CN108459651B

CN108459651B - 恒流控制器及其功率调节电路

Info

Publication number: CN108459651B
Application number: CN201710097157.4A
Authority: CN
Inventors: 刘慧明; 卢鹏飞; 李振华; 朱臻
Original assignee: Shanghai Lis Semiconductor Technology Co ltd
Current assignee: Shanghai Bright Power Semiconductor Co Ltd
Priority date: 2017-02-22
Filing date: 2017-02-22
Publication date: 2021-01-08
Anticipated expiration: 2037-02-22
Also published as: CN108459651A

Abstract

本发明提供了一种负载的功率调节电路，包括动态频率调节电路、电平复制电路、复制比例设置电路、采样比较电路和PWM生成器。动态频率调节电路接收第一时钟信号和变频控制信号，据此产生第二时钟信号。电平复制电路根据该第二时钟信号产生电平复制检测信号，其中将该第二时钟信号的高电平复制到该电平复制检测信号的高电平。复制比例设置电路根据调频电流设置从该第二时钟信号的高电平复制到该电平复制检测信号的高电平的持续时间的复制比例，其中该复制比例小于1:1。采样比较电路比较该电平复制检测信号和电流持续信号，从而产生该变频控制信号，并反馈到该动态频率调节电路。PWM生成器参考该第二时钟信号产生PWM信号。

Description

恒流控制器及其功率调节电路

技术领域

本发明主要涉及驱动电路，尤其涉及一种恒流控制器及其功率调节电路。

背景技术

发光二极管(LED)是第三代半导体材料制作的光源和显示器件，具有耗电量少、寿命长、无污染、色彩丰富、可控性强等特点，是照明光源及光产业的一次革命。随着LED的发展，越来越多的LED照明产品涌入市场。LED的电子驱动部分是LED照明产品中一个不可缺少的组成部分。

图1是一种典型的LED驱动电路。参考图1所示，LED驱动电路包括桥式整流器101和功率转换器102。桥式整流器101的输入端连接交流输入电压AC，输出端连接功率转换器102和LED负载103。桥式整流器101典型地包括4个二极管。功率转换器102是由储能电感L、驱动芯片、控制器供电电阻R1、R2、电容C1、供电电容C2、电流检测电阻R3、续流二极管D1以及滤波电容C3、电阻R4等元器件构成。驱动芯片内部具有功率开关。

上述的电路是通过动态自适应调节电路工作频率，使电路工作在临界导通模式(BCM)，即功率管导通结束之后电感L立刻进行退磁，退磁结束之后功率管立刻导通进行励磁。由此得到输出电流方程：

Iout＝(1/2)*Ipeak (1)

在此Iout是输出电流，Ipeak是峰值电流。

图2是电流Iout和Ipeak的信号波形示意图。参考图2所示，Ipeak和T所围成的面积与Iout和T所围成的面积相同，所以：

Iout＝(1/2)*Ipeak (2)

Ipeak＝Vref/Rcs (3)

在此Vref为驱动芯片内部的基准电压，Rcs为驱动芯片的CS端与GND端之间的电阻阻值。

图1所示电路工作在BCM模式，即储能电感励磁结束后立刻进行退磁，退磁结束之后立刻进行励磁。从式(2)中可看出，Iout跟工作频率没有关系，只要Ipeak固定，Iout也就固定。当频率越高，阴影面积变小了，但是T_CLK也变小了，Iout不变。但是对于功耗来说，频率越高，功率管的开关损耗也会越高，电路功耗越大。

现有的驱动电路，只能针对一种输出功率(电流)，无法进行输出功率调节。因此以上驱动电路应用在LED上无法实现调光功能。即使是修改Rcs电阻也只能进行局部电流的调整，但代价是系统的频率会升高，功耗加大。这导致驱动芯片温度更高、效率变低同时可靠性降低。更严重的情况下会导致系统误触发过热保护。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种恒流控制器及其功率调节电路，可以进行输出功率调节。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种负载的功率调节电路，包括动态频率调节电路、电平复制电路、复制比例设置电路、采样比较电路和PWM生成器。动态频率调节电路接收第一时钟信号和变频控制信号，据此产生第二时钟信号。电平复制电路根据该第二时钟信号产生电平复制检测信号，其中将该第二时钟信号的高电平复制到该电平复制检测信号的高电平。复制比例设置电路根据调频电流设置从该第二时钟信号的高电平复制到该电平复制检测信号的高电平的持续时间的复制比例，其中该复制比例小于1:1。采样比较电路比较该电平复制检测信号和电流持续信号，从而产生该变频控制信号，并反馈到该动态频率调节电路。PWM生成器参考该第二时钟信号产生PWM信号。

在本发明的一实施例中，该复制比例设置电路提供第一电流和第二电流，该第一电流决定对电压节点的充电时间，该第二电流决定该电压节点的放电时间，该第一电流与该第二电流之一与该调频电流相关，且该第一电流和该第二电流的比例决定该复制比例。

在本发明的一实施例中，该电平复制电路包括反相器、第一晶体管、第二晶体管、电容、比较器、RS触发器和电压源，该反相器的输入端接收该第二时钟信号，该反相器的输出端连接该第一晶体管的栅极，该第一晶体管的源极连接该第一电流源，该第一晶体管的漏极与该第二晶体管的漏极均连接到该电压节点，该第二晶体管的源极连接该第二电流源，该电容连接在该电压节点和接地点之间，该比较器的正输入端连接该电压节点，负输入端连接该电压源，该RS触发器的S端连接该比较器的输出端，该RS触发器的R端连接关断信号，该RS触发器的Q端连接该第二晶体管的栅极，且输出该电平复制检测信号。

在本发明的一实施例中，该电流持续信号的高电平每个4个周期一次，且持续时间为该功率调节电路所在的电路驱动电路中电感的励磁时间和退磁时间之和。

在本发明的一实施例中，该采样比较电路根据该电平复制检测信号和基准信号的下降沿的先后顺序，决定该变频控制信号的电平。

在本发明的一实施例中，功率调节电路还包括时钟发生器，该时钟发生器包括环形振荡器，该环形振荡器输出该第一时钟信号，其中该环形振荡器的偏置电流输入端输入偏置电流且输出该调频电流，该调频电流调节该第一时钟信号的频率。

在本发明的一实施例中，该调频电流的不同数值范围分别触发该复制比例设置电路和该时钟发生器工作。

在本发明的一实施例中，该负载为发光二极管。

本发明还提出一种用于电流驱动电路的恒流控制器，包括PWM控制器，该PWM控制器包括如上所述的功率调节电路。

在本发明的一实施例中，恒流控制器包括功率调节引脚，该功率调节引脚通过电阻接地，该PWM控制器还包括电流采样电路，该电流采样电路从该功率调节引脚采集该调频电流。

本发明还提出一种电流驱动电路，包括桥式整流器、功率转换器和恒流控制器。桥式整流器的输入端连接交流输入电压，输出端输出一输入整流电压。功率转换器具有电感、功率开关、第一和第二控制器供电电阻、供电电容、整流二极管和负载。恒流控制器包含正电源引脚、输入/输出引脚、电流采样输入引脚和负电源引脚。正电源引脚连接功率转换器的第一、第二供电电阻和供电电容，为恒流控制器提供电源。电流采样输入引脚通过电流侦测电阻连接接地点，以取得一电流采样信号作为第一输入信号。功率开关的控制端被连接到恒流控制器的输入/输出引脚，以接收恒流控制器输出的脉冲控制信号。并且电感的退磁信号被耦合到功率开关的连接点，该退磁耦合信号经由功率开关的栅漏寄生电容转换为一电流反馈信号输入恒流控制器130的输入/输出引脚作为第二输入信号。恒流控制器包括PWM控制器，该PWM控制器包括如上所述的功率调节电路。

与现有技术相比，本发明的上述技术方案可以通过改变电流来改变系统工作的频率，进而达到改变输出功率的结果。

附图说明

图1是一种已有的LED驱动电路的电路图。

图2是图1所示电路的电流Iout和Ipeak的信号波形示意图。

图3是本发明一实施例的LED驱动电路的电路图。

图4是图3所示电路的电流Iout和Ipeak的信号波形示意图。

图5是本发明一实施例的电流采样电路的电路图。

图6是本发明一实施例的数字功率调节电路的电路框图。

图7是本发明一实施例的复制电路的电路图。

图8是本发明一实施例的复制比例设置电路的电路图。

图9是图3所示电路的各信号波形示意图。

图10是本发明一实施例的模拟功率调节电路的电路图。

具体实施方式

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其它不同于在此描述的其它方式来实施，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。

本发明的实施例描述电流驱动电路及其功率调节电路和功率调节方法，这些电路和方法可以用于驱动发光二极管(LED)，也可以用于驱动其他负载，例如电机。在下面的实施例中，将以LED作为负载的示例描述。

图3是本发明一实施例的LED驱动电路的电路图。参考图3所示，本实施例的LED驱动电路为非隔离降压(Buck)式系统，其包括桥式整流器110、功率转换器120和恒流控制器130。桥式整流器110的输入端连接交流输入电压，输出端输出一输入整流电压Vac。功率转换器120具有电感L1、功率开关M1、控制器供电电阻R1、R2、供电电容C2、整流二极管D1、负载R5、Io和滤波电容C3。恒流控制器130包含正电源引脚VDD、输入/输出引脚GD、电流采样输入引脚CS、功率调节引脚ADJ和负电源引脚GND五个引脚。VDD引脚连接功率转换器120中的供电电阻R1、R2和供电电容C2，为恒流控制器130提供电源。电流侦测电阻R4连接引脚CS和接地点，以取得一电流采样信号作为第一输入信号。在本实施例中，功率开关M1可为MOSFET。功率开关M1的控制端被连接到恒流控制器130的引脚GD，一方面该GD引脚作为一个输出引脚输出脉冲控制信号以驱动功率开关M1。另一方面，退磁信号被耦合到功率开关M1的连接点，该退磁耦合信号经由功率开关M1的栅漏寄生电容CGD转换为一电流反馈信号I_GD输入恒流控制器130的GD引脚作为第二输入信号。

恒流控制器130通常实施为集成电路芯片。然而，恒流控制器130也可以由相互分离的电路模块组成。

恒流控制器130包括退磁检测器131、PWM(脉冲宽度调制)比较器132、时钟发生器133、PWM控制器134、参考源135以及功率开关驱动器136。参考源135输出一参考电压Vref作为PWM比较器132的阈值电压。PWM比较器132有两个输入端和一个输出端。PWM比较器132的第一输入端连接参考源135的输出端用于接收上述参考电压Vref，PWM比较器132的第二输入端与恒流控制器130的CS引脚相连用于接收第一输入信号。PWM比较器132的输出信号为一关断信号SP，它输入至PWM控制器134用于控制PWM信号关断。PWM控制器134包括四个输入端和三个输出端。PWM控制器134的第一输入端与时钟发生器133的输出端连接，用于接收时钟发生器的时钟信号OSC(第一时钟信号)，该时钟信号OSC触发PWM信号开启。PWM控制器134的第二输入端与PWM比较器132的输出端连接，用来接收PWM关断信号SP，SP的作用是关断PWM信号。PWM控制器134的第三输入端与ADJ引脚相连用于功率调节。PWM控制器134的第四输入端与退磁检测器131的输出端连接，用来接收退磁信号DM，DM的作用是指示系统完成退磁的时间。PWM控制器134的第一输出端分别连接到功率开关驱动器136和退磁检测器131，PWM控制器134的第二输出端输出一个高阻控制信号DSB至功率开关驱动器136。PWM控制器134的第三输出端输出调频电流I_NADJ到时钟发生器133。退磁检测器131的第一输入端连接到恒流控制器130的GD引脚用来对第二输入信号采样，退磁检测器131的第二输入端连接PWM控制器134的第一输出端用来接收PWM控制信号，退磁检测器131的输出端输出一个退磁宽度采样信号DM，并被连接到PWM控制器134。时钟发生器133的输出端输出时钟信号OSC，并与PWM控制器134连接。时钟发生器133可具有输入端，连接到PWM控制器134的输出端，用来接收调频信号I_NADJ。调频信号I_NADJ可用来调节时钟发生器133的时钟信号OSC的频率。

功率开关驱动器136有两个输入端和一个输出端。功率开关驱动器136的第一输入端与PWM控制器134的第一输出端连接，用来接收PWM信号，功率开关驱动器136的第二输入端与PWM控制器134的第二输出端连接，用来接收高阻控制信号DSB。

现描述图3所示系统的工作原理。当功率开关M1导通时，系统进入励磁阶段，电流通路LOOP1为：L/N→Io→L1→M1→R4→GND→N/L。在此L为交流的火线，N交流的为零线。可以理解，在电流通路LOOP1中，如果电流从火线流入，最终流到零线，反之亦然。功率开关M1导通期间，电感L1上的电流逐渐增大，当电流达到峰值电流Ipeak(Ipeak＝Vref/Rcs)，功率开关M1关断。功率开关M1关断时，系统进入退磁阶段，电流通路LOOP2为：L1→D1→Io→L1。功率开关M1关断期间，流过电感L1上的电流减小。当流过电感L1的电流减小到0时，通过退磁检测器131把退磁信号DM传送给PWM控制器134。传统的降压式系统，检测到退磁信号之后，功率开关随即开启储能电感进行励磁，系统工作在BCM模式(临界导通模式)。本实施例的系统退磁结束后，会有一段死区时间，然后功率M1才能开启储能电感进行励磁，系统工作在DCM模式(断续模式)。

根据本发明的实施例，提出一种调频功率调节技术，它是不改变系统Ipeak电流值，通过改变ADJ引脚的输出电流进而改变系统工作的频率，达到改变输出功率的结果。若系统时钟CLK变化K倍，输出电流变化K倍，输出电流方程修正为：

Iout＝K*((1/2)*Ipeak) (4)

其中：0<K<1。

图4是图3所示电路的电流Iout和Ipeak的信号波形示意图。参考图4，T_ON为励磁时间，T_DM为退磁时间，T_DEAD为死区时间。T_ON+T_DM为T_CT，即电流持续时间。T_ON+T_DM+T_DEAD为T_CLK。K＝T_CT/T_CLK。

本发明的实施例中K<1。相比之下，参考公式(2)，传统非隔离降压电路中K＝1。

LED两端输出负载电压没有变化，因此输出负载功率也变化K倍。

P＝K*(1/2)*Ipeak*Vout (5)

通过调频功率调节技术实现输出功率调节，即功率调节操作。在一实施例中，调频功率调节为数字调频功率调节。在另一实施例中，调频功率调节为模拟调频功率调节。下面分别加以描述。

数字调频系统中，系统时钟CLK的频率是由芯片内部更高频振荡器产生的OSC信号的分频所产生的，因此可以改变OSC的分频数或者改变OSC的频率进而改变系统时钟CLK。在本实施例中，时钟发生器133产生时钟信号OSC，经过分频后得到系统时钟信号CLK。在本发明的实施例中，通过改变ADJ引脚的输出电流(称为调节电流)，从而改变OSC的分频数或者改变OSC的频率，进而改变系统时钟信号CLK的频率。

图5是本发明一实施例的电流采样电路的电路图。先参考图5所示描述调节电流的采集。电流采样电路50设置在PWM控制器134内，且包括运算放大器51、第一NMOS管MN、第一PMOS管MP、第二NMOS管MN1、第三NMOS管MN2、第二PMOS管MP1和电阻R3。运算放大器51的两个输入端分别输入ADJ信号和Vref1信号。运算放大器51、第一NMOS管MN和电阻R3接成闭环系统，因此流过电阻R3的电流I_R3＝Vref1/R3。第一PMOS管MP、第二PMOS管MP1、第二NMOS管MN1和第三NMOS管MN2管组成电流镜像。因此有如下关系：

图6是本发明一实施例的数字功率调节电路的电路框图。参考图6所示，数字功率调节电路60可设置在PWM控制器134内，且包括动态频率调节电路61、电平复制电路62、复制比例设置电路63、采样比较电路64和脉冲宽度调制生成器65。

动态频率调节电路61接收时钟发生器133产生的频率信号OSC，经过分频后产生系统时钟信号CLK(图未示)，进而将系统时钟信号CLK分频，得到分频信号CLKPO(在此称为第二时钟信号)。电平复制电路62根据分频信号CLKPO产生DMDB信号，DMDB为电平复制检测信号。在此过程中，电平复制电路62将分频信号CLKPO的高电平复制到DMDB信号的高电平。电平复制电路62另外还输入关断信号SP。

采样比较电路64输入DMDB信号和电流持续信号ONDM，经过比较后输出变频控制信号DCC，并反馈到动态频率调节电路61。ONDM信号的高电平隔4个CLK周期出现一次，且高电平时间为PWM和DM信号高电平时间之和。

复制比例设置电路63输入调频信号I_NADJ，根据调频电流I_NADJ设置从分频信号CLKPO的高电平复制到DMDB信号的高电平的持续时间的复制比例。此复制比例设置为小于1:1。

脉冲宽度调制生成器65输入CLKPO信号和关断信号SP，据此产生PWM控制器134的PWM信号。

继续参考图6，CLKPO信号可为系统工作频率CLK的4分频信号，高电平占空比为25％，因此CLKPO信号的高电平时间T_CLKPOHO就是一个系统工作周期T_CLK。CLKPO信号可以直观地反映系统工作周期T_CLK，尽管这并非本发明的特定要求。SP为关断信号，DMDB为电平复制电路62的输出信号，ONDM的高电平时间T_ONDMHO为励磁时间和退磁时间之和T_CT，DCC信号为采样比较电路64的输出信号。T_DMDBHO为DMDB信号的高电平时间，T_ONDMHO为ONDM信号的高电平时间：当T_DMDBHO>T_ONDMHO时，采样比较电路64的输出信号DCC为“低”电平，通过动态频率调节电路61的系统时钟信号CLK的频率会变高，经过电平复制电路62，T_DMDBHO会减小；当T_DMDBHO<T_ONDMHO时，采样比较电路64的输出信号DCC为“高”电平，通过动态频率调节电路61的系统时钟信号CLK的频率会变低，经过电平复制电路62，T_DMDBHO会增加。系统会达到动态平衡状态，即T_DMDBHO＝T_ONDMHO。电平复制电路62的复制比例为K，由复制比例设置电路63设置。T_DMDBHO/T_CLKPOHO＝K，因此K＝T_CT/T_CLK。

图7是本发明一实施例的电平复制电路的电路图。参考图7所示，电平复制电路62可包括反相器71、第五PMOS管MP4、第七NMOS管MP6、电容C4、比较器72和RS触发器73。在T_CLKPOHO时间第五PMOS管MP4导通，以第一电流I_P2电流给节点VC充电；在T_DMDBHO时间第七NMOS管MP6导通，以第二电流I_N1电流给节点VC进行放电。第五PMOS管MP4和第七NMOS管MP6MN6不可以同时导通。VC信号与基准电压Vb1比较的结果作为RS触发器73的S端输入，关断信号SP作为RS触发器73的R端输入，RS触发器83的输出端Q的信号为DMDB。在T_CLKPOHO时间，给VC点充电时间段，C4电容上极板的电荷变化△V1*C4＝I_P2*T_CLKPOHO；在T_DMDBHO时间，给VC点放电时间段，电容C4上极板的电荷变化△V2*C4＝-I_N1*T_DMDBHO。因为△V1＝-△V2，所以I_P2*T_CLKPOHO＝I_N1*T_DMDBHO。系统达到平衡稳定状态时，T_CT＝T_DMDBHO，T_CLKPOHO＝T_CLK。

可以得到：

可以看出，K为第一电流与第二电流之比。举例，如上节K＝1/2，因此输出电流降低一倍，输出功率也降低一倍。

图8是本发明一实施例的复制比例设置电路的电路图。参考图7所示，复制比例设置电路63可包括第四NMOS管MN3、第五NMOS管MN4、第六NMOS管MN5，以及第三PMOS管MP2和第四PMOS管MP3。第四NMOS管MN3、第五NMOS管MN4、第六NMOS管MN5组成电流镜像电路。第三PMOS管MP2和第四PMOS管MP3组成电流镜像电路。复制比例设置电路63输出第一电流I_P2和第二电流I_N1。第一电流I_P2决定对图7所示电压节点VC的充电时间，第二电流I_N1决定电压节点VC的放电时间。如前文所述，第一电流I_P2和第二电流I_N1的比例决定复制比例K。

在电路中Ip为输入偏置电流，I_NADJ为电流采样电路50的输出信号。

因此复制比例K：

举例：若(W/L)_MN3＝(W/L)_MN4＝(W/L)_MN5，(W/L)_MP2＝(W/L)_MP3，I_NADJ＝(1/2)*I_P，那么K＝1/2。

即，假设第二电流I_N1与电流I_P1相等，则第一电流I_P2为电流I_P1与调频电流I_NADJ之差，从而也是第二电流I_N1与调频电流I_NADJ之差。当然，只要第一电流I_P2和第二电流I_N1中的一个与调频电流I_NADJ相关(正相关或者负相关)，即可让调频电流I_NADJ有调节复制比例的功能。

图9是图3所示电路的各信号波形示意图。结合参考图3和图9所示，CLK为系统时钟信号，CLKPO为系统频率4分频，高电平占空比为25％，输出电流Iout为LED电流波形。CLK下降沿，功率开关M1开启，储能电感L1励磁，Iout增加，PWM输出为高(H)。Iout达到峰值电流Ipeak，功率开关M1关闭，储能电感退磁，Iout降低，PWM输出为低(L)，退磁信号DM输出为H。当Iout＝0，DM输出L。ONDM信号的高电平时间为PWM和DM信号高电平时间之和，隔4个CLK周期出现一次。VC为电平复制电压信号，CLKPO信号上升沿触发VC从Vb1开始增加，CLKPO信号下降沿VC开始下降直到Vb1。VC电平复制是隔4个CLK周期操作。DMDB为电平复制检测信号，VC电压从高电压下降触发DMDB上升沿，VC电压下降到Vb1触发DMDB的下降沿。同样的，DMDB信号也是隔4个CLK周期操作。DCC为变频控制信号，DMDB下降沿晚于ONDM的下降沿，则DCC为L电平，从而CLK频率变高；DMDB下降沿早于ONDM的下降沿，则DCC为H电平，从而CLK频率变低。系统达到稳定状态时，DCC信号H/L电平相互转换，DMDB下降沿与ONDM下降沿动态对齐，CLK频率稳定。

在模拟调频功率调节中，系统时钟信号CLK的频率并不需要动态调节，只受调频电流I_NADJ影响。固定产品系统时钟信号CLK频率的OSC分频数，I_NADJ直接输入到时钟发生器133，降低OSC频率就能够改变系统频率CLK，实现调频功率调节。

图10是本发明一实施例的模拟功率调节电路的电路图。参考图10所示，该电路实质上为时钟发生器133的环形振荡器，包括第八NMOS管MN7、第九NMOS管MN8、第十NMOS管MN9、第十一NMOS管MN10、第六PMOS管MP5、第七PMOS管MP6、第八PMOS管MP7、电容C5和反相器101、102。

时钟信号OSC的周期是由电流I_P5给电容C5的充电时间和电流I_N2给电容C5的放电时间组成。当OSC高电平时，I_P5给电容C5充电；当OSC为低电平时，I_N2给电容C5放电。调频电流I_NADJ连接环形振荡器的偏置电流输入端，得到：

I_P4＝I_P3-I_NADJ (10)

当I_NADJ越大，I_P4越小，OSC频率越低；当I_NADJ越小，I_P4越大，OSC频率越高。因此可以通过改变ADJ引脚采样电流值，实现调频功率调节。

回到图3所示，在实际实施时，可以将时钟发生器133按照图10改造为模拟功率调节电路，同时在PWM控制器134中配置数字功率调节电路，从而使恒流驱动器130同时具备模拟和数字调节功能。当然，恒流驱动器130也可以只具有一种功能。考虑到数字调节功能的优势，恒流驱动器130优选地包含数字调节功能。另外，当恒流驱动器130同时具备模拟和数字调节功能时，这两个功能可以同时工作，也可以分阶段工作。同时工作时，调频电流I_NADJ会影响时钟信号OSC的频率，也同时会影响其到系统时钟信号CLK的分频数。分阶段工作时，调频电流I_NADJ在一个数值范围时会影响时钟信号到系统时钟信号CLK的分频数而不影响时钟信号OSC的频率，在另一数值范围时会时钟信号OSC的频率而不影响时钟信号到系统时钟信号CLK的分频数。

虽然本发明已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可作出各种等效的变化或替换，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。

Claims

1.一种负载的功率调节电路，包括：

动态频率调节电路，接收第一时钟信号和变频控制信号，根据所述第一时钟信号分频产生第二时钟信号；

电平复制电路，根据该第二时钟信号产生电平复制检测信号，其中将该第二时钟信号的高电平复制到该电平复制检测信号的高电平；以及

复制比例设置电路，根据调频电流设置从该第二时钟信号的高电平复制到该电平复制检测信号的高电平的持续时间的复制比例，其中该复制比例小于1:1；

采样比较电路，比较该电平复制检测信号和电流持续信号，从而产生该变频控制信号，并反馈到该动态频率调节电路；以及

PWM生成器，参考该第二时钟信号产生PWM信号。

2.如权利要求1所述的负载的功率调节电路，其特征在于，该复制比例设置电路提供第一电流和第二电流，该第一电流决定对电压节点的充电时间，该第二电流决定该电压节点的放电时间，该第一电流与该第二电流之一与该调频电流相关，且该第一电流和该第二电流的比例决定该复制比例。

3.如权利要求2所述的负载的功率调节电路，其特征在于，该电平复制电路包括反相器、第一晶体管、第二晶体管、电容、比较器、RS触发器和电压源，该反相器的输入端接收该第二时钟信号，该反相器的输出端连接该第一晶体管的栅极，该第一晶体管的源极连接该第一电流源，该第一晶体管的漏极与该第二晶体管的漏极均连接到该电压节点，该第二晶体管的源极连接该第二电流源，该电容连接在该电压节点和接地点之间，该比较器的正输入端连接该电压节点，负输入端连接该电压源，该RS触发器的S端连接该比较器的输出端，该RS触发器的R端连接关断信号，该RS触发器的Q端连接该第二晶体管的栅极，且输出该电平复制检测信号。

4.如权利要求1所述的负载的功率调节电路，其特征在于，该电流持续信号的高电平每个4个周期一次，且持续时间为该功率调节电路所在的电路驱动电路中电感的励磁时间和退磁时间之和。

5.如权利要求1所述的负载的功率调节电路，其特征在于，该采样比较电路根据该电平复制检测信号和基准信号的下降沿的先后顺序，决定该变频控制信号的电平。

6.如权利要求1所述的负载的功率调节电路，其特征在于，还包括时钟发生器，该时钟发生器包括环形振荡器，该环形振荡器输出该第一时钟信号，其中该环形振荡器的偏置电流输入端输入偏置电流且输出该调频电流，该调频电流调节该第一时钟信号的频率。

7.如权利要求1所述的负载的功率调节电路，其特征在于，该调频电流的不同数值范围分别触发该复制比例设置电路和该时钟发生器工作。

8.如权利要求1所述的负载的功率调节电路，其特征在于，该负载为发光二极管。

9.一种用于电流驱动电路的恒流控制器，包括PWM控制器，该PWM控制器包括如权利要求1-8任一项所述的功率调节电路。

10.如权利要求9所述的恒流控制器，其特征在于，包括功率调节引脚，该功率调节引脚通过电阻接地，该PWM控制器还包括电流采样电路，该电流采样电路从该功率调节引脚采集该调频电流。