基础上，能够在较宽的范围内线性切换输出频率，为调制电路提供可调斜率的斜坡补偿电流三角波信号，可对振荡器输出在一定范围内进行修调，较适合电源管理芯片电路中对时钟信号的稳定性和高精度的要求。

Description

一种应用于开关电源具有抖频及斜坡补偿的高精度振荡器 电路
技术领域
本发明属于电源管理芯片技术领域，具体涉及一种应用于开关电源具有抖频及斜坡补偿的高精度振荡器电路。
背景技术
科学技术发展日新月异，不论是硬件上还是功能上都有了巨大的变化，并逐步朝着智能化、大屏化、轻薄化等方向发展，但与此同时带来了耗电速度增加、设备续航能力不足的问题。在此背景下，开关电源转换器得到了广泛应用，并在社会中扮演越来越重要的角色，尤其是输入电压在宽范围内变化，且须通过升、降压变换器将宽范围的输入电压转换为稳定且大小合适的输出电压场合。电源管理芯片是电子设备中的关键器件，广泛应用与各类电子产品和设备中，是模拟芯片最大的细分市场之一。在分布式电源系统、新能源发电系统、通信电网、便携式电子设备与射频功率放大器的供电系统等输入电压变化范围较宽的场合需要具有升压、降压特性的开关电源变换器。在理想状态下开关管的导通时间可以达到满占空比，但由于实际电路中存在各种寄生参数，使得开关管存在建立时间和关闭时间。同时出于保护应用电路的目的应该避免变换器出现穿通现象，需要一定的死区时间，这使得变换器开关管的导通占空比不可能达到满占空比。对于升压变换器和降压变换器而言，不连续的占空比必然会在输出电压上产生大的动态干扰。采用RC振荡器不仅能为开关管提供高精度的输出频率，而且根据负载调节的输出范围可以提高开关系统的转化效率，其性能开关电源的性能和可靠性有着直接影响。
振荡器的研发是开关电路研究的重要组成部分，开关的频率的设计对于变换器的功耗和转换效率有着直接影响，一方面为功率开关管提供时序，另一方面通过频率抖动降低振荡信号产生的EMI(Electro Magnetic Interference)噪声。同时当芯片的负载较轻时，负载不需要过多的能量输出，对振荡器进行降频，减小功率管的开关次数，能够根据负载情况在宽的调节范围内线性调整频率的振荡器尤为关键。另外固定的开关频率，辐射频谱会集中在统一个频带中，会产生EMI，应用在开关电源中的振荡器采用频率抖动模块，把频谱分散至更多的频带中，从而改善EMI问题。要求振荡器能够产生基本不随电源电压和温度变化以及频率和占空比的时钟信号。同时与其它模块级联输出频率就会出现一定的偏差，所以应用在开关电源系统中需要通过trim技术修调偏差。
发明内容
本发明的目的在于提供一种应用于开关电源具有抖频及斜坡补偿的高精度振荡器电路。
一种应用于开关电源具有抖频及斜坡补偿的高精度振荡器电路，包括RC振荡电路201、调频逻辑电路202、单向延时电路203、斜坡补偿模块204、频率抖动模块205、电容修调网络206、带隙电压基准207、零温度系数电流基准208、启动电路209；所述RC振荡电路201充电电容的充电最大电压VR_1000及充电最小电压VR_100由带隙电压基准207提供，用于充电的电流由零温度系数电流基准208提供，输出OSC接到单向延时电路203与RC振荡电路201构成闭环网络控制输出OSC_OUT的占空比，OSC_OUT输入到斜坡补偿模块204输出斜坡补偿三角波电流信号Ramp OSC；所述调频逻辑电路202根据功率级反馈电压VFB与带隙电压基准207产生的基准电压VREF比较，比较结果输出到RC振荡电路201及整体输出NSCL，并向频率抖动模块205、电容修调网络206提供电流信号Current Mirror；所述频率抖动模块205输出抖动的时钟信号Jitter OSC；所述启动电路209通过将输入的使能信号EN传输到RC振荡器201来控制振荡器的工作情况，通过频率抖动模块205的输入信号RST控制抖频功能的开关。
进一步地，所述斜坡补偿模块204包括第十二PMOS管MP12、第十三PMOS管MP13、第十四PMOS管MP14、第十五PMOS管MP15、第二十三NMOS管MN23、第一电阻R1；所述第十三PMOS管MP13、第十四PMOS管MP14、第十五PMOS管MP15构成电流镜结构，第十三PMOS管MP13、第十四PMOS管MP14、第二十三NMOS管MN23构成带有源极负反馈的共源级结构，将第二十三NMOS管MN23上的电流镜像输出就可以将RC振荡电路201中充电电容C5的周期电压信号转换为周期的电流信号，即流过第二十三NMOS管MN23上的电流为斜坡补偿模块204的输出ISLOPE1及ISLOPE2；斜坡补偿的斜率与第一电阻R1成反比，根据开关电源系统采用的调制方式、斜坡补偿方式，通过调节第一电阻R1的阻值得到合适的斜坡补偿的斜率；通过ENP引脚可以控制斜坡补偿的工作情况，ENP为低电平时斜坡补偿模块204正常工作；ENP为高电平时，第十二PMOS管MP12工作在截止区，斜坡补偿模块204停止工作。
进一步地，所述频率抖动模块205包括第一D触发器411、第二D触发器412、第三D触发器413、第四D触发器414、第二十四NMOS管MN24、第二十五NMOS管MN25、第二十六NMOS管MN26、第二十七NMOS管MN27、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4，RC振荡电路201中的充电电容C5旁引入四条支路，第二十四NMOS管MN24、第二十五NMOS管MN25、第二十六NMOS管MN26、第二十七NMOS管MN27的宽长比尺寸相同，RC振荡电路201的输出OSC_OUT接到由4个边沿触发的第一D触发器411、第二D触发器412、第三D触发器413、第四D触发器414构成的分频器，进行四次二分频产生4个比特位的数字逻辑循环码，Q1、Q2、Q3、Q4按照一定规则组合导通，控制电路开启的MOS管的栅极，第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4并联到RC振荡电路201中的充电电容C5，通过改变充电电容C5的库伦值，异步复位端RST输入低电平时D触发其工作启动抖频功能，在微小范围内调节输出频率，以此产生振荡器的频率抖动。
本发明的有益效果在于：
本发明采用基准电流源产生的零温度系数电流源给电容充放电技术、利用三位的数字调频技术通过改变充电镜像电流，改变输出振荡器频率；利用抖频电容改变总电容改善EMI；采用源级负反馈构成的可调整斜率的斜坡补偿模块。本发明在具有传统振荡器高精度输出频率的基础上，能够在较宽的范围内线性切换输出频率，为调制电路提供可调斜率的斜坡补偿电流三角波信号，可对振荡器输出在一定范围内进行修调，较适合电源管理芯片电路中对时钟信号的稳定性和高精度的要求。
附图说明
图1为传统应用在开关电源中的振荡器结构图。
图2为本发明中具有抖频及斜坡补偿的高精度振荡器电路的总体构成图。
图3为本发明中频率抖动模块的电路图。
图4为本发明中具有抖频及斜坡补偿的高精度振荡器电路的电路图。
图5为本发明中基准源电路图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步描述。
根据相关研究中对于开关电源系统存在的问题及振荡器功能和性能上的要求，本发明提供了一种应用于开关电源具有抖频及斜坡补偿的高精度振荡器电路。根据负载情况同步线性调整输出频率，通过简化斜坡补偿模块，对开关电源系统进行优化，提升开关电源转化效率，并且电路还能够根据斜坡补偿引入的方法调整电流三角波的斜率，同时设计频率抖动模块，改善系统电磁干扰问题，并引入数字辅助的修调技术，可对振荡器输出进行修调，为芯片提供灵活的工作频率。
如图2所示，本发明包括RC振荡电路201、调频逻辑电路202、单向延时电路203、斜坡补偿模块204、频率抖动模块205、电容修调网络206、带隙电压基准207、零温度系数电流基准208、启动电路209；
如图4所示，RC振荡电路201包括充电电容C5(311)、第六电容C6(313)、第七电容C7(314)、第二电阻R2(309)、第三电阻R3(310)、第二十八NMOS管MN28(312)、第二比较器COMP2(315)、第一反相器316、第二反相器317、第三反相器318、第四反相器319，用于产生电压方波信号。
调频逻辑电路202包括第一PMOS管MP1(328)、第三PMOS管MP3(330)、第四PMOS管MP4(331)、第五PMOS管MP5(332)、第七PMOS管MP7(333)、第八PMOS管MP8(334)、第九PMOS管MP9(335)、第十PMOS管MP10(336)、第十一PMOS管MP11(337)、第六PMOS管MP6(339)、第二十一NMOS管MN21(338)、第十五NMOS管MN15(342)、第十六NMOS管MN16(343)、第十七NMOS管MN17(344)、第十八NMOS管MN18(345)、第十九NMOS管MN19(346)、第五反相器347、第一比较器COMP1(340)。
斜坡补偿模块204包括第十二PMOS管MP12(321)、第十三PMOS管MP13(322)、第十四PMOS管MP14(323)、第十五PMOS管MP15(324)、第二十三NMOS管MN23(325)、第一电阻R1(327)。
频率抖动模块205包括第一D触发器411、第二D触发器412、第三D触发器413、第四D触发器414、第二十四NMOS管MN24(401)、第二十五NMOS管MN25(402)、第二十六NMOS管MN26(403)、第二十七NMOS管MN27(404)、第一电容C1(406)、第二电容C2(407)、第三电容C3(408)、第四电容C4(409)，RC振荡电路201的输出接到频率抖动模块205的输入端。
电容修调网络206包括第六NMOS管MN6(348)、第九NMOS管MN9(349)、第十二NMOS管MN12(350)、第二NMOS管MN2(351)、第四NMOS管MN4(352)、第七NMOS管MN7(353)、第十NMOS管MN10(354)、第十三NMOS管MN13(355)、第一NMOS管MN1(356)、第三NMOS管MN3(357)、第五NMOS管MN5(358)、第八NMOS管MN8(359)、第十一NMOS管MN11(360)、第十四NMOS管MN14(361)。
启动电路209包括第六反相器362、第七反相器363、第二十二NMOS管MN22(326)、第二PMOS管MP2(329)、第二十NMOS管MN20(341)，用于控制电路开启和关断的状态。
零温度系数电流基准208产生的偏置电流输入到电容修调网络206，用于调整镜像电流大小，镜相电流接到调频逻辑电路202，功率级反馈电压VFB、及带隙电压基准207产生的基准电压VR_400输入到轻重载逻辑控制模块中的调频逻辑电路202调整振荡电路的充电电流大小，主振荡模块中的充电电容C5(311)与第二比较器COMP2(315)相连，第二比较器COMP2(315)输入充电电压最大值与最小值与电容C6(313)、C7(314)相连，第二比较器COMP2(315)的输出与反相器(316)、(317)、(318)、(319)、单向延迟单元(203)共同构成主振荡电路，在充电电容C5(311)并联频率抖动模块205通过改变充电电容大小实现频率抖动的功能，充电电容C5(311)上的电压作为MN21(338)的源极电压与斜坡补偿模块(204)共同构成带源极负反馈的共源级提供斜坡电流，控制R1(327)阻值的大小可以改变斜坡补偿的斜率。
本发明在RC内部增加比较器，根据负载情况同步调整振荡器输出频率；简化斜坡补偿模块，对开关电源拓扑进行优化，提升开关电源转化效率；设计频率抖动模块，使谐波能量分散开，把辐射频谱分散至更多的频带中，从而改善系统电磁干扰EMI(ElectroMagnetic Interference)噪声；引入数字辅助的修调技术，通过改变充电镜像电流，优化电路在工艺角仿真，MOS管的寄生电容引起输出频率偏移。
图1为传统RC振荡器，其中以比较器COMP1、COMP2为核心的f1频率产生电路在芯片处于重载工作模式下产生频率为f1的振荡器信号OSC1；以比较器COMP3为核心的轻载模式频率产生电路在芯片产生最小频率f2的振荡器信号OSC2，K1、K2、K3、K4起开关作用，其中K2受逻辑信号CTL控制，当CTL为高电平时，K2闭合，当CTL为低电平时，K2断开。对充电电容C1、C2充电，电容电压转化为RS触发器的输出信号OUT1，经逻辑控制部分后，转换输出频率OSC的高低电平，可见这种具有轻重载模式切换的振荡器除了传统单一频率的电路，还要增加间歇式频率产生电路。
图2为本发明的抖频及斜坡补偿的高精度振荡器整体结构，RC振荡电路201充电电容的充电最大电压VR_1000及充电最小电压VR_100由带隙电压基准207提供，用于充电的电流由零温度系数电流基准208提供，输出OSC接到单向延时电路203与RC振荡器201构成闭环网络控制输出OSC_OUT的占空比，OSC_OUT输出到斜坡补偿模块204输出斜坡补偿三角波电流信号Ramp OSC，调频逻辑电路202根据功率级反馈电压VFB与带隙电压基准207产生的基准电压VREF比较，比较结果输出到RC振荡器201及整体输出NSCL，并向频率抖动模块205、电容修调网络206提供电流信号Current Mirror，频率抖动模块205输出抖动的时钟信号JitterOSC，启动电路209通过输入的使能信号EN输出到RC振荡器201控制振荡器的工作情况，是否启动频率抖动通过频率抖动模块205的输入信号RST控制抖频功能的开关。
对于提升开关电源的转化效率，振荡器应具有调频的功能，通过控制充电电容电流的方式改变，为保证时钟频率的精度，给电容充放电的电流源电路采用cascode结构电容C5(311)充电，当电容上的电压CV高于基准电压最大值VH时，比较器COMP2(315)输出低电平，将管子MN28(312)打开，则电容上的电荷泄放到地上，电容电压立刻转为下降；当电容电压CV低于基准电压最小值VL时，比较器输出高电平，将管子MN28(312)关闭，再次以恒定电流给电容充电，循环往复，OSC_OUT输出振荡信号。为防止比较器输出由低变高速度太快(OSC_OUT输出高电平持续时间太短)，在高电平变低电平的过程中加入恒定延时OSC_DELAY，此延时电路由一阶RC与施密特触发器组成。
为了提高开关电源系统的传递效率，当芯片负载较轻时，负载中不需要过多的能量输出，减少功率开关管的开关次数，即对振荡器进行降频，在振荡器中加入比较器，通过逻辑控制模块比较由功率级引入的电压反馈值FB，FB是按照一定比例反馈，FB很小时基准电压VR先建立，进行频率的切换，当FB高于基准电压VR时，Over Load端电压变低，将MN17(344)管关闭，则管子MP5(332)、MP7(333)，MP8(334)的电流流经MP6(339)，此时给电容充电电流为MP5(332)、MP7(333)、MP10(336)、MP11(337)四路，又因为MP8(334)、MP9(335)、MP10(336)、MP11(337)尺寸相同且构成电流镜结构，MP8(334)、MP10(336)串联，MP9(335)、MP11(337)串联，MP7(333)宽长比为MP8(334)的两倍，则MP5(332)、MP7(333)、MP10(336)、MP11(337)四路流过的电流之比为4：4：1：1。此时相当于10倍的电流给电容充电，此时电容充电到上限VH时间设为T1；当FB低于VR时，Over Load端电压变低，将MN17(344)管子开启，则管子MP5(332)、MP7(333)、MP8(334)的电流通过MN17(344)放到地上，此时给电容充电电流为MP11(337)一路，此时相当于1倍的电流给电容充电。此时电容充电到上限VH时间设为T2。则有10T1＝T2。实现振荡器能够在f1～f2内根据负载情况线性调整输出频率。EN为低电压的话，振荡器所有的功能都被关断。
Figure BDA0003445414320000061
另外值得说明的是，电容充电电压是类似三角波，但应用在开关电源中的应是具有一定占空比的方波，本发明通过一阶RC加施密特触发器构成的单向延迟模块OSC_DELAY(203)，根据表达式1可知通过调整其内部的电容值改变输出频率的占空比。
斜坡补偿(204)是开关系统中核心模块之一。在开关系统中通常占空比要限制在0.5以内，从系统优化的角度，通常将占空比大于0.5，以有利于提高功率器件的利用率和功率变换的效率，减小输出纹波，这样一来电流模式的稳定条件与系统优化之间发生矛盾，会产生自谐波振荡针对电流模式这一问题，采用斜坡补偿技术，但是传统的电流模开关电源采用单独的斜坡补偿模块，为提升开关电源的转化效率，本发明因具有稳定的输出频率，即在电容充放电产生的三角形电压波形，利用利用源极负反馈产生稳定的电流三角波。
斜坡补偿的斜率需要根据实际电路参数、电流反馈系数计算Sn和Sf的变化范围。其中电感电流一阶近似平均值为，引入斜坡补偿技术有两种方法，一种是将斜坡补偿信号从误差电压信号中减去，即加入到调制比较器的反向输入端，将电流给定信号与斜率为Se的斜坡补偿信号进行叠加后再与电感电流进行比较；另一种是将斜坡补偿加到电感电流检测信号中，即加到PWM比较器的同相输入端，将电感电流与一个斜率为Sm的斜坡信号叠加后直接与电流给定的信号进行比较。同时Se不能太小，太小会产生次谐波震荡，太大会导致低频的不稳定性。
Figure BDA0003445414320000071
在采取斜铺补偿措施后，可以使开关电源在占空比大于50％的情况下稳定工作，同时由于占空比范围的增加，提高了高频变换器的利用率，尤其是功率开关管开通瞬间，尖峰电流将成为一个巨大的干扰源，而斜坡补偿相当于增加了电感电流上升斜率，使电流在开通时间内变化量变大，起到抑制干扰的作用。
图3给出了本发明的频率抖动模块205开关电源芯片在工作时，如果开关频率固定不变，其辐射频谱会集中在同一个频带中，有可能会产生比较严重的EMI问题，为解决这一问题，需要在芯片中设计频率抖动模块205。本发明在充电电容C5(311)旁引入四条支路，MN24(401)、MN25(402)、MN26(403)、MN27(404)的宽长比相同，震荡期的输出OSC_OUT接到由边沿触发的D触发器(411)、(412)、(413)、(414)构成的分频器，进行四次二分频产生4个比特位的数字逻辑循环码，Q1、Q2、Q3、Q4按照一定规则组合导通，控制电路开启的MOS管的栅极，C1(406)、C2(407)、C3(408)、C4(409)、并联到充电电容C5(410)，通过改变充电电容的库伦值，异步复位端RST输入低电平时D触发其工作启动抖频功能，在微小范围内调节输出频率，以此产生振荡器的频率抖动。
同时频率调频是振荡器很重要的一个作用，设计目标是f1～f2，pre_sim前仿是没有RC寄生效应的影响，在电路设计完成后进行后仿真，就可能出现输出频率下降的现象，因为增加寄生效应，会使电容增加，根据
Figure BDA0003445414320000072
考虑MOS管的寄生电容会使输出频率f减小，这也就是电路设计的频率范围要比要求的宽一些，同时每个工艺都有自己的corner工艺角，在tt、ss、ff、sf、fs下电阻电容都有工艺角的偏差偏差会影响斜坡补偿的斜率，振荡的输出频率会产生偏移，这与高精度振荡器相违背，在设计的时候先仿真ss(NMOS和PMOS都是slow状态)、高温、低压，这种情况下使振荡器最难起振的状态，即这种状态满足设计要求，则其余的工艺角下振荡器都能够正常工作。
传统方式是利用AFC(Automatic frequency calibration)自动频率校准的技术，但是AFC的缺点是导通的时候MOS开关管也有一个导通电阻，它会降低谐振回路的品质因子Q，同时闭合和断开的时候，自身引入的容值对精度也有影响，本发明引入三位的trim结构，用外部的码值，类似一种二进制的SAR逻辑，改变振荡器的输出频率、斜坡补偿及抖动范围。无论工艺或温度变大还是变小，都会经过中间值，最开始使100，当比参考值大时将码值降低，无论是增加还是减小都与参考值进行比较，逐次逼近到设计的频率范围。
电容修调网络(206)从外面看是三个引脚，其原理是改变Iref1的大小，输入电流IOSC先经过一个cascode的电流镜，这样复制电流的能力更精确一些，由于MN2(351)、MN4(352)、MN7(353)、MN10(354)、MN13(355)尺寸相同，MN3(357)、MN5(358)、MN8(359)、MN11(360)、MN14(361)尺寸相同，通过控制MN6(348)、MN9(349)、MN12(350)的开断进而改变电流镜像Iref1的大小
开关管MN6(348)、MN9(349)、MN12(350)的尺寸是成比例的，IOSC输入1uA的电流基准输入到MN2(351)的漏端，上面MOS管MP1(328)输出2uA的电流，上面的电流给其它路镜像，在一定范围内调整镜像电流的大小，进而实现利用数字辅助的一种方式使振荡器在一定范围下能够进行修调，具有8组不同码值对应不同的输出频率范围、斜坡补偿峰值电流值、抖动范围。
图5为电压基准Bandgap(207)由双极型晶体管、MOS晶体管、电阻、运放等组成。双极型晶体管PNP1(517)、PNP2(518)的发射结面积之比为N。根据运放的虚短，运放两输入端的电压相等，并且三个MOS管的尺寸相等，连接方式为栅极连栅极，源极连源极构成了电流镜，使流过三个MOS晶体管的电流相等。当有密度大小相等的电流流经PNP1(517)和PNP2(518)时，由于两个晶体管成一定比例关系，VBE是不同的。因为PNP1(517)的尺寸比较小流过相同电流情况下，VBE比较大；PNP2(518)的尺寸比较大，则VBE比较小，通过运放的负反馈原理使得两边的OPIN和OPIP两端的电压相等，在电阻R10(521)上就会产生一个差值，即两晶体管产生的基极-射极电压差ΔVBE为：
Figure BDA0003445414320000081
T为热力学温度，K为玻尔兹曼常数，q为电子电荷量，
Figure BDA0003445414320000082
则ΔVBE具有正温度，考虑版图上的匹配性，N取8，那么流过电阻R6的电流也具有正温度特性，即：
Figure BDA0003445414320000083
由于双极型晶体管的基射电压VBE具有负温度系数，因此流过R3(514)、R4(515)、R6(516)的电流具有负温度特性，同时由于Q点为零温度系数电压节点，从三极管PNP1(517)往上负温度系数逐渐减小，直到Q点温度系数为0，在PNP1(517)支路上引出一条支路V-，控制支路电阻的总和不变，调整R3(514)、R4(515)、R6(516)之间的比例关系，得到能够与负温度系数的电阻相抵消的，负温度系数电压。除此之外，为了得到一个温度系数不敏感的电压，还需要引入一个正温度系数的电压，让他们相加，使负温度系数和正温度系数抵消掉，得到一个对温度不敏感的基准电压，为振荡器与其它模块提供零温度系数的电源供电，因此带隙基准电压的VBE与温度之间的关系：
Figure BDA0003445414320000091
在本发明中的电压基准左面是运放，输入电流是输入的偏置为500nA，因为没有电流复制的关系，则没有启动电路，基准的负反馈来自运放的输出接到MP6(505)，输出电压的而变化会引起电流的变化，MP6(505)从上面拉电流，同时运放的VN、VP相等，电阻相同，流过三极管支路的电流都是二分之一，电压基准的负温度系数电压加到运放的一端，加到具有负温度系数的电阻上，产生零温度系数的电流。
本发明采用基准电流源产生的零温度系数电流源给电容充放电技术、利用三位的数字调频技术通过改变充电镜像电流，改变输出振荡器频率；利用抖频电容改变总电容改善EMI；采用源级负反馈构成的可调整斜率的斜坡补偿模块，实现了一种应用在开关电源内的可调整占空比的高精度RC振荡器，在温度、电压波动范围等情况下，振荡器输出方波一直保持较高的精度。优化了开关电源的结构，较适合电源管理芯片电路中对时钟信号的稳定性和高精度的要求。
本发明与传统的RC振荡器相比，在以下几方面进行了改进：
(1)传统的开关电源系统中需要单独的斜坡补偿模块，本发明将电容充电电压变化通过源极负反馈产生斜坡信号，在电流模式的开关电源中，可省去单独的斜坡补偿模块，降低系统功耗提升开关电源系统的转化效率；
(2)传统振荡器对于开关系统的轻载和重载模式有两个输出频率，本发明针对于负载情况，利用功率级的反馈电压与基准电压值VR进行比较，比较结果对振荡器输出频率OSC_OUT线性调整，同时输出比较器的结果NSCL，为开关电源调制方式切换提供切换信号，使变换器能够根据负载情况实时调整工作频率和调制方式，进一步提升转化效率；
(3)引入能够开启和关闭的频率抖动模块，把频谱分散至更多的频带中，改善系统的EMI问题；
(4)利用电容修调网络，一方面调整由工艺偏差产生的振荡频率偏移，另一方面调整振荡器的输出频率使振荡器在一个很小的控制系数下，也能有较大的频率范围。通过内部的逻辑控制模块对由功率级引入到控制级的电压反馈调整振荡器输出频率，在负载较轻时，减小功率管的开关次数。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种应用于开关电源具有抖频及斜坡补偿的高精度振荡器电路，其特征在于：包括RC振荡电路(201)、调频逻辑电路(202)、单向延时电路(203)、斜坡补偿模块(204)、频率抖动模块(205)、电容修调网络(206)、带隙电压基准(207)、零温度系数电流基准(208)、启动电路(209)；所述RC振荡电路(201)充电电容的充电最大电压VR_1000及充电最小电压VR_100由带隙电压基准(207)提供，用于充电的电流由零温度系数电流基准(208)提供，输出OSC接到单向延时电路(203)与RC振荡电路(201)构成闭环网络控制输出OSC_OUT的占空比，OSC_OUT输入到斜坡补偿模块(204)输出斜坡补偿三角波电流信号Ramp OSC；所述调频逻辑电路(202)根据功率级反馈电压VFB与带隙电压基准(207)产生的基准电压VREF比较，比较结果输出到RC振荡电路(201)及整体输出NSCL，并向频率抖动模块(205)、电容修调网络(206)提供电流信号Current Mirror；所述频率抖动模块(205)输出抖动的时钟信号Jitter OSC；所述启动电路(209)通过将输入的使能信号EN传输到RC振荡器(201)来控制振荡器的工作情况，通过频率抖动模块(205)的输入信号RST控制抖频功能的开关。
2.根据权利要求1所述的一种应用于开关电源具有抖频及斜坡补偿的高精度振荡器电路，其特征在于：所述斜坡补偿模块(204)包括第十二PMOS管MP12(321)、第十三PMOS管MP13(322)、第十四PMOS管MP14(323)、第十五PMOS管MP15(324)、第二十三NMOS管MN23(325)、第一电阻R1(327)；所述第十三PMOS管MP13(322)、第十四PMOS管MP14(323)、第十五PMOS管MP15(324)构成电流镜结构，第十三PMOS管MP13(322)、第十四PMOS管MP14(323)、第二十三NMOS管MN23(325)构成带有源极负反馈的共源级结构，将第二十三NMOS管MN23(325)上的电流镜像输出就可以将RC振荡电路(201)中充电电容C5(311)的周期电压信号转换为周期的电流信号，即流过第二十三NMOS管MN23(325)上的电流为斜坡补偿模块(204)的输出ISLOPE1及ISLOPE2；斜坡补偿的斜率与第一电阻R1(327)成反比，根据开关电源系统采用的调制方式、斜坡补偿方式，通过调节第一电阻R1(327)的阻值得到合适的斜坡补偿的斜率；通过ENP引脚可以控制斜坡补偿的工作情况，ENP为低电平时斜坡补偿模块(204)正常工作；ENP为高电平时，第十二PMOS管MP12(321)工作在截止区，斜坡补偿模块(204)停止工作。
3.根据权利要求1所述的一种应用于开关电源具有抖频及斜坡补偿的高精度振荡器电路，其特征在于：所述频率抖动模块(205)包括第一D触发器(411)、第二D触发器(412)、第三D触发器(413)、第四D触发器(414)、第二十四NMOS管MN24(401)、第二十五NMOS管MN25(402)、第二十六NMOS管MN26(403)、第二十七NMOS管MN27(404)、第一电容C1(406)、第二电容C2(407)、第三电容C3(408)、第四电容C4(409)，RC振荡电路(201)中的充电电容C5(311)旁引入四条支路，第二十四NMOS管MN24(401)、第二十五NMOS管MN25(402)、第二十六NMOS管MN26(403)、第二十七NMOS管MN27(404)的宽长比尺寸相同，RC振荡电路(201)的输出OSC_OUT接到由4个边沿触发的第一D触发器(411)、第二D触发器(412)、第三D触发器(413)、第四D触发器(414)构成的分频器，进行四次二分频产生4个比特位的数字逻辑循环码，Q1、Q2、Q3、Q4按照一定规则组合导通，控制电路开启的MOS管的栅极，第一电容C1(406)、第二电容C2(407)、第三电容C3(408)、第四电容C4(409)并联到RC振荡电路(201)中的充电电容C5(311)，通过改变充电电容C5(311)的库伦值，异步复位端RST输入低电平时D触发其工作启动抖频功能，在微小范围内调节输出频率，以此产生振荡器的频率抖动。
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