CN103166604B

CN103166604B - 一种低功耗片内时钟产生电路

Info

Publication number: CN103166604B
Application number: CN201310032011.3A
Authority: CN
Inventors: 马寒玉; 马成炎; 乐建连
Original assignee: 殷明
Current assignee: HANGZHOU ZHONGKE MICROELECTRONICS Co.,Ltd.
Priority date: 2013-01-29
Filing date: 2013-01-29
Publication date: 2015-10-28
Anticipated expiration: 2033-01-29
Also published as: CN103166604A

Abstract

本发明公开一种低功耗的片内时钟产生电路，其构成包括基准电流源电路、频率选择电路和受控振荡电路，还包括整形电路。整形电路由比较器、两个级联限幅电路和反相器链组成，用来对输出的振荡信号波形限幅整形，降低功耗，输出时钟信号。基准电流源电路产生一个不随电源电压及温度变化的基准电流，提供频率选择电路的多支路镜像电流源和数字控制电路受控汇总电流，输入到受控振荡电路，改变受输入电流控制的弛豫振荡器的频率，实现输出时钟信号频率可配置的功能。本发明可用于各种无线收发射频芯片中的唤醒电路、传感器接口电路和数据转换电路中的片内时钟产生电路，尤其适用于温度和电源电压变化范围宽以及低功耗要求高的场合。

Description

一种低功耗片内时钟产生电路

技术领域

本发明属于集成电路领域，涉及一种时钟产生电路，尤其涉及一种低功耗片内时钟产生电路，可应用于无线射频收发芯片中需要低功耗工作的唤醒电路，也可应用于传感器中，作为传感器接口的ADC采样时钟电路。

背景技术

近年来，随着集成电路制造水平的不断提高，芯片尺寸不断减小，各种便携式设备不断出现，而这些便携式设备基本上都是电池供电的，为了延长设备的使用时间，这就对电路的功耗提出了苛刻的要求。时钟产生电路是集成电路设计的重要部分，所以设计出一个低功耗的时钟产生电路在有低功耗要求的芯片中变得尤为重要。

在集成电路芯片中一般有两种时钟产生技术，一种是采用芯片外部的时钟，另一种即采用片内时钟产生电路。采用芯片外部的时钟时，通常需要一个额外的片外晶振来提供精准的时钟源，但这无形中增加了电路元件，导致系统成本升高、集成度下降，同时驱动这个晶振需要消耗大量的能量，额外增加了功耗。采用片内时钟产生电路时，可以省去很多片外元件，有效降低系统的功耗，同时也可使系统集成度大大提高。

在传统的片内时钟产生电路中，大多采用环形振荡器。但由于CMOS工艺中各种参数对温度和电源电压的变化比较敏感，使得片内时钟的输出振荡频率不稳定，导致精度受限，虽然有些文献中采用补偿电路有效提高了时钟输出振荡频率的稳定性，但功耗大量增加，不适合用作片内时钟。

已有技术专利，申请号为CN201220098731.0，名称为无晶振CMOS时钟产生电路，电路单元包括数控振荡器、电平转换模块、可编程分频器、占空比校正电路、频率锁定模块和非挥发性存储器，所述的时钟产生电路可以使得电路的体积更小功耗更低，且可以利用低成本的CMOS技术在芯片内实现，从而提高了系统的集成度以及稳定性，降低了系统实现成本。

已有技术的片内时钟产生电路存在时钟频率随电源电压和温度变化偏差大、功耗较大，功耗电流大于1 uA的缺陷。

根据无线电通信技术发展的需求，有必要设计一种基本不随电源电压和温度的变化而变化的低功耗的片内时钟产生电路。

发明内容

本发明的目的是克服现有的传统技术的不足，提供一种低功耗的片内时钟产生电路，它能够改善时钟频率随电源电压和温度变化偏差大的问题，同时电路的功耗也极小，功耗电流小于 1 uA。该电路适用于电源电压变化范围大，芯片工作温度变化大的场合，同时可配置的输出时钟频率也有利于兼容不同系统不同输入信号频率的要求，这样可以更好的减少硬件和功耗开销，提高整个系统的成本，优化系统设计。

本发明目的通过以下的技术方案来实现。

一种低功耗的片内时钟产生电路，该时钟产生电路的构成包括一个基准电流源电路、一个频率选择电路和一个受控振荡电路，其在于还包括一个整形电路；

所述的整形电路包括比较器、级联连接的两级限幅电路和一个反相器链；比较器的输入端连接受控振荡电路的振荡信号输出端，比较器的输出端连接第一级限幅电路输入端，第二级限幅电路的输出端连接反相器链的输入端，反相器链的输出端输出时钟信号；整形电路输入端连接受控振荡电路的振荡输出端，用于对振荡电路输出的波形进行整形，其输出为标准的矩形波，它是低功耗片内时钟产生电路输出的时钟信号，用于为其他电路提供一个参考时钟信号；

所述基准电流源电路的输出端连接频率选择电路，用于将其产生的不随电压和温度变化的基准电流，提供给频率选择电路；

所述频率选择电路有一个基准电流输入端和一个电流输出端，其输入端注入基准电流源电路产生的基准电流，其输出端连接受控振荡电路的电流输入端，其输出端还连接整形电路比较器的参考电流端；频率选择电路的输出电流的大小为可配置的；

所述受控振荡电路有一个控制电流输入端和一个振荡信号输出端；其控制电流输入端连接连接频率选择电路的电流输出端，频率选择电路给受控振荡电路提供一个可配置的输入电流，其振荡信号输出端连接整形电路比较器的信号输入端；用于受输入电流控制实现振荡频率的改变。

所述的时钟产生电路，其在于所述比较器的电路结构为不带频率补偿的两级运算放大器；第一级比较器是差分输入单端输出的差分放大器结构，其输入端连接受控振荡电路的振荡信号输出端，其输出端连接第二级比较器的输入端，第二级比较器是电流源为负载的共源放大器结构；所述比较器用于将受控振荡电路的振荡输出信号转化为数字逻辑电平。

所述的时钟产生电路，其在于所述级联连接的两级限幅电路为两级电路结构相同的输出电压限幅电路，第一级限幅电路和第二级限幅电路都包括由一个NMOS管和一个PMOS管构成的反相器以及采用二极管连接方式的NMOS管和PMOS管，用于驱动后级的反相器链，由于二极管连接的NMOS管和PMOS管的钳位作用，使得限幅电路的输出电压摆幅减小，从而降低了电路的功耗。

所述的时钟产生电路，其在于所述反相器链由M个级联连接的反相器组成；M个反相器的结构相同，但反相器管子尺寸按级联顺序逐级增加，相应反相器的驱动能力随之逐级增加；M的取值范围为3～8，通过选择反相器链接个数的Ｍ值，实现反相器链驱动能力的调整，使反相器链的输出为标准的时钟信号，用来作为其他电路的时钟参考信号。

所述的时钟产生电路，其在于所述基准电流源电路为可补偿的基准电流源电路，它由一个启动电路和一个基准电流产生电路构成；其中：

所述的启动电路由一个电容C1以及第一PMOS管M1和第二PMOS管M2组成，M1管源极与M2管栅极相连并接C1的一端，M1管栅极和C1的一端接地，M1管和M2管漏极连接电源；用于上电时使基准电流产生电路摆脱简并偏置状态；电路启动时，由于电容C1上的电压不能突变，两个PMOS管M1和M2同时导通，第一个PMOS管M1会向电容C1充电，同时第二个PMOS管M2向基准电流产生电路注入不为零电流使其摆脱简并偏置状态。随着时间的推移，电容C1上的电压被充到一定值时，第二个PMOS管M2先截止，同时第一个PMOS管M1继续向电容C1充电直到电容上的电压达到电源电压时，第一个PMOS管M1截止，完成整个启动过程。

所述基准电流产生电路为电压与温度补偿型结构，由基准电流产生电路的主电路和简单差分放大器组成，用来产生不随电压和温度变化的基准电流源；其中

基准电流产生电路的主电路由MOS管M3、M6、M7、M8、M9、M12、M13构成；简单差分放大器是差分输入单端输出运算放大器，它由MOS管M4、M5、M10和M11构成；主电路321工作在亚阈值区的M3管和M6管的栅极对应连接简单差分放大器322的M4管和M5管的栅极，主电路321的M9栅极连接简单差分放大器322的M10的源极；M6管的尺寸是M3管尺寸的k1倍；M9、M12和M113管工作于于饱和区，三管的尺寸相同；M7管、M8管工作于饱和区，M7管的尺寸是M8管尺寸的k2倍；管尺寸比值k1的取值范围为2～6，k2的取值范围为2～6；通过合理选择管的尺寸和k1、k2的取值，用于获得不随温度变化的基准电流；简单差分放大器用于屏蔽电源电压的影响，使得产生的基准电流值不随电源电压变化；基准电流源电路用于产生一个参考镜像电流，从Vref端输出。

所述的基准电流产生电路为电压与温度补偿型结构，电路中不需要电阻，也不需要片外的电阻。通过合理选择基准电流产生电路的主电路管M1、M4、M5、M6、M7、M10、M11的尺寸，可以调整电路产生的电流值。电流值大小的表达式为：，

式中，μ₀是参考温度T₀下的电子迁移率，U_T0为T₀下的热电压，K_eff为由k1、k2决定的常数，m为一个介于1.5到2的常数，由于指数因子2-m很小，电路表现出良好的温度特性。管M2、M3、M8、M9四个管子构成一个简单差分放大器，用来屏蔽电源电压的影响，使得产生的电流值不随电源电压变化。

所述的时钟产生电路，其在于所述频率选择电路由多支路镜像电流源和数字控制电路组成；其中

所述多支路镜像电流源为可配置的电路结构，它包括1个固定导通的镜像电流源支路和N个可配置的镜像电流源支路；（N+1）个可配置的镜像电流源支路的输入端都连接基准电流源电路的参考镜像电流输出端Vref；N的取值范围为4～12的整数；由外部的数字控制信号进行配置，用于调整频率选择电路的输出电流，从而改变受控振荡电路的输入电流大小，实现选择振荡频率的目的；固定导通镜像电流源提供一路固定的输出电流；N个支路镜像电流源的公共并接端连接基准电流源电路的镜像输出端，N个支路镜像电流源的另一端对应连接多路选择开关的一路开关端，其N个支路镜像电流源的通断受数字控制电路的多路选择开关电路控制；

所述数字控制电路包括多路选择开关和一个NMOS电流汇总管；多路选择开关由N个PMOS开关管构成，N个PMOS开关管的栅极连接N个控制信号，N个控制信号受来自片外的数字控制信号源控制；N个PMOS开关管的源极对应连接N个镜像电流源的输出端，N个PMOS开关管的漏极并联的公共端连接NMOS电流汇总管的源极；NMOS电流汇总管为二极管连接结构，其漏极接地，其基极连接源极和多路选择开关电路的公共端，该公共端为频率选择电路的输出端；数字控制电路将受控导通的各个镜像电流源支路的电流相加，实现可配置的频率选择电路的输出电流为导通的镜像电流源支路的电流汇总之和。频率选择电路采用N bit数字控制字控制多路电子开关，实现基准电流可配置输出，使得外部电路通过配置控制灵活的改变振荡电路输出的振荡信号，适用于多种不同的应用场合。

所述的时钟产生电路，其在于所述N个支路镜像电流源为相同的电路构成，但N个镜像管尺寸的比例不同，按二进制加权比例缩放；N个支路镜像电流源的参考电流端连接基准电流产生电路的参考电流输出端，用于实现N个支路镜像源汇总成一组最大为N位的二进制加权电流输出。

所述的时钟产生电路，其在于所述受控振荡电路为电流控制的弛豫振荡器，它由栅极交叉耦合对管M4和M5，电流镜像管NMOS管M1、M2、M3和PMOS管M6，充放电的电容C2以及PMOS管M7~M10四个管子构成的对称负载组成；其输入端VB的输入电流为频率选择电路输出的基准电流；NMOS管M4和M5的漏极端分别为受控振荡电路的振荡信号差分输出端PV和VN；PMOS管M6、M7和M10为二极管连接结构；通过改变输入电流，改变对称负载的等效电阻，从而改变振荡电路的振荡频率。当输入的电流值增加时，对称负载的等效电阻减小，振荡电路的振荡频率增加；当输入的电流值减小时，对称负载的等效电阻增加，振荡电路的振荡频率减小，通过调整电容C2的取值能改变振荡电路的振荡频率，若振荡频率为几K Hz~几百KHz，作为优选，电容C2的取值为100fF~10pF。

本发明的一种低功耗的片内时钟产生电路，其构成包括基准电流源电路、频率选择电路和受控振荡电路，还包括整形电路。整形电路由比较器、两个级联限幅电路和反相器链组成，用来对输出的振荡信号波形限幅整形，降低功耗，输出时钟信号。基准电流源电路产生一个不随电源电压及温度变化的基准电流，提供频率选择电路的多支路镜像电流源和数字控制电路受控汇总电流，输入受控振荡电路，受输入电流控制调整弛豫振荡频率，实现输出时钟信号频率可配置的功能。本发明可用于各种无线收发射频芯片中的唤醒电路、传感器接口电路和数据转换电路中的片内时钟产生电路，尤其适用于温度和电源电压变化范围宽以及低功耗要求高的场合。

本发明的实质性效果：

1、本发明的低功耗的片内时钟产生电路，功耗电流小于1uA，适合于需要低功耗的便携式设备，尤其适合于无线收发器中的唤醒电路。

2、本发明的低功耗片内时钟产生电路，具有宽电源电压性能，适用于电源电压变化大的场合，适合于电池供电、长时间使用的设备。

3、本发明的低功耗片内时钟产生电路，具有不随温度变化的性能，适合于环境温度变化大的场合。

4、本发明的低功耗的片内时钟产生电路片内集成，不需要片内电阻和外加元件，所需芯片面积小，提高了系统的稳定性和集成度。

5、本发明的频率选择电路采用N bit数字控制字控制多路电子开关，实现基准电流可配置输出，使得外部电路通过配置控制灵活的改变振荡电路输出的振荡信号，适用于多种不同的应用场合。

附图说明

图1a为本发明实施例的低功耗片内时钟产生电路的构成框图；图1b为本发明实施例N为4的低功耗片内时钟产生电路的构成框图；

图1a、1b中：11—基准电流源电路，111—启动电路，112—基准电流产生电路；12—频率选择电路，121、123—多支路镜像电流源，122、124—数字控制电路，1210—固定导通镜像电流源，1211～121N—N个支路镜像电流源；13—受控振荡电路；14—整形电路，141—比较器，142—两级限幅电路，143—反相器链。

图2为本发明实施例的整形电路的结构框图；

图2中，21—比较器，22—限幅电路，221—第一限幅电路、222—第二限幅电路，23—反相器链，231～23M—M个级联反相器，VP、VN—整形电路的差分输入信号，Vclock—时钟信号输出端。

图3为本发明实施例的基准电流源电路原理图；

图3中，31—启动电路，32—基准电流产生电路，321—简单的差分输入单端输出运算放大器；Vref—参考镜像电流输出端。

图4为本发明实施例的N为7的频率选择电路的构成电路图；

图4中，41—8支路镜像电流源，41—带7路电子开关的电流汇总电路，V1～V7—7路电子开关数字控制端，Vref—参考镜像电流输入端，VB—频率选择电路输出端。

图5为本发明实施例的受控振荡电路的电路构成图；

图5中，VB—频率选择电流输入端， VP、VN—受控振荡电路的差分振荡输出。

图6为本发明实施例的整形电路中的比较器的电路组成框图；

图6中，VB—输入参考电压端，VP、VN—差分对输入端，Vout1—比较器输出端。

图7为本发明实施例的两级限幅电路的电路组成图；

图7中，Vout1—第一限幅电路的输入端， Vout2—第二限幅电路的输出端。

图8为本发明实施例的M=4的反相器链的结构框图；

图8中，V2—反相器链的输入信号， Vclock—时钟信号输出端。

具体实施方式

下面通过实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体说明。

图1a和图1b给出本发明低功耗的片内时钟产生电路的结构框图，图1a 所示的只是差分结构时钟产生电路的单路电路图。低功耗片内时钟产生电路由基准电流源电路11、频率选择电路12、受控振荡电路13以及整形电路14构成。基准电流源电路11由基准电流产生电路111和启动电路112组成。启动电路用于上电时将基准电流产生电路摆脱简并状态进入到正常工作状态。频率选择电路12包括多支路镜像电流源121和数字控制电路122；其中多支路镜像电流源121由固定支路镜像电流源1210以及第一支路镜像电流源1211、……和第N支路镜像电流源121N组成，它们的电流大小都镜像于基准电流产生电路112的基准电流；数字控制电路122包括多路选择电子开关阵列和一个电流汇总管。控制多路选择电子开关阵列的控制信号来自外部的数字控制字，该外部的数字控制字为N位控制字，控制SW1～SWn的N个电子开关的通断，用以控制N个支路镜像电流源的电流输出。固定支路镜像电流源1210一直导通有固定电流输出，电流汇总管将（N+1）个镜像电流源支路中导通支路输出的电流相加，用于作为基准电流送到受控振荡电路和整形电路。受控振荡电路13为一个电流控制的弛豫振荡器，它由频率选择电路为其提供基准电流，受控振荡电路13输出差分振荡信号。整形电路14由串联连接的比较器141、限幅电路142以及反相器链143组成，比较器141用来将受控振荡电路13的差分振荡输出转化为数字逻辑电平，限幅电路142用来降低电路的功耗，反相器链由多级反相器级联组成，用来增加电路的驱动能力。

图1b给出本发明低功耗的片内时钟产生电路的结构框图，图1b所示的是七个支路和六路选择电子开关实施例的时钟产生电路的单路电路图。频率选择电路12包括七支路镜像电流源123和数字控制电路124；其中多支路镜像电流源123由固定支路镜像电流源1210以及第一支路镜像电流源1211、……和第6支路镜像电流源1216组成，它们的电流大小都镜像于基准电流产生电路112的基准电流；数字控制电路124包括六路选择电子开关阵列和一个电流汇总管。控制多路选择电子开关阵列的控制信号来自外部的数字控制字，该外部的数字控制字为六位控制字，控制SW1～SW6的六个电子开关的通断，用以控制六个支路镜像电流源的电流输出。固定支路镜像电流源1210一直导通有固定电流输出，电流汇总管将（6+1）个镜像电流源支路中导通支路输出的电流相加，用于作为基准电流送到受控振荡电路和整形电路。

第二实施例

图2给出了本发明实施例的整形电路14的结构框图，它由比较器21、限幅电路22以及反相器链23组成。限幅电路22由级联的第一限幅电路221和第二限幅电路222构成，反相器链23由M个级联的反相器组成，M个反相器分别为231、232、……、23N。VP、VN为整形电路的差分输入信号端，接收控振荡电路13的差分振荡输出；Vclock为整形电路输出端，也是整个低功耗片内时钟产生电路的时钟信号输出，输出的时钟信号用来作为其他电路的参考时钟信号。

第三实施例

图3给出了本发明实施例的基准电流源电路的电路组成图；基准电流源电路11由启动电路31和基准电流产生电路32组成。启动电路31由一个电容C1和两个PMOS管M1、M2组成。启动电路31连接到基准电流产生电路32。上电时，电源电压从零开始升高时，当电源电压上升到一定值时，M1、M2管导通，此时M2管向基准电流产生电路32的主电路注入一定的电流，使基准电流产生电路32摆脱简并偏置点进入到正常的工作状态，同时M1管向电容C1充电。随着电容充电的进行，当C1上的电压值增大，达到使M2管截止时，M1管不在导通，启动电路完成启动过程。

所述的基准电流产生电路32包括M3~M13共11个管，由基准电流产生电路的主电路321和简单差分放大器322组成，它为电压与温度补偿型结构，用来产生不随电压和温度变化的基准电流源，电路中不需要电阻，片外也不需要电阻。NMOS管M6、M7和M8以及PMOS管M3、M9、M12和M13构成基准电流产生电路的主电路32，M3管和M6管工作在亚阈值区，M6管的尺寸是M3管尺寸的2倍；M9、M12和M13管的尺寸相同，工作于于饱和区；M7、M8管工作于饱和区，M7管的尺寸是M8管尺寸2倍，M7的作用相当于一个电阻，这个电阻的温度系数与电子载流子的漂移速度的温度系数相反，通过合理的选择管尺寸并使该电阻值抵消掉载流子的影响而获得一个不随温度变化的电流。NMOS管M4、M5以及PMOS管M10、M11四管构成一个简单差分放大器322，用来屏蔽电源电压的影响，使得产生的电流值不随电源电压变化。基准电流源电路的输出端Vref产生一个输出电流，为频率选择电路13提供参考镜像电流。

第四实施例

图4给出了本发明N为7实施例的频率选择电路的电路组成图，它由N为7的8支路镜像电流源41和带7路电子开关和电流汇总电路的数字控制电路42组成。PMOS管M0～M7构成N为7的8支路镜像电流源，它们的电流大小都镜像于基准电流产生电路32输出的参考镜像电流，管M0～M7的沟道长度相同，管M0和M1的宽度相同，管M1～M7的宽度按指数倍增，管M0～M7的宽度的比为1:1:2:4:8:16:32:64。管M8～M14组成一个7位的可配置PMOS开关管阵列，V1～V7为7个数字控制字，分别控制着这七个PMOS管 M8～M14开关的导通或关断。其中由M0管构成的固定镜像电流源支路是一直连通的，V1控制着由M1管构成的第一支路镜像电流源的通断，V2控制着由M2管构成的第二支路镜像电流源的通断，依此类推，V7控制着由M7管构成的第七支路镜像电流源的通断。NMOS管M15为一个电流汇总管，它将（1+7）条镜像电流源支路中导通支路的电流汇总相加于VB端，从VB端将这个汇总电流输出，用来作为受控振荡电路和整形电路的基准电流。频率选择电路采用7bit数字控制字控制多路电子开关，实现基准电流可配置输出，使得外部电路通过配置控制灵活的改变振荡电路输出的振荡信号，适用于多种不同的应用场合。

第五实施例

本发明实施例的受控振荡电路构成如图5所示，它采用的是电流控制的弛豫振荡器，它由栅极交叉耦合对管M4和M5，电流镜像NMOS管M1、M2、M3和PMOS管M6，充放电的电容C2以及PMOS管M7~M10四个管子构成的对称负载组成；其电流输入端VB连接频率选择电路12输出的基准电流；NMOS管M4和M5的漏极端分别为受控振荡电路13的振荡信号差分输出端VP和VN，VP和VN连接到整形电路14的输入端；通过调整输入VB的电流，可以改变受控振荡电路的输出震荡频率，当输入VB的电流值增加时，振荡频率增高，当输入的电流值减小时，振荡频率降低。

第六实施例

图6给出了本发明实施例整形电路中比较器的电路组成图。比较器21采用一个两级的比较器电路结构，两级比较器是不带频率补偿的简单两级运算放大器，第一级比较器是差分输入单端输出的差分放大器结构，第二级比较器是电流源为负载的共源放大器结构；所述比较器用于将受控振荡电路的振荡输出信号转化为数字逻辑电平。VB为比较器21的参考电压输入端，它连接频率选择电路12的输出端VB；VP和VN为比较器21的差分信号输入端，VP和VN两端对应连接受控振荡电路13的差分振荡输出端，Vout1为比较器21的输出端。比较器21的第一级运算放大器由NMOS管M1、M3和M4以及PMOS管M5、和M6组成，为一个差分输入单端输出的差分放大器。比较器21的第二级放大器是由NMOS管M2和PMOS管M7组成的一个电流源为负载的共源放大器结构，PMOS管M7为放大管。NMOS管M1和M2为两个镜像电流源，两个镜像电流源镜像的基准电流都是频率选择电路12输出的基准电流。比较器21的输出端Vout1连接两级级联限幅电路22的输入端。

第七实施例

本发明实施例的整形电路中限幅电路32的电路组成图，参见图7所示，它由两级级联限幅电路组成，第一级与第二级限幅电路构成完全相同，都是由一个NMOS管和一个PMOS管构成的反相器以及由NMOS管组成的二极管和PMOS管组成的二极管组成。由于比较器21的输出不是标准的数字逻辑电平，电平翻转的斜率不够陡峭，比较器直接连接反相器链时输出信号幅度大而且功耗过大。限幅电路能有效降低电路静态功耗，本实施例的每级限幅电路实为一个反相器，使得其输出信号的翻转斜率基本与数字信号相同，驱动反相器链无需增加静态功耗。下面以第一级限幅电路221为例，第一级限幅电路包括NMOS管M1和M3以及PMOS管M5和M7，由于二极管连接的NMOS管M1和PMOS管M7的钳位作用，使得输出幅度受到限制，输出信号近于数字信号，从而有效降低输出信号摆幅，显著减小电路功耗。两级级联限幅电路22的输入端Vout1连接第一级限幅电路M3和M5并接的栅极，第一级限幅电路M3管的漏极和M5管源极并接的输出端连接第二级限幅电路M4和M6并接的栅极，第二级限幅电路M4管漏极和M6管源极并接的输出端Vout2连接反相器链的输入端。

第八实施例

图8给出了本发明实施例的M=4的反相器链23的电路组成图，它由四个反相器81、82、83和84级联构成。四级反相器的驱动能力逐级增强，第一级反相器81的驱动能力最弱，第二级反相器82的驱动能力次弱，第三极反相器83的驱动能力中等，最后第四级反相器84的驱动能力最强，用来驱动外部电路。四级反相器的驱动能力是通过逐级增加反相器对管尺寸的宽长比来实现的，第一级反相器81的对管尺寸的宽长比最小，最后一级的反相器84的对管尺寸的宽长比最大，四级反相器对管尺寸的宽长比分别为1：2：4：8。以第一级反相器81为例，第一级反相器81由反相器对管NMOS管M1和PMOS管M5组成， M1管和M5管的栅极并接连到输入端Vout2，M1管和M5管的漏极并接连到输出端，M1管的源极接地，M5管的源极接电源。四级反相器依次级联，第四级反相器84的输出端Vclock，就是时钟产生电路的输出端，为片外其它电路提供时钟信号。

如果输出时钟信号驱动的外部电路比较多，片内时钟产生电路的负载很大，还可以继续增加反相器链的级数M来增加电路的驱动能力或者采用时钟树结构。

本发明的低功耗的片内时钟电路与已有技术的片内时钟产生电路经过晶片测试验证，温度和电源电压变化稳定性以及低功耗性能对比实验数据列于表1中。

表1

本领域技术人员都能从表 1数据中得出已有技术片内时钟电路存在时钟频率随电源电压和温度变化偏差大、功耗较大，功耗电流大于1 uA的缺陷，而本发明的低功耗的片内时钟电路的上述性能显著优于已有技术片内时钟电路。

本发明实施例可应用于无线射频收发器以及需要低功耗工作的唤醒电路。无线射频收发系统大多都是采用电池供电，这种供电方式要求无线通信芯片正常时候大部分是不工作的，通过内置的唤醒电路与外部进行通信，如有需要再通过内部的唤醒电路唤醒整个芯片进行信号处理，唤醒电路需要对输入信号进行简单的处理，尤其是需要确定当前输入信号的频率是否所需要的频率，这种处理方式就需要芯片或是外部提供一个基准时钟电路进行比较，由于唤醒电路是一直工作的，这就要求基准时钟电路的功耗很低很低，本领域技术人员可以清楚的看到，本发明的低功耗的片内时钟电路作为时钟产生电路，具有很好的低噪声性能。

本领域技术人员可以理解，在不背离本发明广义范围的前提下，对上述实施例作出若干改动。因而，本发明并不仅限于所公开的特定实施例。其范围应当涵盖所附权利要求书限定的本发明核心及保护范围内的所有变化。

Claims

1.一种低功耗的片内时钟产生电路，该时钟产生电路的构成包括一个基准电流源电路、一个频率选择电路和一个受控振荡电路，其特征在于：还包括一个整形电路；

所述级联连接的两级限幅电路为两级电路结构相同的输出电压限幅电路，第一级限幅电路和第二级限幅电路都包括由一个NMOS管和一个PMOS管构成的反相器以及采用二极管连接方式的NMOS管和PMOS管，用于驱动后级的反相器链，由于二极管连接的NMOS管和PMOS管的钳位作用，使得限幅电路的输出电压摆幅减小，从而降低了电路的功耗；

所述基准电流源电路为可补偿的基准电流源电路，它由一个启动电路和一个基准电流产生电路构成，基准电流产生电路为电压与温度补偿型结构；基准电流源电路的输出端连接频率选择电路，用于将其产生的不随电压和温度变化的基准电流，提供给频率选择电路；

所述受控振荡电路有一个控制电流输入端和一个振荡信号输出端；其控制电流输入端连接频率选择电路的电流输出端，频率选择电路给受控振荡电路提供一个可配置的输入电流，其振荡信号输出端连接整形电路比较器的信号输入端；用于受输入电流控制实现振荡频率的改变。

2.根据权利要求1所述的时钟产生电路，其特征在于：所述比较器的电路结构为不带频率补偿的两级运算放大器；第一级比较器是差分输入单端输出的差分放大器结构，其输入端连接受控振荡电路的振荡信号输出端，其输出端连接第二级比较器的输入端，第二级比较器是电流源为负载的共源放大器结构；所述比较器用于将受控振荡电路的振荡输出信号转化为数字逻辑电平。

3.根据权利要求1所述的时钟产生电路，其特征在于：所述的反相器链由M个级联连接的反相器组成；M个反相器的结构相同，但反相器管子尺寸按级联顺序逐级增加，相应反相器的驱动能力随之逐级增加；M的取值范围为3～8，通过选择反相器链接个数的Ｍ值，实现反相器链驱动能力的调整，使反相器链的输出为标准的时钟信号，用来作为其他电路的时钟参考信号。

4.根据权利要求1所述的时钟产生电路，其特征在于：所述基准电流源电路的启动电路由一个电容C1以及第一PMOS管M1和第二PMOS管M2组成，M1管源极与M2管栅极相连并接C1的一端，M1管栅极和C1的另一端接地，M1管和M2管漏极连接电源；用于上电时使基准电流产生电路摆脱简并偏置状态；

所述基准电流产生电路由基准电流产生电路的主电路和简单差分放大器组成，用来产生不随电压和温度变化的基准电流源；其中

基准电流产生电路的主电路由MOS管M3、M6、M7、M8、M9、M12、M13构成；简单差分放大器是差分输入单端输出运算放大器，它由MOS管M4、M5、M10和M11构成；主电路(321)工作在亚阈值区的M3管和M6管的栅极对应连接简单差分放大器(322)的M4管和M5管的栅极，主电路（321）的M9栅极连接简单差分放大器（322）的M10的源极；M6管的尺寸是M3管尺寸的k1倍；M9、M12和M113管工作于饱和区，三管的尺寸相同；M7管、M8管工作于饱和区，M7管的尺寸是M8管尺寸的k2倍；管尺寸比值k1的取值范围为2～6，k2的取值范围为2～6；通过合理选择管的尺寸和k1、k2的取值，用于获得不随温度变化的基准电流；简单差分放大器用于屏蔽电源电压的影响，使得产生的基准电流值不随电源电压变化；基准电流源电路用于产生一个参考镜像电流，从Vref端输出。

5.根据权利要求1所述的时钟产生电路，其特征在于：所述频率选择电路由多支路镜像电流源和数字控制电路组成；其中

所述数字控制电路包括多路选择开关和一个NMOS电流汇总管；多路选择开关由N个PMOS开关管构成，N个PMOS开关管的栅极连接N个控制信号，N个控制信号受来自片外的数字控制信号源控制；N个PMOS开关管的源极对应连接N个镜像电流源的输出端，N个PMOS开关管的漏极并联的公共端连接NMOS电流汇总管的源极；NMOS电流汇总管为二极管连接结构，其漏极接地，其基极连接源极和多路选择开关电路的公共端，该公共端为频率选择电路的输出端；数字控制电路将受控导通的各个镜像电流源支路的电流相加，实现可配置的频率选择电路的输出电流为导通的镜像电流源支路的电流汇总之和。

6.根据权利要求5所述的时钟产生电路，其特征在于：所述N个支路镜像电流源为相同的电路构成，但N个镜像管尺寸的比例不同，按二进制加权比例缩放；N个支路镜像电流源的参考电流端连接基准电流产生电路的参考电流输出端，用于实现N个支路镜像源汇总成一组最大为N位的二进制加权电流输出。

7.根据权利要求1或2或5所述的时钟产生电路，其特征在于：所述受控振荡电路为电流控制的弛豫振荡器，它由栅极交叉耦合对管M4和M5，电流镜像管NMOS管M1、M2、M3和PMOS管M6，充放电的电容C2以及PMOS管M7~M10四个管子构成的对称负载组成；其输入端VB的输入电流为频率选择电路输出的基准电流；NMOS管M4和M5的漏极端分别为受控振荡电路的振荡信号差分输出端VP和VN；PMOS管M6、M7和M10为二极管连接结构；通过改变输入电流，改变对称负载的等效电阻，从而改变振荡电路的振荡频率；通过调整电容C2的取值能改变受控振荡电路的振荡频率。

8.根据权利要求7所述的时钟产生电路，其特征在于：所述的受控振荡电路的电容C2为充放电的电容；电容C2的取值根据应用场合、时钟频率的不同而调整，若振荡频率为几K Hz~几百KHz，电容C2的取值为100fF~10pF。