CN114430263A - 一种振荡器 - Google Patents

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Abstract

一种振荡器，用以提供低相位噪声，包括：谐振单元、交叉耦合的电流源单元、和耦合在电流源单元和谐振单元之间的正反馈单元；谐振单元，用于产生具有第一振荡频率的差分振荡信号；正反馈单元用于接收差分振荡信号，并对差分振荡信号做增益增强得到差分输出振荡信号；电流源单元，用于为谐振单元和正反馈单元提供可调偏置电流。由于电流源单元为正反馈单元和谐振单元提供可调偏置电流，并与正反馈单元构成Gm‑boosted结构，使得正反馈单元能够对接收到的差分振荡信号做增益增强得到差分输出振荡信号，因此，可以在保证振荡器正常启动的条件下，通过减小偏置电流，降低振荡器的功耗。

Description

一种振荡器
技术领域
本发明实施例涉及电子技术领域，尤其涉及一种振荡器。
背景技术
振荡器作为电子系统的重要单元之一，其应用范围非常广泛。通常振荡器的功耗和相位噪声是衡量振荡器性能的主要参数，所以具有低功耗、低相位噪声的振荡器一直是被长期研究的课题。
现有技术中，提供一种Cross coupled(交叉耦合)负阻振荡器(以下简称振荡器)，如图1a所示，该振荡器包括：谐振单元10以及与谐振单元10连接的交叉互补有源单元11。其中，谐振单元10用于产生具有一定振荡频率的振荡信号；交叉互补有源单元11用于补偿谐振单元10的能量消耗，以使得谐振单元10输出稳定的振荡信号。
振荡器的相位噪声计算公式为：
Figure BDA0003427435020000011
其中，Δω表示振荡器所处理或生成的载波的频偏，
Figure BDA0003427435020000012
表示电流噪声的功率谱密度，
Figure BDA0003427435020000013
表示Γeff(ωt)函数的均方根值，qmax表示电流噪声源的最大电荷量。
Γeff(ωt)＝Γ(ωt)×α(ωt) (2)
Γ(ωt)为ISF(脉冲敏感函数，Impulse Sensitivity Function)，α(ωt)为相位随时间变化的NMF(噪声调制函数，Noise-modulating Function)，ISF描述的是在某个时间点，在某个节点上注入单位脉冲电流而引发的输出信号的相位的偏移程度。由于上述如图1a所示的Cross coupled负阻振荡器产生的振荡信号的波形为正弦波，因此，通过在不同时间点向该Cross coupled负阻振荡器中注入单位脉冲电流，再进行仿真得到如图1b所示的该Cross coupled负阻振荡器的ISFeff(即公式(2)中的Γeff(ωt))函数曲线。从图1b中可以看出ISFeff的值在一个振荡周期(2π)中只有π/2时间段(即3π/2到2π)为0，其余3π/2时间段(即0到3π/2)均不为0。所以结合公式(1)和(2)可知，在一个振荡周期中，该Cross coupled负阻振荡器的相位噪声比较大，因此，该Cross coupled负阻振荡器的相位噪声性能比较差。
发明内容
本发明实施例提供一种振荡器，能够达到低功耗的性能要求。
第一方面，本发明实施例提供一种低功耗低相位噪声的振荡器，包括：谐振单元、交叉耦合的电流源单元、和耦合在电流源单元和谐振单元之间的正反馈单元；该谐振单元，用于产生具有第一振荡频率的差分振荡信号；该正反馈单元，用于接收上述差分振荡信号，并对上述差分振荡信号做增益增强得到差分输出振荡信号；电流源单元，用于为上述谐振单元和上述正反馈单元提供可调偏置电流。
本发明实施例提供一种振荡器，由于电流源单元可以为正反馈单元和谐振单元提供可调偏置电流，并与正反馈单元构成Gm-boosted(跨导增强)结构，使得正反馈单元能够对接收到的差分振荡信号做增益增强得到差分输出振荡信号，因此，可以在保证振荡器正常启动的条件下，通过减小偏置电流，降低本发明实施例提供的振荡器的功耗。
结合第一方面，在第一方面的第一种可能实现方式中，上述谐振单元，还用于经正反馈单元将差分振荡信号输出到上述电流源单元；电流源单元，还用于根据谐振单元输出的差分振荡信号，通过控制偏置电压的大小调整偏置电流，以调整差分输出振荡信号的幅度。
结合第一方面及第一方面的第一种可能的实现方式，在第一方面的第二种可能实现方式中，上述正反馈单元，包括：第一MOS(金属氧化物半导体，Metal-Oxide-Semiconductor)管、第二MOS管、第一电容、第二电容、第三电容以及第四电容；其中，第一MOS管的第一极作为第一输出节点分别与谐振单元及第一电容的一端连接，第一MOS管的第二极分别与第一电容的另一端及第三电容的一端连接，第一MOS管的栅极和第二MOS管的栅极均与第一恒定电压源连接，第二MOS管的第一极分别作为第二输出节点与谐振单元及第二电容的一端连接，第二MOS管的第二极分别与第二电容的另一端及第四电容的一端连接，该第四电容的另一端和第三电容的另一端连接，第三电容的一端和第四电容的一端均与电流源单元连接，在第三电容的一端与上述电流源单元的第三输出节点之间设置有正向差分信号输出端，在第四电容的一端与电流源单元的第四输出节点之间设置有负向差分信号输出端。这样可以降低输出负载对正向差分振荡信号及负向差分振荡信号的影响。
结合第一方面的第二种可能的实现方式，在第一方面的第三种可能的实现方式中，上述第一恒定电压源为第一电源。
结合第一方面至第一方面的第三种可能的实现方式中任意一种可能的实现方式，在第一方面的第四种可能的实现方式中，上述谐振单元包括：第一电感、第二电感以及开关电容阵列；其中，第一电感的一端与第二电感的一端连接，第一电感的另一端分别与开关电容阵列的一端及正反馈单元的第一输出节点连接；第二电感的另一端分别与开关电容阵列的另一端及正反馈单元的第二输出节点连接，第一电感的一端和所述第二电感的一端与第一恒定电压节点连接。这样一来，可以通过电容开关阵列中开关的打开或闭合来该改变振荡器的频率值。
结合第一方面的第四种可能的实现方式，在第一方面的第五种可能的实现方式中，上述电流源单元包括：第三MOS管、第四MOS管、第五电容、第六电容、第一电阻以及第二电阻；其中，第三MOS管的栅极分别与第六电容的一端及第一电阻的一端连接，第三MOS管的漏极作为第三输出节点分别与第五电容的一端及第三电容的一端连接；第四MOS管的栅极分别与第五电容的另一端及第二电阻的一端连接，第四MOS管的漏极作为第四输出节点分别与第六电容的另一端及第四电容的一端连接；第一电阻的另一端和第二电阻的另一端均与可调电源连接，该可调电源用于为上述电流源单元提供可调偏置电压，电流源单元具体用于通过该可调电源为上述谐振单元和正反馈单元提供可调偏置电流；该第三MOS管的源极和第四MOS管的源极与第二恒定电压节点连接。通过控制可调电源的大小，将振荡器中的第三MOS管和第四MOS管调整至不同的工作模式，这样可以有效地降低振荡器中的第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管以及第四MOS管的导通时间，当振荡器中启动增益一定的情况下，由于第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管以及第四MOS管的导通时间变小，使得一个振荡周期内的电流值减小，由于功耗和电流成正比，因此降低了振荡器的功耗。
结合第一方面的第五种可能实现方式，在第一方面的第六种可能的实现方式中，当第一MOS管和第二MOS管为NMOS管，第三MOS管和第四MOS管为NMOS管时，第一MOS管的第一极和第二MOS管的第一极均为漏极，第一MOS管的第二极和所述第二MOS管的第二极均为源极；第一恒定电压节点为第一电源，第二恒定电压节点为地。
结合第一方面的第五种可能的实现方式，在第一方面的第七种可能的实现方式中，当第一MOS管和第二MOS管为PMOS管，第三MOS管和第四MOS管为PMOS管时，第一MOS管的第一极和第二MOS管的第一极均为漏极，第一MOS管的第二极和所述第二MOS管的第二极均为源极；第一恒定电压节点为地，第二恒定电压节点为第一电源。
结合第一方面的第五种可能的实现方式，在第一方面的八种可能的实现方式中，当第一MOS管和第二MOS管为PMOS管，第三MOS管和第四MOS管为NMOS管时，第一MOS管的第一极和第二MOS管的第一极均为源极，第一MOS管的第二极和第二MOS管的第二极均为漏极；第一恒定电压节点为第一电源，第二恒定电压节点为地。
结合第一方面的第五种可能的实现方式，在第一方面的第九种可能的实现方式中，当所述第一MOS管和第二MOS管为NMOS管，第三MOS管和第四MOS管为PMOS管时，第一MOS管的第一极和所述第二MOS管的第一极均为源极，第一MOS管的第二极和所述第二MOS管的第二极均为漏极；第一恒定电压节点为地，所述第二恒定电压节点为第一电源。
结合第一方面的第四种可能的实现方式至第一方面的第九种可能的实现方式中任意一种可能的实现方式，在第一方面的第十种可能的实现方式中，上述开关电容阵列包括至少一个电容开关支路；任一电容开关支路包括第七电容、开关以及第八电容，其中，第七电容的一端接第一电感的另一端及正反馈单元的第一输出节点，第八电容的另一端接正反馈单元的第二输出节点及第二电感的另一端。
结合第一方面的第十种可能的实现方式，在第一方面的第十一种可能的实现方式中，第七电容和第八电容为可调电容。
第二方面，本发明实施例提供一种终端，该终端至少包括短距离通信装置以及第一方面至第一方面的第十一种可能的实现方式中任意一种可能的实现方式所描述的振荡器，该振荡器用于为上述短距离通信装置提供本地载波信号。
第三方面，本发明实施例提供一种基站，该基站至少包括收发机及锁相环电路，该锁相环电路第一方面至第一方面的第十一种可能的实现方式中任意一种可能的实现方式所描述的振荡器，该振荡器用于为上述收发机提供本地载波信号。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1a为现有技术中提供的一种Cross coupled负阻振荡器的结构示意图；
图1b为现有技术中提供的一种Cross coupled负阻振荡器的仿真ISF函数曲线图；
图2为本发明实施例提供的一种振荡器的结构示意图一；
图3为本发明实施例提供的一种振荡器的结构示意图二；
图4a为本发明实施例提供的一种振荡器的结构示意图三；
图4b为现有技术提供的Cross coupled负阻振荡器中MOS管的电流波形图；
图4c为本发明实施例提供的一种振荡器中MOS管的电流波形图；
图5为本发明实施例提供的一种振荡器的结构示意图四；
图6为本发明实施例提供的一种振荡器的结构示意图五；
图7为本发明实施例提供的一种振荡器的结构示意图六；
图8为本发明实施例提供的一种振荡器的结构示意图七；
图9为本发明实施例提供的一种振荡器的结构示意图十；
图10为本发明实施例提供的一种振荡器的结构示意图十一；
图11为本发明实施例提供的一种振荡器的仿真ISF函数曲线图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行详细地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。
需要说明的是，本发明实施例和附图仅仅是一种示例，任一实施例或附图中的每个MOS管可以为一个单独的满足所需要启动增益或者所需要导通电流的MOS管,也可以为通过多个MOS管并联组合成的需要满足所需要启动增益或者所需要导通电流的MOS管组合，也即该多个MOS管中每个MOS管对应的启动增益之和大于等于所需要启动增益；本发明实施例中的每个电容可以为满足所需电容值的一个电容,也可以是由多个电容通过并联或者串联组成的满足所需电容值的电容组合，也即，该多个电容串联或并联后对应的电容值等于所需要的电容值；本发明实施例中的每个电感可以为满足所需要电感值的一个电感，也可以是由多个电感通过串联或者并联方式组成的满足所需要电感值的电感组合。
如图2所示，本发明实施例提供一种振荡器，包括谐振单元10、交叉耦合的电流源单元30以及耦合在上述电流源单元30和谐振单元10之间的正反馈单元20；其中，该谐振单元10，用于产生具有第一振荡频率的差分振荡信号；正反馈单元20，用于接收上述差分振荡信号，并对上述差分振荡信号做增益增强得到差分输出振荡信号；电流源单元30用于为谐振单元10和正反馈单元20提供可调偏置电流。在正反馈单元和电流源单元之间设置有差分振荡信号输出端(即图2中所示的正向差分振荡信号输出端OUTP和负向差分振荡信号输出端OUTN)，用于输出差分输出振荡信号，其中，OUTP用于连接负载，并为负载输出正向差分输出振荡信号，OUTN用于为负载输出负向差分输出振荡信号。具体的，电流源单元30通过正反馈单元20为谐振单元10提供可调偏置电流。
本发明实施例提供一种振荡器，由于电流源单元可以为正反馈单元和谐振单元提供可调偏置电流，并与正反馈单元构成Gm-boosted(跨导增强)结构，使得正反馈单元能够对接收到的差分振荡信号做增益增强得到差分输出振荡信号，因此，可以在保证振荡器正常启动的条件下，通过减小偏置电流，降低本发明实施例提供的振荡器的功耗。
可选的，该谐振单元10，还用于经正反馈单元20将差分振荡信号输出到电流源单元30；电流源单元30，还用于根据谐振单元10输出的差分振荡信号，通过控制偏置电压的大小调整偏置电流，以调整差分输出振荡信号的幅度。
由于振荡器中的谐振单元10输出的差分振荡信号的幅度等于该振荡器中的电流源单元30为谐振单元10和正反馈单元20提供的偏置电流与该振荡器中的电阻(即该振荡器中所有器件的等效阻抗)的乘积，且该振荡器中的电阻的值几乎不变，故该差分振荡信号的幅度与电流源单元提供的偏置电流成正比，又因为该偏置电流的大小与偏置电压的大小成正比，因此，本发明实施例可以通过调整偏置电压的大小改变振荡器中的偏置电流的大小。
具体的，若振荡器(具体为振荡器中的谐振单元10)输出的差分振荡信号的幅度过大，可以通过控制该偏置电压变小，以减小偏置电流，从而降低振荡器输出的该差分振荡信号的幅度，若振荡器输出的差分振荡信号的幅度过小，可以控制该偏置电压变大，增大偏置电流，以提高振荡器输出的差分振荡信号的幅度，最终使得振荡器输出的差分振荡信号的幅度稳定。
如图3所示，本发明实施例提供的正反馈单元20包括：第一金属氧化物半导体MOS管M1、第二MOS管M2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3以及第四电容C4；其中，第一MOS管M1的第一极101作为第一输出节点分别与谐振单元10的第一端及第一电容C1的一端连接，第一MOS管M1的第二极102分别与第一电容C1的另一端及第三电容C3的一端连接，第一MOS管M1的栅极和第二MOS管M2的栅极均与第一恒定电压源103连接，第二MOS管M2的第一极201作为第二输出节点分别与谐振单元10的第二端及第二电容C2的一端连接，第二MOS管M2的第二极202分别与第二电容C2的另一端及第四电容C4的一端连接，第四电容C4的另一端和第三电容C3的另一端连接，第三电容C3的一端和第四电容C4的一端均与电流源单元30连接，在第三电容C3的一端与电流源单元30的第三输出节点之间设置有正向差分信号输出端OUTP，在第四电容C4的一端与电流源单元30的第四输出节点之间设置有负向差分信号输出端OUTN。
本发明实施例中通过正反馈单元20中的第一MOS管M1和第二MOS管M2为振荡器振荡时提供启动增益，并通过第一电容C1、第一MOS管M1与第三电容C3、第二电容C2、第二MOS管M2与第四电容C4构成交流正反馈，将该振荡器中的器件噪声放大，使得该振荡器维持振荡状态，并通过正向差分信号输出端OUTP和负向差分信号输出端OUTN输出差分输出振荡信号。并且，由于第一MOS管M1和第二MOS管M2的栅极接第一恒定电压源103，且第一MOS管M1的第一极101和第二极102分别与第一电容C1的一端和另一端相连，第二MOS管的第一极201和第二极202分别与第二电容C2的一端和另一端相连，因此，只有当差分输出振荡信号的电压小于第一恒定电压源103的电压时，第一MOS管M1和第二MOS管M2才导通，这样缩短了一个振荡周期内第一MOS管M1和第二MOS管M2的导通时间，即一个振荡周期内电流源单元30和正反馈单元20向谐振单元10中注入电流噪声的时间变短，所以与现有技术相比，在一个振荡周期内该振荡器中的相位噪声(由电流噪声转化得到)较低。
该第一恒定电压源103可以为第一电源，也可以为其他恒定电压源，本发明实施例对此不进行限制，可以根据需要进行选择。
进一步，由于本发明实施例提供的振荡器，通过利用第一电容C1和第二电容C2的相移特性使得差分振荡信号的电压的波形和电流的波形之间存在90度相移特性，如此，使得一个振荡周期内，噪声调制函数NMF的最大值对应ISF的最小值，根据公式Γeff(ωt)＝Г(ωt)×α(ωt)，Гeff(ωt)为ISFeff，Γ(ωt)为ISF，α(ωt)为相位随时间变化的NMF，可以在一个振荡周期内减小ISFeff的值，从而进一步降低本发明实施例提供的振荡器的相位噪声。
进一步地，由于电流源单元30可以为正反馈单元20和谐振单元10提供可调偏置电流，并与正反馈单元20构成Gm-boosted(跨导增强)结构，因此，可以在保证振荡器正常启动的条件下，通过减小偏置电流，可以降低本发明实施例提供的振荡器的功耗。
可选的，结合图3，如图4a所示，本发明实施例中的电流源单元30包括：第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五电容C5、第六电容C6、第一电阻R1以及第二电阻R2；其中，第三MOS管M3的栅极分别与第六电容C6的一端及第一电阻R1的一端连接，第三MOS管M3的漏极作为第三输出节点分别与第五电容C5的一端及第三电容C3的一端连接；该第四MOS管M4的栅极分别与第五电容C5的另一端及第二电阻R2的一端连接，第四MOS管M4的漏极作为第四输出节点分别与第六电容C6的另一端及第四电容C4的一端连接；第一电阻R1的另一端和第二电阻R2的另一端均与可调电源Vb连接，该可调电源Vb用于为电流源单元30提供可调偏置电压，该电流源单元30具体用于通过该可调电源Vb为谐振单元10和正反馈单元20提供可调偏置电流；第三MOS管M3的源极和第四MOS管M4的源极与第二恒定电压节点104连接。第三MOS管M3和第四MOS管M4是PMOS管。电流源单元30的工作原理类似于考毕兹(colpitts)振荡器。
可替换地，如果第三MOS管M3和第四MOS管M4是NMOS(Negative Channel MetalOxide Semiconductor，N型沟道金属氧化物半导体)管，则第三MOS管的源极和第四MOS管的源极均接地。此时第一MOS管M1和第二MOS管M2可以是NMOS管，也可以是PMOS管。
可替换地，如果第三MOS管M3和第四MOS管M4为PMOS(Positive Channel MetalOxide Semiconductor，P型沟道金属氧化物半导体)管，此时，第三MOS管的源极和第四MOS管的源极均接第一电源，此时，第一MOS管M1和第二MOS管M2可以为PMOS管，也可以为NMOS管。
如图4a所示的振荡器，本发明实施例提供的振荡器包括四个MOS管，即第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3以及第四MOS管M4，这四个MOS管共同构成Gm-boosted(跨导增强)结构，一方面，可以功耗在相同的情况下，得到较高的启动增益；另一方面，可以在相同启动增益情况下，得到较小的功耗，而现有技术(如图1a所示的Cross coupled负阻振荡器)只有两个MOS管即如图1a所示的M1和M2，当图4a所示的振荡器和图1a所示的Crosscoupled负阻振荡器具有相同的启动增益时，图1a所示的Cross coupled负阻振荡器需要消耗更多的电流满足上述启动增益，由于振荡器的功耗与电流成正比，因此本发明实施例如图4a所示的振荡器的功耗低于现有技术。
一方面，在如图4a所示的振荡器中，第五电容C5和第六电容C6的作用主要是将第三MOS管M3和第四MOS管M4的栅极直流电压和正反馈单元20输出的直流电压隔离，从而避免正反馈单元20输出的直流电压对第三MOS管M3和第四MOS管M4造成影响。
另一方面，如图4a所示的振荡器中，可以通过控制可调电源Vb的输出的电压大小，调整第三MOS管M3和第四MOS管M4处于不同的工作模式，例如，可以将第三MOS管M3和第四MOS管M4的工作模式，从当前工作模式调整为第一工作模式，从而使得电流源单元30为谐振单元10和正反馈单元20提供可调偏置电流。
本发明实施例中，上述第一工作模式包括但不限于A类(Class A)工作模式(又称为甲类工作模式)、B类(Class B)工作模式(又称为乙类工作模式)、C类(Class C)工作模式(又称为丙类工作模式)、D类(Class D)工作模式(又称为丁类工作模式)和E类(Class E)工作模式。即本发明实施例提供的振荡器中，上述第一工作模式除了以上五类工作模式之外，还可以是其他满足使用需求的工作模式，例如AB类(Class AB)工作模式(又称为甲乙类工作模式)。
示例性的，当本发明实施例中的第一工作模式为A类工作模式，即电流源单元30中的第三MOS管M3和第四MOS管M4工作在A类工作模式下时，在一个振荡周期内，电流源单元30中的第三MOS管M3、第四MOS管M4均导通，但是由于第一MOS管的栅极接第一恒定电压源103，第二MOS管的栅极接第一恒定电压源103，该第一恒定电压源为可调电源，只有当第一MOS管M1和第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值大于第一MOS管M1和第二MOS管M2的阈值电压(也即开启电压UGS(th)的绝对值)时，第一MOS管M1和第二MOS管M2才导通，也即正反馈单元输出的正向差分输出振荡信号的幅度和负向差分输出振荡信号的幅度分别与第一MOS管M1和第二MOS管M2的栅极电压差的绝对值大于阈值电压时，第一MOS管M1和第二MOS管M2才导通，本发明实施例中，因此，在一个振荡周期内当第三MOS管M3和第四MOS管M4均导通时，第一MOS管M1和第二MOS管M2的工作状态处在C类工作模式或者比C类工作模式更深的工作模式(例如，D类工作模式，E类工作模式)。
当本发明实施例中的第一工作模式为B类工作模式，即电流源单元30中的第三MOS管M3和第四MOS管M4工作在B类工作模式下时，在一个振荡周期的前1/2周期内，第三MOS管M3导通，由于第二MOS管的源极接第三MOS管的栅极，因此，当第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值大于第二MOS管M2阈值电压时，第二MOS管M2导通，当第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值小于第二MOS管M2阈值电压时，第二MOS管M2截止；第四MOS管M4截止，第一MOS管M1截止；在该振荡周期的后1/2周期内，第三MOS管M3截止，第二MOS管M2截止；第四MOS管M4导通，当第一MOS管M1的栅源电压差的绝对值大于第一MOS管M1阈值电压时，第一MOS管M1导通。或者，在一个振荡周期的前1/2周期内，第四MOS管M4导通，当第一MOS管M1的栅源电压差大于第一MOS管M1的阈值电压时，第一MOS管M1导通，第三MOS管M3截止，第二MOS管M2截止；在该振荡周期的后1/2周期内，第四MOS管M4截止，第一MOS管M1截止，第三MOS管M3导通，当第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值大于第二MOS管M2的阈值电压时，第二MOS管M2导通。
当本发明实施例中的第一工作模式为C类工作模式，即电流源单元30中的第三MOS管M3和第四MOS管M4工作在C类工作模式下时，在一个振荡周期的前1/3周期内，第三MOS管M3导通，由于第二MOS管M2的源极与第三MOS管M3的栅极连接，因此，当第二MOS管的栅源电压差的绝对值大于第二MOS管M2的阈值电压时，第二MOS管M2导通，第四MOS管M4截止，由于第一MOS管M1的源极接第四MOS管M4的栅极，因此，第一MOS管M1截止；在该振荡周期的后2/3周期内，第三MOS管M3截止，由于第二MOS管M2的源极与第三MOS管M3的栅极连接，因此，当第三MOS管M3截止时，第二MOS截止，第四MOS管M4导通，由于第二MOS管的源极接第四MOS管的栅极，因此，当第一MOS管M1的栅源电压差的绝对值大于第一MOS管M1的阈值电压时，第一MOS管M1导通。或者，在一个振荡周期的前1/3周期内，第四MOS管M4导通，当第一MOS管M1的栅源电压差的绝对值大于第一MOS管M1的阈值电压时，第一MOS管M1导通；第三MOS管M3截止，第二MOS管M2截止；在该振荡周期的后2/3周期内，第四MOS管M4截止，第一MOS管M1截止，第三MOS管M3导通，当第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值大于阈值电压时，第二MOS管M2导通。
当本发明实施例中的第一工作模式为D类工作模式，即电流源单元30中的第三MOS管M3和第四MOS管M4工作在D类工作模式下时，在一个振荡周期的前1/4周期内，第四MOS管M4截止，第一MOS管截止，第三MOS管M3导通，当第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值大于阈值电压时，第二MOS管M2导通；在该振荡周期的后3/4周期内，第三MOS管M3截止，第二MOS管M2截止，第四MOS管M4导通，当第一MOS管M1的栅源电压差的绝对值大于第一MOS管M1的阈值电压时，第一MOS管M1导通。或者在一个振荡周期的前1/4周期内，第三MOS管M3截止，第二MOS管M2截止，第四MOS管M4导通，当第一MOS管M1的栅源电压大于第一MOS管M1的阈值电压时，第一MOS管M1导通；在该振荡周期的后3/4周期内，第四MOS管M4截止，第一MOS管M1截止，第三MOS管M3导通，当第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值大于第二MOS管M2的阈值电压时，第二MOS管M2导通。
当本发明实施例中的第一工作模式为E类工作模式，即电流源单元30中的第三MOS管M3和第四MOS管M4工作在E类工作模式下时，在一个振荡周期的前1/5周期内，第四MOS管M4截止，第一MOS管M1截止，第三MOS管M3导通，当第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值大于第二MOS管M2的阈值电压时，第二MOS管M2导通；在该振荡周期的后4/5周期内，第三MOS管M3截止，第二MOS管M1截止，第四MOS管M4导通，当第一MOS管M1的栅源电压差的绝对值大于第一MOS管M1的阈值电压时，第一MOS管M1导通。或者在一个振荡周期的前1/5周期内，第三MOS管M3截止，第二MOS管M2截止，第四MOS管M4导通，当第一MOS管M1的栅源电压差的绝对值大于第一MOS管M1的阈值电压时，第一MOS管M1导通；在该振荡周期的后4/5周期内，第四MOS管M4截止，第一MOS管M1截止，第三MOS管M3导通，当第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值大于第二MOS管M2的阈值电压时，第二MOS管M2导通。
需要说明的是，当本发明实施例中的第一工作模式为上述所描述的A类工作模式、B类工作模式、C类工作模式、D类工作模式以及E类工作模式之外的其他工作模式时，在该工作模式下，在一个振荡周期的前1/M周期，第四MOS管M4截止，第一MOS管M1截止，第三MOS管M3导通，当第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值大于第二MOS管M2的阈值电压时，第二MOS管M2导通；在该振荡周期的后(M-1)/M个周期，第三MOS管M3截止，第二MOS管M2截止，第四MOS管M4导通，当第一MOS管M1的栅源电压差的绝对值大于第一MOS管M1的阈值电压时，第一MOS管M1导通。或者，在一个振荡周期的前1/M周期，第三MOS管M3截止，第二MOS管M2截止，第四MOS管M4导通，当第一MOS管M1的栅源电压差的绝对值大于第一MOS管M1的阈值电压时，第一MOS管M1导通；在该振荡周期的后(M-1)/M个周期，第四MOS管M4截止，第一MOS管M1截止，第三MOS管M3导通，当第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值大于第二MOS管M2的阈值电压时，第二MOS管M2导通。
可选的，通常情况下，上述正反馈单元20在工作时，为了满足巴克豪森(Barkhausen)准则，该正反馈单元20中的第一MOS管M1和第二MOS管需要具有较高的跨导来满足振荡电路启动增益的要求，这样第一MOS管M1和第二MOS管M2便需要消耗更多的电流，从而导致振荡器的功耗比较大。本发明实施例中，为了降低本发明实施例提供的振荡器的功耗，可以通过调整偏置电压Vb的大小将第三MOS管和第四MOS管的工作模式设置为C类工作模式或者比C类工作模式更深的工作模式(即第三MOS管和第四MOS管的导通时间小于第三MOS管和第四MOS管在C类工作模式下的导通时间)，以使得电流源单元30为本发明实施例提供的振荡器中的正反馈单元20和谐振单元10提供偏置电流和启动增益。通过该方案，由于可以通过缩短有源器件导通的时间来减小RMS(Root Mean Square，均方根值)电流，因此能够提高电流效率，从而达到在低功耗的情况下获得优越的相位噪声性能的目的。
本发明实施例中通过正反馈单元20中的第一MOS管M1和第二MOS管M2为振荡器振荡时提供启动增益，并通过第一电容C1、第一MOS管M1与第三电容C3、第二电容C2、第二MOS管M2与第四电容C4构成交流正反馈，将该振荡器中的器件噪声放大，使得该振荡器维持振荡状态，以输出差分振荡信号；并且由于第一MOS管和第二MOS管的栅极接第一恒定电压源，且第一MOS管M1的第一极101和第二极102分别与第一电容C1的一端和另一端相连，第二MOS管M2的第一极201和第二极202分别与第二电容C2的一端和另一端相连，因此，只有当正向差分振荡信号的电压与第一MOS管M1的栅源电压差的绝对值小于第一MOS管M1的阈值电压，当负向差分振荡信号的电压与第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值小于第二MOS管M2的阈值电压时，第一MOS管M1和第二MOS管M2才导通，这样缩短了一个振荡周期内第一MOS管M1和第二MOS管M2的导通时间，即一个振荡周期内电流源单元30和正反馈单元20向谐振单元10中注入电流噪声的时间变短，所以与现有技术相比，在一个振荡周期内该振荡器中的相位噪声(该相位噪声由电流噪声转化得到)较低。
进一步，由于本发明实施例提供的振荡器，通过利用第一电容C1和第二电容C2相移特性使得差分振荡信号的电压的波形和电流的波形之间存在90度相移特性，如此，使得一个振荡周期内，噪声调制函数NMF的最大值对应ISF的最小值，根据公式Γeff(ωt)＝Γ(ωt)×α(ωt)，Γeff(ωt)为ISFeff，Γ(ωt)为ISF，α(ωt)为相位随时间变化的NMF，可以在一个振荡周期内减小ISFeff的值，从而进一步降低本发明实施例提供的振荡器的相位噪声。
举例来说，如图4b和图4c所示，图4b为现有技术中提供的Cross coupled负阻振荡器的电流波形图，图4c为本发明实施例提供的当第三MOS管和第四MOS管的工作模式为C类工作模式时，偏置电流的电流波形图。在图4b中，虚线代表现有技术Cross coupled负阻振荡器中MOS管M102的电流波形图，实线代表现有技术Cross coupled负阻振荡器中MOS管M101的电流波形图。在图4c中，虚线代表第四MOS管M4的工作模式为C类工作模式时，偏置电流的电流波形图，实线代表第三MOS管M3的工作模式为C类工作模式时，偏置电流的电流波形图。从图4c中可以看出，在一个振荡周期的前1/3周期，第三MOS管M3导通，第四MOS管M4截止，在一个振荡周期的后2/3周期，第三MOS管M3截止，第四MOS管M4导通，但是，在图4b所示的Cross coupled负阻振荡器的电流波形图，在一个振荡周期的前1/2周期，交叉互补有源单元中的MOS管M101导通，MOS管M102截止，在该振荡周期的后1/2周期，MOS管M101截止，MOS管M102导通，因此，本发明实施例提供的振荡器中有源器件(例如，第三MOS管、第四MOS管以及第一MOS管和第二MOS管)在一个振荡周期内导通时间较短，RMS电流较小，具有节省功耗的优点。
可选的，本发明实施例中，上述偏置电压Vb可以小于或等于第一电源VCC的电压。
可选的，本发明实施例中，结合图4a，如图5所示，谐振单元10包括：第一电感L1、第二电感L2以及开关电容阵列；其中，第一电感L1的一端与第二电感L2的一端连接，第一电感L1的另一端分别与开关电容阵列的一端及正反馈单元20的第一输出节点连接；第二电感L2的另一端分别与开关电容阵列的另一端及正反馈单元20的第二输出节点连接，第一电感L1的一端和第二电感L2的一端与第一恒定电压节点连接。
其中，本发明实施例对上述电容开关阵列的具体结构不进行限定，其可以是多个电容与多个开关通过特定串联或并联形式进行组合形成的阵列。通过控制所述多个开关的导通或截止，多个电容的连接关系是可变的从而导致电容值可调。示例性的，该电容开关阵列包括至少一个电容开关支路，上述任一电容开关支路包括至少一个电容和与该电容串联的开关K，示例性的，如图5所示，该电容开关支路包括第七电容C7、第八电容C8和开关K，第七电容C7的一端接第一电感L1的另一端及正反馈单元20的第一输出节点，第八电容C8的另一端接正反馈单元20的第二输出节点及第二电感L2的另一端。其中，第七电容C7的一端接第一电感L1的另一端及正反馈单元20的第一输出节点，第八电容C8的另一端接正反馈单元20的第二输出节点及第二电感L2的另一端。
上述至少一个电容开关支路中任意两个或两个以上的电容开关支路可以串联也可以并联，并且每个电容开关支路中的电容均可以为可调电容或可以为恒定电容，这样可以通过调整每个电容的电容值从而改变振荡器的振荡频率，同时，也可以通过控制每个电容开关支路中开关的打开或闭合(对应状态为截止或导通)改变谐振单元10中电容值的大小，来改变振荡频率。
当第三MOS管M3的源极与第四MOS管M4的源极均与第一电源VCC连接时，第一电感L1的一端和第二电感L2的一端均接地；或者，
当第三MOS管M3的源极与第四MOS管的源极均接地时，第一电感L1的一端和第二电感L2的一端之间均与第一电源VCC连接。
可选的，在第三电容C3的一端与第五电容C5的一端连接的线路上设置有该振荡器正向差分信号的输出端OUTP，在第四电容C4的一端与第六电容C6的另一端连接的线路上设置有该振荡器负向差分信号的输出端OUTN，OUTP和OUTN是振荡器的两个输出端，OUTP和OUTN输出的振荡信号的相位是相反的，因此这两个输出端输出的振荡信号也称为差分振荡信号。
本发明实施例提供的振荡器中，由于差分振荡信号是由谐振单元10产生的，因此通过将OUTP设置在电流源单元30的第三MOS管M3和正反馈单元20的第一MOS管M1之间，将OUTN设置在电流源单元30的第四MOS管M4和正反馈单元20的第二MOS管M2之间，可以使得第一MOS管和第二MOS管将正向差分振荡信号和负向差分振荡信号与负载隔离，这样能够减少负载对正向差分振荡信号和负向差分振荡信号的影响，因此，可以使得该振荡器的振荡频率与输出负载之间的敏感性降低，从而进一步提高相位噪声性能。
可选的，本发明实施例中，第一MOS管M1和第二MOS管M2可以均为P型MOS管，也可以均为N型MOS管；第三MOS管M2和第四MOS管M4可以均为P型MOS管，也可以均为N型MOS管，但是随着晶体管类型的变化，电路连接有所调整。下面结合图6-图7为例进行示例性的说明。
一方面，参见图6，图6与图5的区别在于，当第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3以及第四MOS管M4均为N型MOS管时，本发明实施例，第三MOS管和第四MOS管M4的源极均接地(即第二恒定电压节点104为地)，第一电感L1的一端和第二电感L2的一端与第一电源VCC连接(即第一恒定电压节点105为第一电源)连接，且第一MOS管M1的第一极101为漏极，第一MOS管M1的第二极102为源极，第二MOS管M2的第一极201为漏极，第二MOS管M2的第二极202为源极，第一MOS管M1的第一极101(正反馈单元的第一输出节点)接第七电容C7的一端，第二MOS管的第二极202接第八电容C8的另一端(正反馈单元20的第二输出节点)。
另一方面，如图7所示，图7与图5的区别在于，当第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3以及第四MOS管M4均为P型MOS管时，第三MOS管M3的源极和第四MOS管M4的源极均接第一电源VCC(即第二恒定电压节点104为第一电源VCC)，第一电感L1的一端和第二电感L2的一端与地连接(即第一恒定电压节点105为地)，第一MOS管M1的第一极101为漏极，第一MOS管M1的第二极为源极，第二MOS管M1的第一极201为漏极，第二MOS管M2的第二极为源极，第一MOS管M1的第一极101(正反馈单元的第一输出节点)接第七电容C7的一端，第二MOS管的第二极202接第八电容C8的另一端(正反馈单元20的第二输出节点)。
再一方面，如图8所示，图8与图5的区别在于，当第一MOS管和第二MOS管为N型MOS管，第三MOS管和第四MOS管为P型MOS管时，第三MOS管M3和第四MOS管M4的源极接第一电源(即第二恒定电压节点104为第一电源)，第一电感L1的一端和第二电感L2的一端与地连接(即第一恒定电压节点105为地)，第一MOS管M1的第一极101为源极，第一MOS管M1的第二极102为漏极；第二MOS管M2的第一极201为源极，第二MOS管M2的第二极为漏极。
再一方面，如图9所示，图9与图5的区别在于，当第一MOS管和第二MOS管为P型MOS管，第三MOS管和第四MOS管为N型MOS管时，第三MOS管M3和第四MOS管M4的源极接地，第一MOS管的第一极101为源极，第一MOS管M1的第二极102为漏极，第二MOS管M2的第一极201为源极，第二MOS管M2的第二极202为漏极。
以上所示的图6-图9所描述的本发明实施例提供的振荡器的电路原理均与图2、图3、图4a以及图5所示的电路原理相同，具体可以参见图2、图3、图4a以及图5所示的电路原理，本发明实施例在此不再赘述。
如图10所示，在振荡过程中，第三MOS管M3，第四MOS管M4、第一电阻R1、第二电阻R2、第五电容C5以及第六电容C6构成直流偏置可调的电流源单元30，该电流源单元30为两边支路提供电流I+和I-(I+和I-为大小相等但相位相反的电流)，第一MOS管M1、第二MOS管M2、第一电容C1，第二电容C2，第三电容C3以及第四电容C4构成正反馈单元20，并由L1、L2、第七电容C7和第八电容C8构成的谐振单元产生差分振荡信号V+和V-，并将差分振荡信号V+和V-经正反馈单元20做增益增强得到正向差分输出振荡信号和负向差分输出振荡信号，并将正向差分输出振荡信号和负向差分输出振荡信号反馈至第三MOS管和第四MOS管的栅极，当正向差分输出振荡信号和负向差分输出振荡信号的幅度较大时，可以通过调节可调电源Vb的电压以降低电流源单元30为两边支路提供电流I+和I-，从而降低谐振单元10输出的差分振荡信号的幅度，最终实现振荡器输出稳定的差分振荡信号。进一步的，由于差分振荡信号是由谐振单元10产生的，因此通过将OUTP设置在电流源单元30的第三MOS管M3和正反馈单元20的第一MOS管M1之间，将OUTN设置在电流源单元30的第四MOS管M4和正反馈单元20的第二MOS管M2之间，可以使得第一MOS管和第二MOS管将正向差分振荡信号和负向差分振荡信号与振荡器的负载(即振荡器提供振荡信号的器件)隔离，这样能够减少振荡器的负载对正向差分振荡信号和负向差分振荡信号的影响，因此，可以使得该振荡器的振荡频率与振荡器的负载之间的敏感性降低，从而进一步提高相位噪声性能。
以下对图6-图10所示的低功耗低相位噪声的振荡器进行仿真得到如图11所示的ISFeff函数曲线仿真图为例对本发明实施例提供的振荡器进行进一步的说明，具体的，在图6-图10所示的振荡器输出的差分输出振荡信号中注入电流脉冲时，再进行仿真计算获得的本发明实施例提供的低功耗低相位噪声的振荡器的ISFeff函数曲线图图11，如图11所示，(图11中的0线为本发明实施例以相位噪声ISFeff值以及NMF值处于平稳期所做的辅助基准线，本发明实施例将与该辅助基准线相切的相位噪声ISFeff曲线、ISF曲线以及NMF曲线的值记为0，在实际仿真过程中，相位噪声ISFeff曲线、ISF曲线以及NMF曲线的值均大于0)。
本发明实施例提供的低功耗低相位噪声的振荡器的相位噪声计算公式为：
Figure BDA0003427435020000131
其中，Δω为振荡器处理或生成的载波的频偏，
Figure BDA0003427435020000132
为电流噪声的功率谱密度，
Figure BDA0003427435020000133
表示Γeff(ωt)函数的均方根值，qmax表示电流噪声源的最大电荷量。需要指出振荡器的相位噪声越小，振荡器的相位噪声性能越好，即振荡器的L{Δω}值越小，振荡器的相位噪声性能越好。
具体的，Γeff(ωt)＝Γ(ωt)×α(ωt) (4)
其中，Γ(ωt)为ISF(脉冲敏感函数，Impulse Sensitivity Function)函数，α(ωt)为相位随时间变化函数NMF(噪声调制函数，Noise-modulating Function)。
由公式(3)可知，当
Figure BDA0003427435020000141
Δω2以及
Figure BDA0003427435020000142
的值不变时，或者
Figure BDA0003427435020000143
的值不变时，减小Гeff(ωt)(即公式中的
Figure BDA0003427435020000144
)函数值能够有效的减少振荡器的相位噪声，从而提高振荡器的相位噪声性能。
举例来说，由图10可知，本发明实施例提供的振荡器通过正反馈单元20中的第一MOS管和第二MOS管为振荡器振荡时提供启动增益，将该振荡器中的器件噪声放大，并通过第一电容C1与第三电容C3、第二电容C2与第四电容C4构成，使得该振荡器维持振荡状态，以输出差分振荡信号；并且由于第一MOS管M1和第二MOS管M2的栅极接第一电源VCC，且第一MOS管M1的第一极101和第二极102分别与第一电容C1的一端和另一端相连，第二MOS管的第一极201和第二极202分别与第二电容C2的一端和另一端相连，因此，只有当差分振荡信号与第一MOS管M1和第二MOS管M2的栅源电压差的绝对值分别大于第一MOS管M1的阈值电压及第二MOS管M2的阈值电压时，这样缩短了一个振荡周期内第一MOS管和第二MOS管的导通时间，即一个振荡周期内电流源单元和正反馈单元20向谐振单元10中注入电流噪声的时间变短，因此，在不同时间点向本发明实施例提供的振荡器中注入电流脉冲时，电流源单元30和正反馈单元20中的噪声电流注入谐振单元的时间变短，即本发明实施例提供的振荡器的NMF的值为0的时间变长，这样使得本发明实施例提供的低功耗低相位噪声的振荡器的ISFeff的值在一个振荡周期中有1/2个周期(例如如图11所示的0-π时间段)为0，且在一个振荡周期的其余周期，噪声调制函数NMF值在每个时刻总是对应ISF值为0处，而现有技术中的如图1a所示Cross coupled负阻振荡器，该Cross coupled负阻振荡器ISFeff曲线图如图1b所示，从图1b中可知，在一个振荡周期的3π/2到2π时间段，由于NMF为0，Cross coupled负阻振荡器的ISFeff值在3π/2到2π时间段为0，即在一个振荡周期的1/4周期，ISFeff值为0，且在一个振荡周期的0-π/2时间段，由于NMF的最大值和ISF的最大值对应，这样导致在一个振荡周期的0-π/2时间段，Cross coupled负阻振荡器的ISFeff值也比较大，而本发明实施例提供的振荡器，通过利用第一电容和第二电容的相移特性使得差分振荡信号的电压的波形和电流的波形之间存在90度相移特性，如此，使得一个振荡周期内，噪声调制函数NMF的最大值对应ISF的最小值。根据公式(4)，由Гeff(ωt)为ISFeff，Г(ωt)为ISF，α(ωt)为相位随时间变化的NMF，可以在一个振荡周期内减小ISFeff的值，从而降低本发明实施例提供的振荡器的相位噪声。因此，其余周期ISFeff的值均小于图1a所示的Cross coupled负阻振荡器ISFeff的值，因此，可知本发明实施例提供的振荡器的ISFeff的值在一个振荡周期小于图1a所示的Cross coupled负阻振荡器ISFeff的值，因此，本发明实施例提供的振荡器与现有技术相比相位噪声低，相位噪声性能好。
示例性的，下面给出了在同种工艺条件下，振荡频率为16GHz时，对本发明实施例提供的振荡器与Cross-coupled振荡器进行仿真，同时经过对仿真数据进行统计分别计算获得本发明实施例提供的振荡器与Cross-coupled振荡器的相位噪声、功耗等方面的参数，如表1所示。
表1
Figure BDA0003427435020000151
由表1可知，在同种工艺条件下，振荡频率为16GHz时，本发明实施例提供的振荡器的功耗为20.5mW，其功耗值低于Cross-coupled振荡器，且本发明实施例的振荡器的调节范围比较大，且在同等条件下，本发明实施例提供的振荡器的相位噪声为
-122.1dBc/Hz，低于Cross-coupled振荡器，与Cross-coupled振荡器相比具有较好的相位噪声性能。同时可以看出本发明实施例提供的振荡器具有较高的FOM(Figure ofMerit，品质因数)和FOMT(Figure of Merit with Tuning Range，与调谐范围相关的品质因数)。
本发明实施例还提供一种终端，该终端至少包括短距离通信装置以及本发明实施例提供的振荡器，该振荡器用于为上述短距离通信装置提供本地载波信号。该短距离通信装置可以为以下任意一项或组合：终端中的蓝牙模块、WIFI(无线保真)模块或任何需要本地载波信号的装置。例如，该终端中的短距离通信装置可以为蓝牙模块以及WIFI(无线保真),也可以为蓝牙模块或者WIFI(无线保真)。
本发明实施例还提供一种基站，该基站至少包括收发机以及锁相环电路，该锁相环电路包括本发明实施例提供的低功耗低相位噪声的振荡器，该低功耗低相位噪声的振荡器用于为该基站的收发机提供本地载波信号。
需要说明的是，上述终端和基站只是举例说明应用本发明实施例提供的低功耗低相位噪声的振荡器的产品，并不能构成对本发明实施例提供的低功耗低相位噪声的振荡器的应用的限制，本发明实施例提供的低功耗低相位噪声的振荡器可以应用在任何低功耗或者低相噪性能要求的场景，以及任何低功耗或者低相噪性能要求的产品中。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (14)

1.一种振荡器，其特征在于，包括：谐振单元、交叉耦合的电流源单元、和耦合在所述电流源单元和所述谐振单元之间的正反馈单元；
所述谐振单元，用于产生具有第一振荡频率的差分振荡信号；
所述正反馈单元，用于接收所述差分振荡信号，并对所述差分振荡信号做增益增强得到差分输出振荡信号；
所述电流源单元，用于为所述谐振单元和所述正反馈单元提供可调偏置电流。
2.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于，所述谐振单元，还用于经所述正反馈单元将所述差分振荡信号输出到所述电流源单元；
所述电流源单元，还用于根据所述谐振单元输出的所述差分振荡信号，通过控制偏置电压的大小调整所述偏置电流，以调整所述差分输出振荡信号的幅度。
3.根据权利要求1或2所述的振荡器，其特征在于，所述正反馈单元，包括：第一金属氧化物半导体MOS管、第二MOS管、第一电容、第二电容、第三电容以及第四电容；
其中，所述第一MOS管的第一极作为第一输出节点分别与所述谐振单元及所述第一电容的一端连接，所述第一MOS管的第二极分别与第一电容的另一端及所述第三电容的一端连接，所述第一MOS管的栅极和所述第二MOS管的栅极均与第一恒定电压源连接，所述第二MOS管的第一极分别与所述谐振单元及所述第二电容的一端连接，所述第二MOS管的第二极作为第二输出节点分别与所述第二电容的另一端及所述第四电容的一端连接，所述第四电容的另一端和所述第三电容的另一端连接，所述第三电容的一端和所述第四电容的一端均与所述电流源单元连接，在所述第三电容的一端与所述电流源单元的第三输出节点之间设置有正向差分信号输出端，在所述第四电容的一端与所述电流源单元的第四输出节点之间设置有负向差分信号输出端。
4.根据权利要求3所述的振荡器，其特征在于，所述第一恒定电压源为第一电源。
5.根据权利要求1-4任意一项所述的振荡器，其特征在于，所述谐振单元包括：第一电感、第二电感以及开关电容阵列；
其中，所述第一电感的一端与所述第二电感的一端连接，所述第一电感的另一端分别与所述开关电容阵列的一端及所述正反馈单元的第一输出节点连接；所述第二电感的另一端分别与所述开关电容阵列的另一端及所述正反馈单元的第二输出节点连接，所述第一电感的一端和所述第二电感的一端与第一恒定电压节点连接。
6.根据权利要求5所述的振荡器，其特征在于，所述电流源单元包括：
第三MOS管、第四MOS管、第五电容、第六电容、第一电阻以及第二电阻；
其中，所述第三MOS管的栅极分别与第六电容的一端及第一电阻的一端连接，所述第三MOS管的漏极作为所述第三输出节点分别与第五电容的一端及所述第三电容的一端连接；所述第四MOS管的栅极分别与第五电容的另一端及第二电阻的一端连接，所述第四MOS管的漏极作为所述第四输出节点分别与第六电容的另一端及所述第四电容的一端连接；所述第一电阻的另一端和所述第二电阻的另一端均与可调电源连接，所述可调电源用于为所述电流源单元提供所述偏置电压，所述电流源单元具体用于通过所述可调电源为所述谐振单元和所述正反馈单元提供所述偏置电流；所述第三MOS管的源极和所述第四MOS管的源极与第二恒定电压节点连接。
7.根据权利要求6所述的振荡器，其特征在于，当所述第一MOS管和第二MOS管为NMOS管，所述第三MOS管和所述第四MOS管为NMOS管时，所述第一MOS管的第一极和所述第二MOS管的第一极均为漏极，所述第一MOS管的第二极和所述第二MOS管的第二极均为源极；
所述第一恒定电压节点为第一电源，所述第二恒定电压节点为地。
8.根据权利要求6所述的振荡器，其特征在于，当所述第一MOS管和第二MOS管为PMOS管，所述第三MOS管和所述第四MOS管为PMOS管时，所述第一MOS管的第一极和所述第二MOS管的第一极均为漏极，所述第一MOS管的第二极和所述第二MOS管的第二极均为源极；
所述第一恒定电压节点为地，所述第二恒定电压节点为第一电源。
9.根据权利要求6所述的振荡器，其特征在于，当所述第一MOS管和第二MOS管为PMOS管，所述第三MOS管和所述第四MOS管为NMOS管时，所述第一MOS管的第一极和所述第二MOS管的第一极均为源极，所述第一MOS管的第二极和所述第二MOS管的第二极均为漏极；
所述第一恒定电压节点为第一电源，所述第二恒定电压节点为地。
10.根据权利要求6所述的振荡器，其特征在于，当所述第一MOS管和第二MOS管为NMOS管，所述第三MOS管和所述第四MOS管为PMOS管时，所述第一MOS管的第一极和所述第二MOS管的第一极均为源极，所述第一MOS管的第二极和所述第二MOS管的第二极均为漏极；
所述第一恒定电压节点为地，所述第二恒定电压节点为第一电源。
11.根据权利要求5-10任意一项所述的振荡器，其特征在于，所述开关电容阵列包括至少一个电容开关支路；
任一所述电容开关支路包括第七电容、开关以及第八电容，其中，所述第七电容的一端接所述第一电感的另一端及所述正反馈单元的第一输出节点，所述第八电容的另一端接所述正反馈单元的第二输出节点及所述第二电感的另一端。
12.根据权利要求11所述的振荡器，其特征在于，所述第七电容和所述第八电容为可调电容。
13.一种终端，其特征在于，所述终端至少包括短距离通信装置以及如权利要求1-12任意一项所述的振荡器，所述振荡器用于为所述短距离通信装置提供本地载波信号。
14.一种基站，其特征在于，所述基站至少包括收发机及锁相环电路，所述锁相环电路包括如权利要求1-12任意一项所述的振荡器，所述振荡器用于为所述收发机提供本地载波信号。
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