CN106797209A - 具有改善的反射率的双工器 - Google Patents

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Abstract

本发明提出一种可用于四工器并且可用于不同载波聚合模式的双工器。该双工器包括梯型结构的谐振器，其中，发射路径中的并联谐振器中的至少一个与接地的电感串联，其中，在最接近天线端子的并联路径中的并联谐振器直接接地，并且在相应的并联路径中没有布置电感。

Description

具有改善的反射率的双工器
LTE-A标准(高级长期演进；Long Term Evolution-Advanced)允许移动电话以所谓的载波聚合操作方式(＝CA模式)工作，以便在下行链路和/或上行链路中使用较高的带宽，并因此使上行链路或下行链路获得更快的速度。载波聚合模式不仅针对FDD频带(频分双工，Frequency Division Duplexing)而且还针对TDD频带(时分双工，Time DivisionDuplexing)来定义，并且其例如在下行链路操作(接收操作)中能够同时用于两个频带的呼叫连接或数据连接。根据标准3GPP TS36.101，3GPP已经定义了一系列所谓的带间载波聚合对。在图15中给出目前正讨论且部分已检查过的频带组合的列表。举例而言，根据建议的CA组合，移动电话可以在频带20中进行接收和发射并且另外在频带7中进行接收(RX-CA)。同样，还有可能在频带20和频带7中进行发射，并且在频带7或频带20中进行接收(RX-CA)。在此情形下，所定义的载波聚合频带对涉及频带、Rx或Tx操作的应用以及双工法(即FDD和TDD)。
为满足CA操作的要求，相应的双工器须在移动电话的前端电路中同时活动，而不会互相干扰。然而，倘若将两个双工器连接至同一天线端子，这通常表示四工器，针对这种特殊应用需将其优化成新的构件。
总而言之，在技术上容易实现所建议的那些频带对，其频带在频率上相隔甚远，例如频带20与频带3。它们能够在共同的天线端子处与简单的双工器相结合，该双工器具有通常超过20dB的良好隔离。通过这种方式，能够确保连接至共同的天线端子的双工器不会互相干扰，因此信号仅通过期望的双工器进行传导并且在另一双工器中不产生不必要的损耗。
除低损耗之外，四工器还需在TX与RX子频带之间具有良好的隔离，即在相应的发射频带与接收频带之间具有良好的隔离。这不仅适用于同一频带内的TX/RX隔离，而且适用于第一频带的TX操作与组合的第二频带的RX操作之间的TX/RX隔离。针对可以使用双工器的情况而言，这些要求已经得到满足。
然而，在此建议CA频带对的情况下(此时频带的频率彼此接近)，例如，在5&17、8&20或2&4的CA频带组合时，常规的双工器无法简单地在天线端子处组合。在此情况下，双工器的低通与高通之间的隔离不足以用于频带的相互隔离，并且双工器必须直接相配。为此，在一个双工器的通带中，在另一双工器中需使天线端子处的阻抗呈现为无穷大，这一般需要相应的阻抗相移。因此，双工器对于另一频带的频率(即其通带之外)须在天线端子处具有高反射系数。借助相移器在这个频率范围内将阻抗转向无穷大，来实现这一点。
图1示出一种已知的第一双工器DPX1和第二双工器DPX2的布置方案，这两个双工器与共同的天线端子AT相连接。在天线端子AT与每个双工器的输入端之间分别布置有相移电路PS1、PS2，这两个相移电路应使相应另外的双工器的通带中的阻抗转向无穷大。
通常情况下，在双工器中，将TX滤波器(发射滤波器)配置成呈梯型布置的电抗滤波器，其由串联谐振器和并联谐振器构成。这些谐振器可以配置成SAW或BAW谐振器。除梯型结构之外，相应的RX滤波器(接收滤波器)还可以具有其它滤波器部件，例如声耦合的谐振器结构，诸如DMS结构。
梯型滤波器的传输特性具有三个不同的特征部分：在通带两侧以及通带本身的远程抑制(即带外(Out of band)区域)、低极点或衰减最大值。有利地，单个双工器本身使用传输特性中的特征性低极点(陷波)，以便在TX与RX区段之间获得极高的衰减。在通常通过并联谐振器的谐振频率确定通带之下的极点频率期间，通过并联谐振器的反谐振频率和串联谐振器的谐振频率确定通带之下的极点频率。另外，正如并联谐振器的反谐振一样，串联谐振器的串联谐振也必然位于通带之内。
为了优化衰减最大值相对于通带的确切位置或者为了增加谐振器的带宽，已知将电感与并联谐振器串联。由此，能够在滤波器响应中产生另外的极点。然而，由于附加的电感的品质因子(Q因子)有限，故具有这类电感的电路在通带中具有额外的插入衰减。此外，更重要的是，这些电感使双工器在与通带相距较远的带外频率下的反射率明显降低。通常，只要双工器在单模式中操作，即不在CA模式中操作，这就不会受到干扰。但是，当双工器作为四工器的一部分操作时，反射率降低便成为严重问题，其原因在于，在某些频率下，双工器的反射率较低会直接对另外双工器的插入衰减造成负面影响。
图2在模拟图中示出了，滤波器或双工器的插入衰减IL通过接入并联支路中的电感作为相应的天线端子处的反射率REF的函数而额外地增加。图中示出，在反射率为0.8及更低时，预计会严重妨碍双工器的特性。即使双工器完美适配并且具有理想的(即无损耗的)适配元件以适配于共同的天线端子，但如曲线K1所示，在这种理想情况下，0.8的反射率同样会在通带中造成约0.45dB的损耗。于是，适配度的任何劣化都会导致更高的反射率并相应产生更高的损耗。0.6以上的反射率会导致增加超过1dB的插入衰减。如由图中的其它曲线所示，天线端子具有更低的反射系数(S22)，则进一步恶化这种状况。
图3通过模拟图根据所用电感的品质因子Q示出了随频率FR绘制的双工器在天线端子处的反射系数REF，其针对Q＝50(最下方的曲线)至Q＝300(最上方的曲线)的取值来绘制。图中示出，品质因子也对反射率并由此对插入衰减具有显著影响。图中所示的值是针对在第一并联支路中具有与并联谐振器串联的电感的双工器算得，所述并联支路即指在分支电路中最接近天线端子的并联支路。其频带位于所示通带之下或之上的另一双工器由于低反射率而具有高损耗。即使是理想的线圈或者后补适配元件，也无法消除这种影响。
除发射率增高方面的缺点之外，电感还通过改善RX滤波器的通带中的RX/TX隔离而表现出优点。此外，如果考虑到单个双工器，则品质因子为50的电感仅使插入衰减略有下降。
本发明的目的是，提出一种双工器，其不仅具有良好的RX/TX隔离性，而且可配置用于在四工器中的操作，共同天线端子处的反射率也得以改善。
本发明用以达成上述目的的解决方案为具有权利要求1所给出特征的双工器。本发明的优选实施方案以及特别是由这种双工器制成的四工器请参阅其它权利要求。
本发明指出，在滤波器中，对连接有电感的并联路径的选择对滤波器的反射率具有显著影响。业已证实，常规的电感在并联路径中直接邻近天线端子的布置方案最不可取。本发明在此指出，电感的最佳布置方案是布置在最远离天线端子的并联支路中的并联谐振器串联。
于是，从天线端子角度所见的根据本发明的第一并联支路必须直接接地。同样有利的是，除最远离天线端子的支路以外的其它并联支路也直接接地。
根据本发明的双工器包括天线端子，其与两个分路相连接，即发射路径和接收路径。在发射路径中布置有串联的串联谐振器，而与之并联的n个并联路径接地。在每个并联路径中分别布置有并联谐振器或者串联的并联谐振器的级联。在此，数目n优选为0<n<8。也可能有8个以上并联支路，然而这在正常情况下并非必要或有利，在多数情况下，至多5个并联支路便足矣。至少在一个并联支路中，将接地的电感与并联谐振器串联，其中，最接近天线端子的并联支路直接接地，因为其中并未布置电感。
在根据本发明的双工器中，在通带附近的频率下的TX/RX隔离大体相当于已知双工器(其在并联支路处具有电感)的TX/RX隔离，但反射率明显更佳，并且所述双工器表现出与电感的Q因子的更低相关性。其优点在于，不必要求高品质的电感来实现所需的特性。
根据本发明的双工器能够包括与所述双工器的不同并联支路串联的多个电感。于是，有利之处在于，在滤波器的带外区域中产生附加的极点，以便抑制某些系统频率下的干扰。这样的系统频率是在移动电话中除所述双工器以及视情况由两个双工器组装的四工器的频带之外可能会用到的那类频率。
针对多个这样的电感而言，它们也以最大限度上远离天线端子的方式布置于梯型电路中。在此情形下，所述方法已指出，第一并联谐振器直接接地，即第一并联支路(从天线端子角度所见)的并联谐振器直接接地，并且在该并联支路中没有布置电感，这种影响最大，但通过在最远离天线端子的并联支路中布置电感，还会得到进一步改善。
根据一种实施方式，根据本发明的第一双工器配置用于第一发射频带和第一接收频带。在天线端子处连接有第二双工器，其配置用于第二发射频带和第二接收频带，其中，第一双工器与第二双工器的频带不同。在天线端子与第一双工器之间以及在天线端子与第二双工器之间分别布置有相移电路，该相移电路使对相应另外的双工器的发射频带和/或接收频带的频率的阻抗转向无穷大。此外，针对所述第二双工器而言，其发射路径包括串联的串联谐振器以及自其分支出的接地的并联路径，其中分别布置有并联谐振器或者串联的并联谐振器的级联。发射路径中的并联路径中的至少一个与接地的电感串联，其中，最接近天线端子的并联路径包括直接接地的并联谐振器，以致在相应的并联路径中没有布置电感。
这种实施例方式表示一种四工器，其在紧邻却仍不同的频带中也在两个双工器之间具有彻底的分隔或良好的隔离。
采用这类四工器仅在结合频带的一定最大距离内有用或有利，其原因在于，四工器的更远频带对可以毫无困难地借助天线分离滤波器(Diplexer)来分隔。然而，根据本发明的四工器也能够使这些频带对分隔。
如果第一双工器配置用于频带X并且第二双工器配置用于频带Y，并且如果fC1是频带X的接收频带中的中间频率以及fC2是频带Y的接收频带中的中间频率，则限定成，通过关系式fC1≤1.45fC2使fC1与fC2相关联。
在优选的实施方式中，通过关系式fC1≤1.30fC2使fC1与fC2相关联。
在另一种优选的实施方式中，通过关系式fC1≤1.20fC2使fC1与fC2相关联。对于待分隔频带间的这种小距离，同样形成卓越的隔离。
由于根据本发明布置的电感，根据本发明的四工器也在反射率方面得以改善，如此在CA模式中操作不成问题，其中，除频带的TX和RX操作之外，至少一个另外的附加发射频带和/或附加接收频带活动，以便提高通话或数据连接其间的数据速率或带宽。电感不仅能够改善双工器中的TX/RX隔离，而且还能够改善四工器中的TX/RX隔离，却不会由此使反射率劣化。另外，所述双工器或四工器的特性与电感的Q因子的相关性极低或完全无关，因此能够使用具有低Q因子的电感，即成本低廉的部件。
通过本发明显著改善了Tx/Rx隔离以及两个结合频带间的隔离，因此根据本发明的四工器中的频带能够采用任何一种双工法来操作。此外，还能够在四工器内针对两个频带或者两个相连的双工器使用不同的双工法。能够将在第一双工器中使用FDD方法与在第二双工器或者第二双工器的分滤波器中将TDD方法结合起来。这同样适用于迄今尚未实现但可以设想的两个Rx频带与两个Tx频带的CA组合，该CA组合需要用于单一通信连接的全制四工器操作，利用根据本发明的双工器可以实现这一点。
在一种实施方式中，在两个双工器之一中，在另一并联支路中，另一电感与另一并联谐振器串联。该另一电感的电感值如此标定，即产生另一衰减极点，其引起另一系统频率时的衰减增大。通过这种方式，能够在双工器的传输特性中隐没移动电话使用的系统频率。这类要滤除的系统频率可以属于诸如GSM、WCDMA、GPS、GLONASS、Galileo、Bluetooth、W-Lan、WiFi或IoT(物联网，Internet of Things)的任何其它通信或导航频带的Tx或Rx频带和/或DBT频率。原则上，通过这种方式能够产生任何其它极点或者使其它极点转移到任何频率，以防双工器在这些系统频率下受到干扰性影响。时常出现但非普遍性的是，极点的数目受限于滤波器中的分流或并联支路的数目。
根据一种实施方式，根据本发明的双工器耦合至天线或天线端子，其上耦合具有另一发射滤波器的至少一个另外的发射支路或具有另一接收滤波器的另外的接收支路或者第二双工器。在天线与另外的发射支路之间或者在天线与另外的接收支路之间布置至少一个相移器，其在第一双工器的输入端使对于第二双工器的相应另一发射支路和/或另一接收支路的频率的阻抗转向无穷大，或者其在另外的接收支路中使对所述双工器的发射滤波器的频率的阻抗转向无穷大。具有第一双工器和另外支路的总体布局构造用于载波聚合模式中的操作。同时，这一点允许实现通过所述双工器的发射和接收路径的发射和接收操作，另外还允许实现通过另一接收滤波器的接收操作或者实现通过所述第二双工器的接收滤波器或发射滤波器的接收或发射操作。通过所述相移器确保，不会有干扰的发射频率进入耦合至相同天线端子的接收滤波器或者双工器的接收分滤波器的接收路径中。因此，使待分隔支路的彼此紧邻的频率也能实现多工功能。另外，产生高反射率，这样两个滤波器都可以在其插入衰减方面形成最佳配置。
在一种实施方式中，第一双工器和第二双工器耦合至共同的天线。所述第一双工器配置用于LTE频带5，而所述第二双工器配置用于LTE频带17。在该实施方式中，与天线端子并联并借此与接地的天线并联的电感用作相移器。在该实施方式中，业已利用该唯一的元件实现相移器的功能。该元件在此以理想的方式用于两个双工器的信号，使对相应另一双工器的频率的阻抗转向无穷大。针对两个双工器与共同的天线连接的载波聚合模式中的其它频带组合，可能需要附加元件用于至少一个相移电路。
下面参照实施例及相关附图对本发明进行详细说明。这些附图纯属示意性示出并且只是用于促进理解，从而图中会省略那些无关紧要或显而易见的细节。
图1示出本发明提出的具有两个双工器的四工器，这两个双工器与共同的天线端子连接。
图2借助各种曲线图示出第一滤波器的损耗与第二滤波器的反射率以及与天线端子的反射率的相关性。
图3示出针对由现有技术已知的双工器的随频率变化的发射率的曲线，其还受天线端子附近耦接的电感的品质因数的影响。
图4示出根据本发明的双工器电路。
图5示出根据本发明的双工器的发射和接收滤波器的通带。
图6示出根据本发明的双工器与已知双工器相比的传输特性。
图7示出类似于图3的反射率随频率变化的曲线，其被绘制为受根据本发明的双工器的不同品质因子的影响。
图8示出具有额外衰减极点的根据本发明的双工器。
图9和图10示出图8中所示的根据本发明的双工器的传输特性。
图11示出其反射率随频率变化。
图12示出具有用于特定频带组合的根据本发明的相移器的双工器电路。
图13和图14示出共同耦合成四工器的两个根据本发明的双工器的隔离。
图15A至图15C示出建议的用于在根据3GPP的载波聚合模式中操作的频带组合的表格。
图1示出四工器电路，其中第一双工器DPX1和第二双工器DPX2与共同的天线端子AT相连接。在第一发射与接收混合路径TRP1和第一双工器DPX1中布置有第一相移电路PS1，而在第二发射与接收混合路径TRP2中，第二相移电路PS2被布置于天线端子AT与第二双工器DPX2之间。相移电路PS导致，输入阻抗ZI在发射与接收混合路径TRP中对于相应另外的双工器的信号而言很高，这是因相应另外的信号的阻抗被转向无穷大所致。与之相应，在第一发射与接收混合路径TRP1中的输入阻抗ZI1对于第二双工器DPX2的信号而言很高。相应地，在第二发射与接收混合路径TRP2中的输入阻抗ZI2对于第一双工器DPX1的信号而言很高。如此调节相移器，例如，即相移器PS1扭转第二双工器DPX2的信号的阻抗，使得第一双工器DPX1尽可能少地负载，也尽可能好地反射第二双工器的信号。这同样适用于配位调换的第二相移器PS2。
利用这样的四工器电路，具有相近频带的双工器能够彻底地相互隔离，以便确保四工器工作不受干扰。不言而喻，如果第一双工器DPX1以全双工模式操作，而第二双工器DPX2仅用作发射滤波器或者仅用作接收滤波器，则四工器也支持三工器工作。这种三工器工作相当于载波聚合模式，对此，采用本发明提出的架构，不再需要单独的发射与接收滤波器用于与之耦合的频带。根据本发明，确切而言，四工器电路使用第二双工器，作为用于附加频带的CA模式中的滤波器。
尽管如图1所示的四工器使得两个由双工器所用的频带能够彼此良好隔离，但该四工器特别在三工器工作或四工器工作中也会由于反射率高而易受电损耗。图2以直观方式示出损耗如何随反射率下降(即变差)而增高。在此仅示出因天线端子上的反射率而产生的额外损耗。针对具有不同S22值的不同场景确定不同的曲线图。倘若S22最小(即完美适配，参见最上方的曲线)，则额外的插入衰减纯属归因于“另外”双工器的有限反射率。天线上的任何失配都会使这种性能变差。不同的曲线图显示曲线虽然在优化适配的情况下可能略微平缓，但损耗在反射率进一步下降时仍会急剧增长。
这表示，在反射率例如为0.8及更差的情况下，已经存在约0.45dB范围内的高损耗，这就在反射率为0.6及更低时导致超过1dB的劣化。如果伸出壳外的天线具有低反射系数，还会进一步恶化这种状况。
图3示出已知双工器的随频率绘制的反射率，该双工器在第一并联支路中与接地的电感串联。不同的曲线对应具有不同品质因子Q的电感。曲线的凹部表示，该电感的品质因子不佳使反射率额外变差。
然而，在已知的双工器中，即使采用品质例如为Q＝300的高质元件，而在某些频率下，却引起令人难以接受的高反射率，随之产生令人难以接受的高损耗(同样参见图2)。
在图4中示出根据本发明的双工器，其大幅减少天线端子处的反射率过高的问题。照常，发射支路TX和接收支路RX与共同的天线端子AT相连接。无论在发射支路还是在接收支路中，都构造滤波器作为梯型错接的谐振器。如此，发射支路包括一系列串联谐振器TRSX，接地的并联谐振器TRPX在并联支路中与这些串联谐振器连接。在本图中示出了三个串联谐振器TRS1至TRS3以及三个具有并联谐振器TRP1至TRP3的并联支路。接地的并联电感PI1与第三并联支路串联。RX支路RX中的接收滤波器在此包括具有相同数目的串联谐振器RRS和并联谐振器RRP的类似的梯型结构，这些谐振器仅在其谐振频率方面有别于发射滤波器。
在这两个滤波器中的每一个与天线端子AT之间设置有相移电路PS1、PS2，它们负责双工器内的TX/RX隔离。每个相移电路包括选自电感或电容的至少一个元件，其能够与相应的支路并联或串联。相移电路还能够包括L型电路、T型电路和π型电路。两个支路中的两个相移电路还有可能借助唯一的相移电路来实现。
在图5中，较粗的曲线K1表示图4所示的用于发射频带和接收频带的双工器的通带，其中第二曲线K2分别表示不具有并联电感的相同滤波器或相同双工器。从图中可以看出，附加的并联电感几乎不会改变通带的带宽和边缘。
然而，如图6所示，采用附加的电感将改善RX滤波器的通带中的TX/RX隔离。针对所选的实施例而言，提高了20dB的隔离。另一方面，TX滤波器的通带中，极小的劣化可忽略不计，因而本发明的积极作用显而易见。
图7示出，所用的附加电感PI1的Q因子在实践中并不影响图4所示的双工器在天线端子处的反射率。在图7中重叠示出针对电感的不同Q值(从Q＝50到Q＝300)的反射率曲线。这些曲线实际上并无区别。与图3中针对已知双工器的相应视图相比，显示了根据本发明的双工器的显著改善的反射率。特别是靠近通带，在其紧下方和紧上方，发射率提高至少0.1，参照图2，这意味着插入损耗减少0.3至0.5dB。
根据本发明将并联电感布置成尽量远离天线端子的构思能够扩展到与其它并联支路串联的多个电感。在此，另外的电感同样最大限度地远离天线端子，在任何情况下，第一个并联支路都保持不具有附加的电感。利用这些另外的电感，能够获得临界频率的额外的衰减最大值，以便滤出某些系统频率。
在图8中所示的双工器能够例如配置用于频带17。利用附加的电感，可以产生更强的衰减，即在频带5的频率下产生衰减最大值，以便针对可行的载波聚合模式能够提高双工器之间的TX/RX隔离。在约2.4GHz的频率下，能够产生进一步的衰减最大值，用以衰减WLAN频率。通过这种方式，根据本发明的双工器的特性得到进一步改善，以便其应用于四工器中，在此特别是应用于频带5/频带17的载波聚合模式。
图9示出图8中所示的配置用于频带17的双工器在通带区域及紧邻区域内的传输特性，特别是在该实施方式中示出在频带5的中间频率下产生的陷波。
图10示出双工器在约2500MHz的WLAN频率范围内的隔离，其通过所产生的额外衰减最大值而得以改善。在一切情况下，RX/TX隔离ISO都得到显著改善。
图11示出图8中所示的配置用于频带17的双工器在具有两个并联电感的情况下随频率绘制的反射率。该图绘出不同的曲线，其中，所用电感的品质从50到300变化。在此还示出，尽管有第二电感，反射率只发生微小变化，特别是在通带附近，但与已知的双工器相比却大为改善。虽然示出了与所用电感的品质因子的相关性，但这种相关性显然极低。使用具有不同品质的电感的双工器的曲线图表现出极大的相似性，在数值上只有细微差别。
图12示出具有双工器的频带5/频带17四工器的简化电路。针对特定的频带组合和根据本发明的双工器，可以通过单个并联电感PI实现相移电路，该并联电感与接地的天线端子AT并联。在此情形下，两个单独的双工器DPX1、DPX2中的每一个都如此优化，即每个双工器均具有尽可能最佳的反射率，同时TX信号相对于在CA模式下耦接的其它RX支路的隔离度更高。在图12的四工器中，两个双工器的相位以适宜的方式彼此相对优化，这还会有助于实现单个相移元件，即并联电感PI。除节省元件之外，通过这种方式还使插入衰减的损耗保持最低限度。
图13和图14示出采用由根据本发明的双工器拼合的四工器能够获得比由已知双工器组成的四工器更佳的隔离。
在图13中示出针对由现有的用于频带5和频带17的双工器组装的四工器的隔离。这两个双工器中的任何一个就载波频带聚合而言都未得以改进，从而这种双工器或者由其制成的四工器仍具有前文已述的问题。如此，例如，两个双工器在RX频带中的隔离远比在TX频带中更差。
在图14中，用于频带5和频带17的双工器根据本发明来构造并且已然适用于载波频带聚合操作。在参照图14的根据本发明的四工器中，显示出在两个双工器的RX频率的各自范围内的隔离得到明显改善。在两个频带中，隔离已然为60dB以上，因此隔离提高了20dB及更多。
通过比较图13和图14可以表明，通过四工器工作中或者载波聚合模式中的相应第二双工器，在RX区域内不再表现出任何明显劣化，而如图13所示，在已知四工器中或者在由已知双工器制成的四工器中仍旧观察到这种明显劣化。
仅根据几个实施例对本发明予以说明，因此本发明不仅限于这些实施例。根据本发明的双工器也能够针对其它LTE频带来优化，并且能够将适用的双工器连接成四工器。在此情形下，在图15A中举例说明，并且支持当前版本的3GPP针对FDD Rx区域内的载波聚合模式所建议的频带组合。图15B示出3GPP(TS36.101)针对Tx FDD频带的带间载波聚合所建议的相应频带组合。图15C示出针对Tx TDD频带的带间载波聚合所建议的相应频带组合。
针对图15A中包含的CA模式，其组合三个不同的频带，分别只有两个频带彼此紧邻，这样就需要使用由根据本发明的双工器构建的四工器。第三个频带的频率位置(Frequenzlage)充分远离另外两个频带的频率位置，这样置于四工器之前的简单双工器就足以使它们分隔。
因根据本发明的双工器显著改善了隔离，故在两个双工器聚集并且同时在同一天线端子上操作的载波聚合模式中也未观察到双工器的通带中存在任何进一步的劣化，特别是在双工器的相应RX频带中。
根据本发明的双工器当然也可以仅在纯双工器工作中操作，或者可替选地在双工器工作或四工器工作中操作。
附图标记列表
DPX1、DPX2 第一和第二双工器
AT 天线端子
TX 发射路径
RX 接收路径
TRS1 发射路径中的串联谐振器
RRS1 接收路径中的串联谐振器
RRP 发射路径中的并联谐振器
TRP 接收路径中的并联谐振器
PI 电感，接地的并联路径
PS1、PS2 相移电路
TRPl、TRP2 发射/接收混合路径
ZI1 TRP1中的输入阻抗
ZI2 TRP2中的输入阻抗
IL 插入衰减
REF 反射率(反射系数)
K1 图2中的优化曲线
FR 频率
ISO 隔离
LB 低频带(<1GHz)
MB 中频带(1GHz<MB<2.2GHz)
HB 高频带(2.2GHz<HB<3GHz)
UB 超高频带(3GHz<UB)

Claims (9)

1.一种双工器，
-具有天线端子，
-具有两个分路，包括发送路径和接收路径，二者连接至所述天线端子，
-其中，所述发射路径包括串联的串联谐振器以及与其并联的n个接地的并联路径，其中分别布置有并联谐振器或者串联的并联谐振器的级联，其中n是整数，0<n<8，
-其中，所述发射路径中的n个并联谐振器中的至少一个与接地的电感串联，
-其中，在最接近所述天线端子的并联路径中的并联谐振器直接接地并且在相应的并联路径中没有布置电感。
2.根据权利要求1所述的双工器，
其中，所述发射分路在电路中最远离所述天线端子的并联路径中布置有电感。
3.根据权利要求1或2所述的双工器，
其与同样的第二双工器连接成四工器，
-其中，第一双工器配置用于第一发射频带和第一接收频带，
-其中，第二双工器配置用于与所述第一双工器的频带不同的第二发射频带和第二接收频带，所述第二双工器连接至所述天线端子，
-其中，在天线端子与第一双工器之间以及在天线端子与第二双工器之间都连接有相移电路，所述相移电路使对相应另外的双工器的频带中的频率的阻抗转向无穷大，
其中，针对所述第二双工器：
-所述发射路径包括串联的串联谐振器以及与其并联的接地的并联路径，其中分别布置有并联谐振器或者串联的并联谐振器的级联，
-所述发射路径中的并联路径中的至少一个与接地的电感串联，
-在最接近所述天线端子的并联路径中，至少一个并联谐振器直接接地并且在相应的并联路径中没有布置电感。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的双工器，
其中，在所述双工器之一中，另一电感与另一并联谐振器串联，其中，对所述另一电感进行标定，使得在传输曲线中使另一系统频率时的衰减增大，
其中，所述另一系统频率选自WLAN、WiFi、GPS、DBT或者选自任何其它通信或导航频带的Tx或Rx频带，诸如GLONASS、Galileo、Bluetooth或GSM、WCDMA或IoT(物联网)。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的双工器，
其耦合至天线，在所述天线上耦合具有另一发射滤波器的至少一个另外的发射支路或者具有另一接收滤波器的另外的接收支路或者第二双工器，
其中，至少一个相移器布置于所述天线与所述双工器之间和/或在所述天线与所述第二支路或所述另一双工器之间，所述至少一个相移器在双工器输入端使对于相应另外的接收支路或发射支路或者双工器的频率的阻抗转向无穷大，其中，总体布局构造用于载波聚合模式中的操作，其同时允许实现通过所述双工器的发射路径和接收路径的发射和接收操作以及实现通过所述另一接收滤波器的接收操作，或者实现通过所述另一发射滤波器的发射操作，或者实现通过所述第二双工器的接收滤波器和/或发射滤波器的接收操作和发射操作中的至少一个操作方式。
6.根据权利要求5所述的双工器，
具有耦合至共同的天线并且组合成四工器的第一双工器和第二双工器，其中，所述第一双工器配置用于频带5，而所述第二双工器配置用于频带17，
其中，在与接地的天线端子并联的并联支路中布置有电感作为相移器。
7.根据权利要求5所述的双工器，
具有耦合至共同的天线的第一双工器和第二双工器，
其中，所述第一双工器配置用于频带X，而所述第二双工器配置用于频带Y，其中，通过关系式fC1≤1.45fC2使频带X的接收频带中的中间频率fC1与频带Y的接收频带中的中间频率fC2相关联。
8.根据权利要求7所述的双工器，
其中，通过关系式fC1≤1.3fC2使频带X的接收频带中的中间频率fC1与频带Y的接收频带中的中间频率fC2相关联。
9.根据权利要求7所述的双工器，
其中，通过关系式fC1≤1.2fC2使频带X的接收频带中的中间频率fC1与频带Y的接收频带中的中间频率fC2相关联。
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