CN106849654A - 栅极电压控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及栅极电压控制装置，并提供对栅极型开关元件的关断时的瞬变进行抑制的技术。栅极电压控制装置对栅极型开关元件的栅极电压进行控制，并在关断栅极型开关元件时执行第一处理、第二处理及第三处理。第一处理中，通过使栅极电压下降至阈值以下的值，从而使栅极型开关元件的主端子间电压从导通电压起上升。第二处理中，在于第一处理中主端子间电压形成峰值的时刻以后将栅极电压控制为大于阈值的值。第三处理中，在于第二处理中主端子间电压以低于峰值且高于导通电压的值而进行转变的期间内使栅极电压下降至小于阈值的值。与第二处理的开始时刻紧前的主端子间电压的时间变化率相比，第三处理的开始时刻紧后的主端子间电压的时间变化率降低。

Description

栅极电压控制装置
技术领域
本说明书所公开的技术涉及一种对栅极型开关元件的栅极电压进行控制的栅极电压控制装置。另外，在本说明书中，栅极型开关元件是指，对应于栅极电极的电位而对主端子间的电流进行开关的元件。在栅极型开关元件中，例如包括FET(Field EffectTransistor：场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅极双极型晶体管)等。
背景技术
在对栅极型开关元件进行开关时，存在电压或电流反复地急剧增减的情况。该现象被称为瞬变。例如，在专利文献1中，公开了一种在具有被串联连接的两个IGBT的DC-DC变换器中对瞬变进行抑制的技术。在该技术中，在将下桥臂的IGBT接通时，使上桥臂的IGBT暂时性地导通。由此，在将下桥臂的IGBT接通时，能够对上桥臂的IGBT中所产生的瞬变进行抑制。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-147237号公报
发明内容
发明所要解决的课题
在栅极型开关元件关断时，也会产生瞬变。更具体而言，当栅极型开关元件关断时，栅极型开关元件的主端子间的电压将急剧地上升，并且在栅极型开关元件的主端子间流动的电流(主电流)将急剧地下降。于是，通过在插装有栅极型开关元件的配线中所存在的寄生电感从而会产生电动势。由于该电动势，从而主端子间电压在关断紧后上升至峰值，之后，反复进行增减。此外，主电流以与主端子间电压的增减联动的方式而进行增减。以此方式，在栅极型开关元件关断时，在该栅极型开关元件上将产生瞬变。在本说明书中，提供一种对栅极型开关元件的关断时的瞬变进行抑制的技术。
用于解决课题的方法
本发明所公开的栅极电压控制装置对栅极型开关元件的栅极电压进行控制。该栅极电压控制装置在关断所述栅极型开关元件时执行第一处理、第二处理及第三处理。在所述第一处理中，通过使栅极电压下降至阈值以下的值，从而使所述栅极型开关元件的主端子间电压从导通电压起而上升。在所述第二处理中，在于所述第一处理中所述主端子间电压形成峰值的时刻以后，将所述栅极电压控制为大于阈值的值。在所述第三处理中，在于所述第二处理中所述主端子间电压以低于所述峰值且高于所述导通电压的值而进行转变的期间内，使所述栅极电压下降至阈值以下的值。与所述第二处理的开始时刻紧前的所述主端子间电压的时间变化率相比，所述第二处理的结束时刻紧后的所述主端子间电压的时间变化率降低
另外，上述的“主端子”是指，栅极型开关元件所具有的端子之中流动有主电流的两个端子。在MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：场效应晶体管)中，主端子为源极和漏极。在IGBT中，主端子为发射极和集电极。此外，上述的“主端子间电压的时间变化率”是指时间变化率的绝对值。因此，主端子间电压急剧地上升以及主端子间电压急剧地下降均指“主端子间电压的时间变化率”较大。
如上文所述，在插装有栅极型开关元件的配线中存在寄生电感。此外，在栅极型开关元件的主端子间存在寄生电容。当栅极型开关元件关断时，主端子间电压通过寄生电感的电动势而上升至峰值。之后，通过寄生电感的电动势而对寄生电容进行充电。如果寄生电容被充电，则之后寄生电容将进行放电从而使电流流过寄生电感，从而再次使寄生电感中产生电动势。以此方式，在主端子间电压成为峰值的时刻紧后，将反复进行寄生电感中的电动势的产生和寄生电容的充放电。也就是说，在主端子间电压成为峰值的时刻紧后，会产生瞬变。相对于此，本发明所公开的栅极电压控制装置在主端子间电压成为了峰值的时刻以后，通过第二处理而将栅极电压控制为大于阈值的值。另外，如果第二处理的期间过长，则在第二处理中将栅极型开关元件完全导通从而使主端子间电压下降至导通电压。因此，在第二处理中主端子间电压下降至导通电压之前，通过第三处理(使栅极电压下降至阈值以下的值的处理)而使第二处理结束。因此，在第二处理中，主端子间电压以低于所述峰值且高于导通电压的值而进行转变。当在第二处理中栅极电压被控制为大于阈值的值时，栅极型开关元件中将流有电流。于是，寄生电容变得难以被充电，从而瞬变变得易于衰减。此外，通过使能量在电流流过栅极型开关元件时被消耗，也会使瞬变变得易于衰减。因此，在第二处理的结束时刻(第三处理的开始时刻)紧后，与第二处理的开始时刻紧前相比，主端子间电压的时间变化率降低。即，能够通过第二处理而使瞬变衰减。以此方式，根据该栅极电压控制装置，能够对瞬变进行抑制。
附图说明
图1为DC-DC变换器20的电路图。
图2为栅极电压控制装置10的电路图。
图3为对现有的栅极电压控制装置的动作进行说明的曲线图。
图4为对实施例1的栅极电压控制装置10的动作进行说明的曲线图。
图5为对实施例2的栅极电压控制装置10的动作进行说明的曲线图。
图6为对实施例3的栅极电压控制装置10的动作进行说明的曲线图。
图7为对实施例4的栅极电压控制装置10的动作进行说明的曲线图。
图8为升压变换器的电路图。
图9为降压变换器的电路图。
图10为逆变器的电路图。
具体实施方式
实施例1
图1表示具备实施例1的栅极电压控制装置10的DC-DC变换器20。DC-DC变换器20具有高电位配线22、中间配线24、低电位配线26、蓄电池28、电抗器30、MOSFET32a、二极管34a、MOSFET32b、二极管34B以及电容器36。蓄电池28以中间配线24成为正电的朝向而被连接在中间配线24与低电位配线26之间。电抗器30被插装于中间配线24上。MOSFET32a在隔着电抗器30而与蓄电池28为相反侧的位置Q1处与中间配线24连接。MOSFET32a被连接在中间配线24与高电位配线22之间。二极管34a以阴极成为高电位配线22侧的朝向而与MOSFET32a并联连接。MOSFET32b在位置Q1处与中间配线24连接。MOSFET32b被连接在中间配线24与低电位配线26之间。二极管34b以阴极成为中间配线24侧的朝向而与MOSFET32b并联连接。电容器36被连接在高电位配线22与低电位配线26之间。栅极电压控制装置10与MOSFET32a的栅极连接。其他的栅极电压控制装置10与MOSFET32b的栅极连接。
通过DC-DC变换器20通过对MOSFET32a、32b进行开关，从而使蓄电池28的电压升压，并将升压后的电压向高电位配线22与低电位配线26之间供给。此外，DC-DC变换器20通过对MOSFET32a、32b进行开关，从而能够使被供给至高电位配线22与低电位配线26之间的高电压降压，并将降压后的电压向中间配线24与低电位配线26之间供给。
由于两个栅极电压控制装置10的结构相同，因此在下文中，对与MOSFET32b连接的栅极电压控制装置10进行说明。如图2所示，栅极电压控制装置10具有栅极监测电路12、脉冲产生电路14及栅极驱动电路16。栅极监测电路12对MOSFET32b的栅极电压进行检测。脉冲产生电路14根据栅极监测电路12所检测出的栅极电压而生成脉冲信号Vsig2。栅极驱动电路16接收从外部被发送的控制信号Vsig1。此外，栅极驱动电路16接收从脉冲产生电路14被发送的脉冲信号Vsig2。栅极驱动电路16根据控制信号Vsig1和脉冲信号Vsig2而对MOSFET32b的栅极电压进行控制。
此外，图2的电感42表示插装有MOSFET32b的配线40的寄生电感。更详细而言，电感42表示连接部Q1(配线40与中间配线24的连接部)与连接部Q2(配线40与低电位配线26的连接部)之间的寄生电感。此外，图2的电容器44表示MOSFET32b的源极与漏极之间的寄生电容。
接下来，对实施例1的栅极电压控制装置10使MOSFET32b关断的动作进行说明。另外，为了进行比较，也一并对现有的栅极电压控制装置使MOSFET32b关断的动作进行说明。首先，利用图3，对现有的栅极电压控制装置的动作进行说明。现有的栅极电压控制装置不具有脉冲产生电路14。因此，现有的栅极电压控制装置基于控制信号Vsig1而对栅极电压进行控制。
在图3的时刻t0处，控制信号Vsig1被设定为Hi。因此，栅极电压控制装置将栅极电压Vg控制为栅极导通电压Vgon(高于阈值Vgth的电压)。因此，MOSFET32b为导通。因此，在时刻t0处，MOSFET32b的源极-漏极间电压Vsd为导通电压Vsdon(极小的值)，并且MOSFET32b的漏极电流Id升高。在控制信号Vsig1为Hi的期间，MOSFET32b被维持在导通状态，并且漏极电流Id逐渐地上升。在流动有漏极电流Id的期间，在寄生电感42中储存有能量。
当在时刻t1处控制信号Vsig1从Hi被切换为Lo时，栅极控制装置开始从MOSFET32b的栅极进行电荷的放电。因此，在时刻t1处，栅极电压Vg开始减少。当栅极电压Vg下降至镜像电压Vgmr时，栅极电压Vg在该镜像电压Vgmr处大致成为固定。在栅极电压Vg成为镜像电压Vgmr的期间，栅极也在继续放电。在栅极电压Vg成为镜像电压Vgmr的期间内的时刻t2处，栅极的电荷减少至预定量。于是，漏极电流Id开始急剧地减少，并且电压Vsd开始急剧地上升。也就是说，在时刻t2处，MOSFET32b开始断开。另外，在本实施例中，在漏极电流Id饱和之前，MOSFET32b开始断开。在时刻t2以后，栅极电压Vb从镜像电压Vgmr起进一步下降，并在时刻t3处变为低于阈值Vgth。因此，在时刻t3处，漏极电流Id大致下降至零。
图3的电流Idon为时刻t2处的漏极电流，并且为MOSFET32b开始关断紧前的漏极电流。在时刻t2处，能量E2(E2＝0.5·L·Idon 2)被存储在寄生电感42中。另外，记号L是指寄生电感42的电感(即，寄生电感)。当漏极电流Id在时刻t2之后急剧地减少时，寄生电感42在漏极电流Id所流动的方向上产生电动势。因此，当MOSFET32b在时刻t3处断开时，在MOSFET32b的源极-漏极间，除了被施加有中间配线24与低电位配线26之间的电压V1以外，还被施加有寄生电感42的感应电压V2。因此，电压Vsd在时刻t3处成为峰值Vsdp(＝V1+V2)。此外，漏极电流Id在稍迟于时刻t3的时刻处成为负的峰值Idp。电压Vsd在成为峰值Vsdp之后反复进行急剧地增减，并且漏极电流Id也随着电压Vsd而反复进行急剧地增减。即，在时刻t3以后产生瞬变。这种瞬变是由于反复进行寄生电感42中的电动势的产生和寄生电容44的充放电而产生的。在因瞬变而流有电流时，通过利用配线的寄生电阻来消耗能量，从而使瞬变逐渐地衰减。当瞬变完全地衰减时，电压Vsd在电压V1(也就是说，小于峰值Vsdp且大于导通电压Vsdon的值)处稳定，并且漏极电流Id在大致零处稳定。
如此，在现有的栅极电压控制装置中，在瞬变自然地衰减之前，瞬变会一直持续。在现有的栅极电压控制装置中，无法对瞬变进行抑制。因此，会产生MOSFET32b成为噪声的产生源等的问题。
接下来，对实施例1的栅极电压控制装置10的动作进行说明。实施例1的栅极电压控制装置10具有脉冲产生电路14，并基于来自脉冲产生电路14的脉冲信号Vsig2和控制信号Vsig1而对栅极电压进行控制。
图4表示栅极电压控制装置10的动作。图4的时刻t0至时刻t3之间的动作与图3的时刻t0至t3之间的动作相同。与图3同样，在图4中，在时刻t3紧后也产生瞬变。在实施例1的栅极电压控制装置10中，栅极监测电路12对栅极电压Vg进行监测。脉冲产生电路14基于栅极监测电路12所检测出的栅极电压Vg而生成脉冲信号Vsig2。在时刻t0～t4之间，信号Vsig2被维持在Lo。当栅极电压Vg在时刻t3处小于阈值Vgth时，脉冲产生电路14在从时刻t3起经过了预定时间后的时刻t4处，将信号Vsig2从Lo切换为Hi。时刻t3至时刻t4之间的时间差为预先被设定于脉冲产生电路14中的时间差。当信号Vsig2在时刻t4处成为Hi时，栅极驱动电路16使栅极电压Vg增加。栅极电压Vg在从时刻t4起经过了预定时间后的时刻t5处超过阈值Vgth。之后，栅极驱动电路16使栅极电压Vg增加至与镜像电压Vgmr同等程度的值。脉冲产生电路14在从时刻t4起经过了预定时间后的时刻t6处，将信号Vsig2从Hi切换为Lo。时刻t4至时刻t6之间的时间差为预先被设定于脉冲产生电路14的时间差。当信号Vsig2在时刻t6处成为Lo时，栅极驱动电路16使栅极电压Vg减少。栅极电压Vg在从时刻t6起经过了预定时间后的时刻t7处变为小于阈值Vgth。在时刻t7以后，栅极电压Vg被维持在阈值Vgth以下的值(大致0V)。更详细而言，从时刻t7的紧后起至下一个的导通时刻(控制信号Vsig1下一次上升至Hi的时刻)为止，栅极电压Vg被维持在大致0V。
以此方式，当栅极电压Vg在时刻t3处变为小于阈值Vgth时，栅极电压控制装置10在时刻t5与时刻t7之间的期间内将栅极电压Vg控制在大于阈值Vgth的值。而且，在时刻t7处，使栅极电压Vg下降至阈值Vgth以下的值。以此方式，实施例1的栅极电压控制装置10在时刻t1至时刻t3之间执行使MOSFET32b断开的处理(以下，称为“第一处理”)，在第一处理之后(时刻t5与时刻t7之间的期间)执行使MOSFET32b暂时性地导通的处理(以下，称为“第二处理”)，在时刻t7以后，执行使MOSFET32b再次断开的处理(以下，称为“第三处理”)。
如上文所述，当在第一处理中使MOSFET32b断开时，电压Vsd在时刻t3处成为峰值Vsdp，并在其后产生瞬变。第二处理在产生着瞬变的状态下被执行。当MOSFET32b在产生着瞬变的状态下的时刻t5处导通时，由瞬变而产生的电流会穿过MOSFET32b而流动。因此，寄生电容44的充电变得困难。而且，在电流流过MOSFET32b时，将产生由MOSFET32b的电阻所造成的损耗。由此，瞬变的能量被消耗。因此，在将MOSFET32b断开的时刻t7(即，第二处理的结束时刻亦即第三处理的开始时刻)以后，瞬变消失。也就是说，在第二处理的开始时刻t5的紧前，电压Vsd急剧地发生变化，另一方面，在第二处理的结束时刻t7的紧后，电压Vsd成为大致固定。换言之，电压Vsd的时间变化率dVsd/dt(更详细而言为时间变化率的绝对值)将获得与时刻t5的紧前相比在时刻t7的紧后变小这样的结果。如此，通过在时刻t5与时刻t7之间的期间内使MOSFET32b导通，从而能够对瞬变进行抑制。通过对图3、4进行比较可知，根据实施例1的栅极电压控制装置10，与现有的栅极电压控制装置相比能够较早地使瞬变衰减。
此外，如上文所述，通过在与电压Vsd成为峰值Vsdp的时刻t3相比而靠后的时刻执行第二处理，从而能够防止MOSFET32b的开关速度的降低。即，为了抑制瞬变，也考虑在时刻t3之前的阶段(例如，电压Vsd正上升的期间(时刻t2与时刻t3之间的期间内))开始实施第二处理。然而，当在时刻t3之前执行第二处理(即，MOSFET32b的导通)时，电压Vsd的上升率及漏极电流Id的减少率将变小，并且开关速度将变慢。如实施例1所示，通过在时刻t3之后的时刻执行第二处理，从而能够在不使开关速度降低的前提下对瞬变进行抑制。
另外，即使在时刻t5与时刻t7之间的期间(以下，称为“第二处理期间”)而使MOSFET32b导通，电压Vsd也不会极度地下降而是以接近电压V1的值而进行转变。这是由于，因第二处理期间较短从而栅极电压Vg不会完全上升至栅极导通电压Vgon的缘故。由于第二处理期间内的电压Vsd较高，因此在第二处理期间内电流流过MOSFET32b时易于产生损耗。因此，能够更有效地使瞬变衰减。在第二处理期间内，电压Vsd以峰值Vsdp与导通电压Vsdon之间的值且与导通电压Vsdon相比更接近峰值Vsdp的值而进行转变。更详细而言，在第二处理期间内，电压Vsd以相对于电压V1而处于瞬变的最大振幅ΔV以内的值(即，V1±ΔV的值)而进行转变。另外，瞬变的最大振幅ΔV具有ΔV＝V2＝Vsdp－V1的关系。
另外，在第二处理期间内，除了流动有由瞬变所产生的电流以外，也流动有基于中间配线24与低电位配线26之间的电压V1而产生的电流。如果第二处理期间过长，则由基于电压V1而产生的电流所造成的损耗将变大，并且MOSFET32b的关断损耗也将变大。因此，优选为，以使在第二处理期间内由MOSFET32b所产生的损耗成为关断前被储存在寄生电感42中的能量E2的2倍以下的方式，对第二处理期间的长度进行设定。另外，损耗E1能够通过以下的数学式来表示。
数学式1
此外，能量E2如上文所述而以E2＝0.5·L·Idon 2来表示。只要满足E1≤2·E2(即，E1≤L·Idon 2)的关系，则损耗E1就不会极度地增大。此外，如果损耗E1相对于能量E2而过小，则无法在第二处理期间内使瞬变充分地衰减，从而在第二处理期间之后将残留有瞬变。因此，优选为，以满足E1≥0.5·E2的关系的方式而对第二处理期间的长度进行设定。更优选为，满足E1＝E2的关系。
实施例2
如图4所示，上述的实施例1的栅极电压控制装置10在从时刻t3起至经过了预定时间后的时刻t5处使MOSFET32b导通。然而，如果在更接近时刻t3的时刻处使MOSFET32b导通，则能够更早地使瞬变衰减。如图5所示，实施例2的栅极电压控制装置在与时刻t3大致相同的时刻处使MOSFET32b导通。也就是说，在观测到电压Vsd的峰值Vsdp的时刻t3的紧后使MOSFET32b导通。根据图5的结构，由于与瞬变的产生大致同时地执行第二处理，因此能够更早地使瞬变衰减。另外，如上文所述，由于如果在时刻t3之前开始进行第二处理，则MOSFET32b的开关速度将变慢，因此为了不降低开关速度，而需要在时刻t3之后执行第二处理。
实施例3
在上述的实施例1中，如图4所示，在第二处理期间内使栅极电压Vg上升至镜像电压Vgmr。然而，如果使栅极电压Vg上升至镜像电压Vgmr，则存在于第二处理期间内流动有极高的漏极电流Id的情况。相对于此，如图6所示，实施例3的栅极电压控制装置将第二处理期间内的栅极电压Vg控制为低于镜像电压Vgmr的电压。以此方式，通过将栅极电压Vg限制为小于镜像电压Vgmr的电压，从而能够对第二处理期间内的漏极电流Id进行限制。因此，能够对第二处理期间内流动有极高的漏极电流Id从而使损耗变得过大的情况进行抑制。即，根据实施例3的结构，容易控制第二处理期间内的损耗。
实施例4
在上述的实施例1中，第二处理期间的长度被固定。然而，如上文所述，优选为，使在第二处理期间内产生的损耗E1与关断前被储存在寄生电感42中的能量E2(＝0.5·L·Idon 2)一致。因此，第二处理期间的适当的长度会根据关断前的漏极电流Idon而发生变化。实施例4的栅极电压控制装置根据电流Idon而改变第二处理期间的长度。也就是说，实施例4的栅极电压控制装置具备对漏极电流Id进行监测的功能。在关断前的漏极电流Idon较小的情况下，以图4所示的方式来进行控制。由于在关断前的漏极电流Idon较大的情况下瞬变的振幅将增大，因此以图7所示的方式来延长第二处理期间。根据实施例4的结构，能够在将第二处理期间的长度设定为瞬变的衰减所需的长度的同时，使在第二处理期间内产生的损耗E1减少。
另外，在上述的实施例1中，对在具有升压功能和降压功能的DC-DC变换器20中应用了栅极电压控制装置10的示例进行了说明。然而，如图8所示，也可以在升压专用的变换器中应用实施例的栅极电压控制装置10。此外，如图9所示，也可以在降压专用的变换器中应用实施例的栅极电压控制装置10。此外，如图10所示，也可以在逆变器电路的栅极型开关元件的控制中使用实施例的栅极电压控制装置10。图10的逆变器电路具有高电位配线92、低电位配线94、输出配线96、98、四个MOSFET34。在高电位配线92与输出配线96之间、输出配线96与低电位配线94之间、高电位配线92与输出配线98之间以及输出配线98与低电位配线94之间，分别连接有MOSFET34。逆变器电路通过使四个MOSFET34进行开关，从而将被施加在高电位配线92与低电位配线94之间的直流电压转换为交流电压并向输出配线96、98之间供给。栅极电压控制装置10使各MOSFET34进行开关。
此外，在上述的实施例1中，栅极电压控制装置10对栅极电压Vg进行检测，并在栅极电压Vg变为了小于阈值Vgth的时刻t3以后开始进行第二处理。然而，也可以对漏极电流Id进行检测，并在漏极电流Id形成了负的峰值Idp以后开始进行第二处理。此外，也可以对电压Vsd进行检测，并在电压Vsd形成峰值Vsdp以后开始进行第二处理。此外，也可以不对电压或电流进行监测，而将时间的值(固定值)预先存储在栅极电压控制装置中，并在从时刻t1起经过了被存储的时间时开始进行第二处理。
此外，虽然在上述的实施例中，作为栅极型开关元件而使用了MOSFET，但也可以使用IGBT等其他的栅极型开关元件。
在下文中，列举了以上所说明的实施例的优选的结构。另外，在下文中列举的结构均为独立且有用的结构。
在本发明所公开的一个示例的结构中，插装有栅极型开关元件的配线的寄生电感L、关断前流过栅极型开关元件的电流I、以及在第二处理中由栅极型开关元件所产生的损耗E1，满足E1≤L·I2的关系。
栅极型开关元件的关断前被储存在寄生电感中的能量E2满足E2＝0.5·L·I2的关系。如果在第二处理中由栅极型开关元件所消耗的能量(即，损耗E1)与E2相同，则几乎不增大关断损耗便能够对瞬变进行抑制。如果第二处理中的损耗E1相对于能量E2而过大，则关断损耗将升高。虽然较难准确地对第二处理中的损耗E1进行控制，但如果满足E1≤L·I2(即，E1≤2·E2)的关系，则能够在不使关断损耗增大至这种程度的条件下对瞬变进行抑制。
在本发明所公开的一个示例的结构中，在第二处理中将栅极电压控制为小于栅极型开关元件的镜像电压的值。另外，在对栅极型开关元件的栅极进行充电时，存在栅极电压以大致固定的值进行转变的期间(镜像期间)。镜像电压是指镜像期间内的栅极电压。
如果在第二处理中较高的电流流过栅极型开关元件，则由栅极型开关元件所产生的损耗将增大。如上文所述，通过将栅极电压控制为小于镜像电压的值，从而能够防止在第二处理中较高的电流流过栅极型开关元件。由此，能够防止在第二处理中由栅极型开关元件所产生的损耗极度地增大的情况。
在本发明所公开的一个示例的结构中，关断前流过栅极型开关元件的电流越大，则越使第二处理的期间延长。
关断前流过栅极型开关元件的电流越大，则储存在寄生电感中的能量越大，从而越易于产生振幅较大的瞬变。为了充分地抑制这种瞬变，需要延长第二处理的期间。另一方面，如果第二处理的期间过长，则由栅极型开关元件所产生的损耗将增大。因此，通过根据关断前流过栅极型开关元件的电流的大小而对第二处理的期间的长度进行调节，从而能够适当地抑制瞬变，并且能够对损耗进行抑制。
在本发明所公开的一个示例的结构中，栅极电压控制装置对栅极电压进行检测，并在第一处理中栅极电压变为低于阈值的时刻以后开始进行第二处理。
栅极电压变为低于阈值的时刻与主端子间电压形成峰值的时刻大致一致。因此，能够基于栅极电压而开始进行第二处理。此外，根据该结构，由于能够基于栅极电压而对栅极电压进行控制，因此能够以简单的电路结构而执行第二处理。
以上，虽然对本发明的具体例进行了详细说明，但这些只不过是示例，并非是对权利要求书进行限定的内容。在权利要求书所记载的技术中，包括对上文所例示出的具体例进行了各种改变、变更的技术。
在本说明书或附图中所说明的技术要素以单独或各种组合的形式来发挥技术上的有用性，且并不被限定于申请时权利要求所记载的组合。此外，本说明书或附图中例示的技术为同时实现多个目的的技术，而实现其中一个目的本身也具有技术上的有用性。
符号说明
10：栅极电压控制装置；
12：栅极监测电路；
14：脉冲产生电路；
16：栅极驱动电路；
20：DC-DC变换器；
22：高电位配线；
24：中间配线；
26：低电位配线；
28：蓄电池；
30：电抗器；
32：MOSFET；
34：二极管；
36：电容器；
40：配线；
42：寄生电感；
44：寄生电容。

Claims (4)

1.一种栅极电压控制装置，其对栅极型开关元件的栅极电压进行控制，其中，
在关断所述栅极型开关元件时，所述栅极电压控制装置执行如下处理：
第一处理，通过使栅极电压下降至阈值以下的值，从而使所述栅极型开关元件的主端子间电压从导通电压起上升；
第二处理，在于所述第一处理中所述主端子间电压形成峰值的时刻以后，将所述栅极电压控制为大于阈值的值；
第三处理，在于所述第二处理中所述主端子间电压以低于所述峰值且高于所述导通电压的值而进行转变的期间内，使所述栅极电压下降至阈值以下的值，
与所述第二处理的开始时刻紧前的所述主端子间电压的时间变化率相比，所述第二处理的结束时刻紧后的所述主端子间电压的时间变化率降低。
2.如权利要求1所述的栅极电压控制装置，其中，
在所述第二处理中，将所述栅极电压控制为小于所述栅极型开关元件的镜像电压的值。
3.如权利要求1或2所述的栅极电压控制装置，其中，
在关断前流过所述栅极型开关元件的电流越大，则越使所述第二处理的期间延长。
4.如权利要求1至3中的任意一项所述的栅极电压控制装置，其特征在于，
对所述栅极电压进行检测，并且在所述第一处理中所述栅极电压变为了低于阈值的时刻之后开始实施所述第二处理。
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