CN106471734A

CN106471734A - 开关电容器发射器电路及方法

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Publication number: CN106471734A
Application number: CN201580034425.7A
Authority: CN
Inventors: D·K·巴特菲尔德; 王培远; J·D·邓沃思
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2014-06-25
Filing date: 2015-06-02
Publication date: 2017-03-01
Anticipated expiration: 2035-06-02
Also published as: US20150381401A1; WO2015199920A1; CN109560776B; EP3161957B1; US20150381215A1; EP3836392A1; CN109560776A; CN106471734B; JP6334008B2; EP3161957A1; WO2015199916A1; US9531409B2; JP2017526226A; US9520906B2

Abstract

本公开包括开关电容器发射器电路及方法。在一个实施例中，本公开包括耦合到电感性网络的输入的多个开关电容器发射器电路。电感性网络组合来自开关电容器发射器电路的电压以在输出上产生组合电压。在另一实施例中，数字数据信号被温度计编码并且负温度编码的信号被位顺序反转以控制在开关电容器发射器电路中的电容器。

Description

开关电容器发射器电路及方法

相关申请的交叉引用

本申请要求2015年04月07日提交的美国非临时申请No.14/680,988的优先权，其内容针对所有目的整体通过引用并入本文。

根据35美国C.§119(e)，本申请有权享有并且要求2014年06月25日提交的美国临时申请No.62/017,060以及2014年10月14日提交的美国临时申请No.62/063,863的申请日的权益。在此，美国临时申请No.62/017,060的内容和美国临时申请No.62/063,863的内容通过引用整体并入本文。本申请与2015年04月07日同时提交的美国专利申请No.14/681,008(代理人案号000026-014003)相关，其内容在此通过引用整体并入本文。

技术领域

本公开涉及电子电路及方法，并且具体涉及开关电容器发射器电路及方法。

背景技术

数字传输涉及数据(数字比特流或数字化的模拟信号)在电子系统之间的物理传送。图1图示了用于在两个电子系统之间传送数据的典型布置。电子系统101可以包括存储数字数据112的数字处理电路110(例如，CPU和存储器)。电子系统101可以使用发射器(Tx)114向另一电子系统102发送数字数据112。发射器114接收数字数据112并且将该数字数据转换成模拟信号以用于跨通信介质103传输。例如，在无线应用中，模拟信号可以被上变频到射频信号，然后通过空气在天线之间广播。电子系统102包括用于接收数字数据112的接收器124(Rx)。在该示例中，电子系统101和电子系统102二者都可以使用发射器(Tx)发送数据并且使用接收器(Rx)接收数据。因此，例如，电子系统102也可以包括数字处理电路120，其存储可能使用发射器124发送到电子系统101的数字数据122。

图2图示了用于在无线信道中发射数据的示例现有技术架构。在无线发射信道中，使用数模转换器(DAC)201将包括编码的数据的数字数据信号转换成模拟信号。然后，使用低通滤波器(LPF)202和增益级(Av)203处理模拟信号(或模拟“基带”信号)。然后，使用上变频器204和本地振荡器(LO)将模拟基带信号迁移到载波频率。在205，上变频的信号被再次滤波。功率放大器206增大模拟信号的功率以用于跨通信介质传输。

在当前的传输系统中，功耗是大问题。通信系统(诸如无线设备)的快速扩展已经缩紧了设备的功耗要求，并且发射器是这种消耗的重要来源。例如，传统的模拟功率放大器消耗尤其大量的功率。改进这种模拟功率放大器的效率是需要持续研究的领域。

发明内容

本公开包括开关电容器发射器电路及方法。在一个实施例中，本公开包括耦合到电感性网络的输入的多个开关电容器发射器电路。电感性网络组合来自开关电容器发射器电路的电压以在输出上产生组合电压。在另一实施例中，数字数据信号被温度计编码并且负的温度编码信号被位顺序反转以控制在开关电容器发射器电路中的电容器。

以下详细描述和附图提供了对本公开的属性和优势的更好的理解。

附图说明

图1图示了用于在两个电子系统之间传输数据的典型布置。

图2图示了用于发射数据的典型架构。

图3图示了根据一个实施例的开关电容器发射器。

图4图示了根据一个实施例的示例开关电容器发射器电路。

图5图示了根据一个实施例的耦合到功率组合网络的多个开关电容器发射器电路。

图6A图示了根据一个实施例的示例发射器。

图6B-图6C图示了根据一个实施例的示例绘图。

图7图示了根据一个实施例的包括同相(I)信号和正交(Q)信号的示例功率组合器。

图8图示了根据一个实施例的包括滤波器的示例发射器。

图9图示了根据另一实施例的示例功率组合器。

图10图示了根据又一实施例的示例功率组合器。

图11图示了根据另一实施例的层级配置的示例功率组合器。

图12图示了根据一个实施例的方法。

图13A-图13E图示了根据某些实施例的功率组合器的示例电路布局实现。

图14A示出了根据一个实施例的具有温度计编码的开关电容器发射器。

图14B示出了根据另一实施例的具有伪差分编码的开关电容器发射器。

图15A示出了极化基带幅度波形和RF输出。

图15B示出了用于笛卡尔调制的基带波形。

图15C示出了基带波形的伪差分实现。

图15D示出了用于笛卡尔调制波形的差分RF输出。

图16示出了基于4端子2状态开关电容器电路的用于开关电容器动态供电电流的基于电荷的模型。

图17示出了具有直接IQ SCCPA的示例数字RF Tx路径。

图18示出了具有串联电压变压器电感性功率组合器网络的示例多抽头直接IQSCCPA。

图19A示出了根据一个实施例的示例SCPA开关逻辑和驱动器。

图19B示出了根据另一实施例的另一示例SCPA开关逻辑和驱动器。

图20示出了具有FIR的冲激域上变频信号路径。

图21示出了时域Tx路径。

图22示出了SCPA Tx路径的单极点实现和波形。

图23示出了具有温度计编码的多位SCPA，该温度计编码具有反相输出的相对位反转具有反相输出。

图24示出了使用常规XNOR反相输出的笛卡尔SCPA波形和动态供电电流。

图25示出了使用提出的在反相输出之间具有相对位顺序反转的温度计编码的笛卡尔SCPA波形和动态供电电流。

图26示出了极化SCPA幅度编码的波形和动态供电电流。

图27是示例实施例的PSD频谱以及调制器线性传递函数的绘图。

具体实施方式

本公开涉及开关电容器发射器电路及方法。在以下的描述中，为了解释的目的，阐述了各种示例和具体细节以便提供对本公开的透彻的理解。然而，对本领域技术人员来说明显的是，如在权利要求中表述的本公开可以单独地包括这些示例中的一些或所有的特征或与下文描述的其他特征组合的这些示例中的一些或所有的特征，并且可以进一步包括本文描述的特征和概念的修改和等价物。

本公开的实施例包括新的传输技术。在一个实施例中，本公开包括创新的开关电容器发射器电路和功率组合器电路。在另一实施例中，本公开包括创新的数字处理技术以用于驱动开关电容器电路。可以参考下文中的示例理解本公开的其他方面。

在开关电容器发射器中的功率组合

图3图示了根据一个实施例的开关电容器发射器。数字数据信号被数字预调节电路301接收并且提供到开关电容器发射器阵列350。如在下文更详细描述的，预调节可以包括例如插值或delta-sigma调制和/或其他函数。例如，delta-sigma调制可以例如通过降低与在关键频带中减少的位的数量相关的量化噪声的功率谱密度，来使数字RF波形的二进制表示中的位的数量能够减少。减少的位的数量又可以支持对单位元件的温度计编码。在一些示例实施例中，维持元件匹配可能是关键的，这对维持模数转换中的线性度是必要的，而这对实现必要的低水平的信号失真以满足发射器带内信号对失真水平以及带外杂散发射要求又是必要的。在图3示出的示例中，开关电容器发射器阵列350包括开关数据编码器351和多个开关电容器发射器电路302a-302m。开关电容器发射器电路302a-302m有时被称为开关电容器功率放大器电路(“SCPA”)。如在下文更详细描述的，每个SCPA包括多个电容器311a-311n和电感器Ls 312。多个电容器被可切换地耦合在电源端子Vdd和基准电压端子之间(在该示例中是地(GND))。

数字预调节电路301的输出由开关数据编码器351接收。如在下文更详细描述的，开关数据编码器351可以将数字信号编码至耦合到SCPA电容器的控制开关，以将每个电容器的端子选择性地耦合到Vdd或地。随着更多的电容器耦合到Vdd，在开关电容器发射器阵列350的输出处的电压的幅度增加，并且随着更少的电容器耦合到Vdd，在开关电容器发射器阵列350的输出处的电压的幅度减小。可以使用电感性功率组合器网络320将来自多个SCPA电容器阵列的电压组合。电感性功率组合器网络包括耦合到多个开关电容器发射器电路302a-302m的多个输出的多个输入。如在下文更详细描述的，每个SCPA可以有利地包括在电容器端子和SCPA输出之间耦合的电感器Ls 312。本公开的实施例可以包括各种有利的配置以用于将SCPA电感器耦合到电感性网络，以用于将来自多个开关电容器发射器电路的电压组合以产生组合电压输出。因此，电感性功率组合器网络320可以将来自SCPA的电压组合以产生模拟发射信号。模拟发射信号可以例如被提供到天线或用于将模拟发射信号耦合到通信介质的其他机构。

图4图示了根据一个实施例的示例开关电容器发射器电路(SCPA)。该示例图示了具有差分输出和差分输出电感器Lsp 450和Lsm 451的SCPA。SCPA 400包括两个(2)电容器阵列，每个具有N个电容器(Csp1-CspN以及Csm1-CsmN)。每个电容器的一个端子通过诸如开关413的第一开关(S_H)被耦合到Vdd并且通过诸如开关412的第二开关(S_L)被耦合到地。N个电容器中的每个电容器的第二端子(位于阵列的正侧)被耦合到正输出电感器450的第一端子。电感器450的第二端子提供SCPA 400的正输出(outp)。类似地，第二N个电容器中的每个电容器的第二端子(位于阵列的负侧)被耦合到负输出电感器451的第一端子。电感器451的第二端子提供SCPA 400的负输出(outm)。

SCPA中的电容器在地和Vdd之间切换，以将电荷耦合到相应的电感器，在输出端子outp和outm上产生电压。例如，电容器的控制可以增加或降低跨outp和outm的差分电压。因此，SCPA中的电容器可以由开关逻辑电路410a-N和420a-N控制，其接收多个开关控制信号以将开关导通和关断，并且据此将数字数据信号转换成模拟电压。在该示例中，每个开关逻辑电路从开关数据编码器401中接收位线输出。例如，开关数据编码器401接收数字数据信号Xm，其可以是B位长度的信号。该信号可以被编码以驱动开关，以便SCPA产生所需的电压输出信号。在下文更详细描述的一个示例实施例中，开关数据编码器401可以使用温度编码和位顺序反转来产生编码的信号。开关数据编码器401产生N位的数字输出信号“dp<1:N>”和N位数字输出信号“dm<1:N>”以用于驱动开关逻辑电路410a-N和420a-N。在该示例中，对于正输出(outp)，dp<1>和dm<1>控制第一正侧电容器Csp<1>的切换，dp<2>和dm<2>控制第二正侧电容器Csp<2>的切换，等等，一直到dp<N>和dm<N>控制第N个正侧电容器Csp<N>的切换。类似地，对于负输出(outm)，dp<1>和dm<1>控制第一负侧电容器Csm<1>的切换，dp<2>和dm<2>控制第二负侧电容器Csm<2>的切换，等等，一直到dp<N>和dm<N>控制第N个负侧电容器Csm<N>的切换。还可以提供时钟信号CLK来控制时序。例如，开关逻辑电路410和420可以接收CLK以控制电容器开关的时间。开关逻辑电路410和420可以控制开关412、413等等以便正输出(outp)和负输出(outm)一起形成差分信号。

图5图示了根据一个实施例的耦合到功率组合网络的多个开关电容器发射器电路。在该示例中，在M-SCPA 501-503的输入处接收数字数据信号X1-M以产生M个模拟输出。可以在电感性功率组合器网络510中组合来自M个输出的电压。在该示例中，电感性功率组合器网络510包括多个互感部件，其中互感被用来组合在输入处的功率以产生组合的电压输出信号。在输出处的组合的电压可以被提供到负载(R_L)550。例如，在一个实施例中，发射器电路被用在无线发射器中，并且发射器R_L 550的输出被耦合到天线551。

图6图示了根据一个实施例的示例发射器。发射器650接收在预处理器651中的数字数据信号(TxDAT)。在该示例中，预处理器包括数字笛卡尔调制器，其可以包括有限冲激响应(FIR)滤波器。例如，预处理器651产生B位的数字数据信号并且可以产生时钟信号CLK。在分布式开关电容器功率放大器(DSCPA)601的输入上接收预处理器651的输出。DSCPA 601产生模拟输出信号PA out，其可以例如被耦合到天线。

在该示例中，DSCPA 601的扩展的详细示图图示了驱动分布式变压器620的M个SCPA(M-抽头)。变压器是在两个或多个电路之间通过电磁感应传输能量的电气设备。分布式变压器是包括多个互感部件的电感性网络。通常，互感部件包括具有第一对端子的第一电感性部件(例如，绕组)(有时被称作初级)以及具有第二对端子的第二电感性部件(例如，次级绕组)(有时被称作次级)。变压器的初级绕组中的变化的电流在次级绕组上产生变化的磁场。在次级处的该变化的磁场在次级绕组中感应出变化的电动势(EMF)或电压。在该示例中，多个主电感性部件的初级输入被耦合到多个SCPA的输出，并且次级中的电感性部件被串联配置以在输出处产生组合的电压。如下文说明的，根据各种实施例可以使用多种配置的分布式变压器。有利地，电感器可以被包括在SCPA中。例如，这些电感器可以过滤来自电容器的开关信号，降低功耗和/或引入关于分布式变压器中的电感性部件的可能配置的自由度。

在该示例中，SCPA 610的扩展的详细示图示出了开关数据编码器612、多个开关逻辑驱动器611(控制开关SH和SL来可切换地将电容器Csp<1:N>和Csm<1:N>的端子耦合在电源端子(VDD)和基准电压端子(例如，地)之间)。实施例可以包括不同的SCPA的Vdd是不同的应用。例如，在该示例中，不同的SCPA可以具有不同的电源电压Vdd1…VddM。每个SCPA包括正输出电感器Lsp以及负输出电感器Lsm。本公开的特征和优势包括在每个SCPA中的输出电感器。在功率组合器之前，这些串联电感器的并入通过阻挡SCPA的谐波开关功耗而改善了总体效率。电感性功率组合器的一个问题是组合器自身中的电感能够阻挡到PA输出负载的谐波开关功耗，但是它仍然允许其通过初级绕组耦合回其他抽头中的每一个，在该处其消散(浪费)在连接到那些其他抽头的SCPA的源电阻中。SCPA串联输出电感的量是该阻挡效率针对组合器的耦合效率之间的折中。

图6示出了开关电容器发射器电路的一个实施例，其中每个开关电容器发射器电路的第一输出被耦合到分布式变压器中的电感性元件的第一端子，并且每个开关电容器发射器电路的第二输出被耦合到分布式变压器中的不同的相邻电感性元件的第一端子。例如，在图6中，SCPA的抽头被耦合到分布式变压器功率组合器620使得每个SCPA的正输出和负输出被分别连接到分离的、相邻的主变压器的端子。例如，SCPA抽头1的正输出(outp)可以被耦合到第一变压器(T1)的初级端子，而SCPA抽头1的负输出(outm)可以被耦合到另一变压器(T2)的初级端子。其他SCPA抽头可以被类似地配置使得SCPA抽头M的正输出被耦合到第M个变压器(TM)，并且SCPA抽头M的负输出被耦合到第一变压器(T1)。

本公开的特征和优势包括增加SCPA抽头的数量来增加PA输出电压的幅度。组合多个抽头(Ntaps)使得能够以1/Ntaps的系数降低电源电压并且以与降低开关电容等价的方式改善效率。下列示例方程说明了对于极化调制作为数字码n的函数的静态效率与输出功率。图6B图示了使用了本文描述的用于一个示例实现的技术的效率改善。

其中Ntaps是SCPA开关元件的数量、Fs是开关频率、Cs是总的开关电容、Vdd是开关电源水平以及RL是输出负载电阻。

发射器的输出电压如下：

图6C图示了对于使用笛卡尔调制的示例实现的类似的有利结果，这将在下文更详细地讨论。

图7图示了根据一个实施例的包括同相(I)信号和正交(Q)信号的示例功率组合器。在该示例中，第一多个开关电容器发射器电路(SCPA)将数字数据信号的同相(I)分量耦合到分布式变压器的输入，并且第二多个开关电容器发射器电路(SCPA)将数字数据信号的正交(Q)分量耦合到分布式变压器的第二多个输入。例如，在该示例中，SCPA 701-703可以接收同相数字数据信号i_dat<B:1>和同相时钟i_clk。类似地，例如，SCPA 704-706可以接收正交数字数据信号q_datt<B:1>和正交时钟q_clk。在该示例中，同相SCPA的数量等于正交SCPA的数量。例如，SCPA的输出电压可以在多抽头变压器组合器中组合以在输出处产生组合的I/Q电压信号。

图8图示了根据一个实施例的实施有限冲激响应(FIR)滤波器传递函数的示例发射器。在一些实施例中，预处理可以包括对数字数据信号滤波。在该示例中，数字数据信号TxD被delta sigma转换器处理。然后，数字数据信号通过多个串联延迟电路(Z^-1)被相继耦合到多个开关电容器发射器电路以对该数字数据信号滤波。延迟电路的每个输出可以通过将不同电源电压耦合到不同的SCPA而被加权。在该示例中，delta sigma调制器的输出(TxData)被耦合到具有电源电压Vdd*h0的数模转换器801。TxData分别通过延迟电路810-816被顺次地耦合到SCPA 802-808的输入。SCPA 802-808分别接收电源电压Vdd乘h0、h1、h2、h3、h2、h1和h0。根据方程(2)，SCPA的输出电压与SCPA的电源电压成比例并且如果通过组合器将SCPA的输出与相等的残留延迟相加，那么发射器将会产生输出，y(z)＝h(z)*x(z)，其中y(z)是输出电压的Z变换，x(z)是数字输入信号的Z变换并且这里h(z)＝∑_nh_nz^-n是使用电源电压权重hn实施的滤波器权重。该实施例还示出了该信号通过诸如电流模式DAC的备选类型的DAC 801并且通过组合器被转送到PA输出的示例。这对发射低于SCPA的最低实用水平的功率水平可能是有用的。

图9图示了根据另一实施例的示例功率组合器。在该示例中，分布式变压器包括耦合到多个开关电容器发射器电路的输出的多个输入。具体地，功率组合变压器950包括M个变压器元件，具有M个初级以及耦合到输出的M个串联配置的次级。第一SCPA(抽头1)接收Vdd1并且具有驱动T1的初级的第一输入和第二输入的第一输出和第二输出。第二SCPA(抽头2)接收Vdd2并且具有驱动T3的初级的第一输入和第二输入的第一输出和第二输出。同样地，第M个SCPA(抽头M)接收VddM并且具有驱动TM的初级的第一输入和第二输入的第一输出和第二输出。例如，在一些实施例中，电源电压水平可以相同，而在其他实施例中，电源可以是不同的值。

图10图示了根据又一实施例的示例功率组合器。在该示例中，多个分布式变压器可以被用来组合来自不同的SCPA抽头的电压。例如，在该示例中，两个分布式变压器被配置成由2M个SCPA驱动的耦合线变压器布置。第一M个SCPA(抽头1-M)驱动分布式变压器1050，并且第二M个SCPA(抽头M+1到2M)驱动分布式变压器1051。例如，分布式变压器1050-1051的串联配置的次级可以通过电感器1001和电感器1002被耦合到输出，其中电压被组合以产生模拟输出电压。

图11图示了根据其他实施例的层级配置的示例功率组合器。在该示例实现中，多个变压器以层级配置以组合来自SCPA的电压。在图11中，SCPA的输出驱动每个电压器的初级和次级的端子。初级和次级的其他端子被以“公司(corporate)”或“锦标赛(championship)”层级结构布置，例如，其中一次相继组合两个电压直到获得最终组合的输出电压。

图12图示了根据一个实施例的方法。在1201，在多个开关电容器发射器电路中接收数字数据传输。在1202，在电感性功率组合器网络中组合来自开关电容器发射器电路的电压。例如，功率组合器网络可以是如上文描述的分布式变压器。

图13A-13E图示了根据某些实施例的功率组合器的示例电路布局实现。变压器实现通过使组合器布局能够外切或内切SCPA的活跃电气电路装置而实现面积高效以及封装设计改善。

在图13A中，多个开关电容器功率放大器(SCPA)1301-1308被耦合到包括多个内部(或内)电感性部件(例如，诸如在SCPA 1301和SCPA 1308之间的电感性部件1321)的分布式变压器。例如，SCPA 1301-1308可以从数字处理器1350接收数字信号。例如，在外部(或外)电感性部件1320中组合由SCPA 1301-1308生成的电压，外部电感性部件1320磁耦合到内部电感性部件以在1322处产生输出。

图13B图示了另一示例分布式变压器。在该示例中，数字I/Q RF调制器和deltasigma调制器1310生成I信号和Q信号，I信号和Q信号如所示地通过SCPA 1311被耦合并且在分布式变压器1312中被组合以在PA out处产生组合的输出电压。

图13C图示了包括螺线管(solenoid)的又一示例。每个SCPA 1330驱动两个螺线管1331，这又驱动磁耦合的电感性绕组1332以在PA out处产生组合的输出电压。

图13D图示了另一示例，其中具有各自的电源电压水平VDDH0-VDDH3的带通开关电容器数模转换器(BPSCDAC)抽头0-6 1341接收经过延迟元件1335的相继延迟的数字数据信号(DIN)，由此联合地实施有限冲激响应滤波器传递函数。例如，每个BPSCDAC 1341可以包括如在下文更详细描述的温度编码器1344。BPSCDAC 1341的输出通过如图所示以分布式活跃变压器配置布置的输出电感器1342被耦合到磁耦合元件1343，磁耦合元件1343包括耦合在输出电感器1342之间的外部分段和连续内部元件，连续内部元件具有耦合到地的端子以及在OUT处产生组合的输出电压的第二端子。

图13E图示了另一示例功率组合器。在该示例布置中，针对每个单位元件开关电容器具有馈线的SCPA对1360和1361驱动内部环1362。馈线和内部环之间的导体的分段与馈线一起联合实施每个SCPA电感器。环1362被磁耦合到外部环，其具有耦合到地的一个端子和耦合到OUT的第二端子。在该示例中，通过线圈1365和线圈1366将第一外部环和第二外部环耦合并且耦合到OUT以在OUT处产生组合的输出电压。

开关电容器发射器中的笛卡尔调制

本公开的一些实施例的另一方面可以包括具有开关电容器发射器电路的发射器，开关电容器发射器电路包括在电源端子和基准电压端子之间可切换地耦合并且由温度计编码器驱动的多个电容器。例如，温度计编码器电路可以从数字TX笛卡尔调制器接收笛卡尔调制的信号，并且产生例如正温度编码的信号和负温度编码的信号。例如，笛卡尔调制的信号可以包括被数字组合到一个数字数据信号中的同相(I)和正交相(Q)分量或在功率放大器中组合的分离的同相(I)和正交相(Q)分量。因此，在一个实施例中，温度计编码器可以接收作为包括I和Q分量的数字数据信号的笛卡尔调制的信号。例如，在另一实施例中，温度计编码器可以接收同相(I)信号和正交相(Q)信号并且产生正温度编码的I信号、负温度编码的I信号、正温度编码的Q信号和负温度编码的Q信号。本公开的特征和优势可以包括，正温度编码的信号的位线被耦合成控制多个电容器中的特定电容器，以及负温度编码的信号的位线被耦合成以相对于正编码的信号的位线反转的位顺序控制多个电容器中的特定电容器。例如，位顺序反转可以用于数字笛卡尔上变频或用于I和Q功率组合。在下文描述的另一实施例中，在温度编码之前，笛卡尔调制的信号被伪差分编码。

例如，图14A示出了根据一个实施例的具有温度计编码的开关电容器发射器。在该示例中，笛卡尔调制的数字数据信号被温度计编码器(“温度编码器”)1401接收。温度编码器的输出是在线1490上正温度编码的信号(例如，dp<N>)和在线1491上的负温度编码的信号(例如，dm<N>)。在1402，负温度编码的信号被位顺序反转，这可以在线1492上产生位顺序反转的信号(例如，dmBOR<N>)。在线1490上的正温度编码的信号和在线1492上的位顺序反转的负温度编码的信号两者被施加到开关控制电路1403以用于控制在SCPA 1409中的特定的电容器1411a-1411n。下文在表4A(正输出)和表4B(负输出)中示出了用于3位到8水平的示例温度计编码器。下文在表5B中图示了反相输出之间的具有相对位顺序反转的示例温度计编码器。

图14A进一步图示了SCPA的示例。正温度编码的信号1490(dp<1:N>)的位线可以包括N个正温度编码的位，并且负温度编码的信号1491(dm<1:N>)的位线可以包括是N个正温度编码的位的逆的N位。在该示例中，多个位按照如下分布。正温度编码的信号(例如，dp<1>或dp<N>)的第n位被耦合成控制多个电容器的第n个电容器(例如，Csp<N>)，其中n小于或等于N。此外，负温度编码的位被位顺序反转，以便负温度编码的信号的第n位(dm<n>)被耦合成控制多个电容器的第N-(n-1)个电容器(例如，dm<1>控制Csp<N>并且dm<N>控制Csp<1>)。

在该示例中，温度编码器1401的输出被耦合到N个开关逻辑电路1410a-1410N来控制耦合到多个电容器Csp<1:N>的开关sH和sL。例如，开关逻辑电路1410a-1410N可以接收正温度编码的信号的特定位线以及以反转位顺序的负温度编码的信号(dmBOR<n>)的特定位线。在该示例中，每个电容器Csp包括第一端子和第二端子，其中第一端子通过第一开关sH被耦合到电源端子Vdd，并且第一端子通过第二开关sL被耦合到基准电压端子，在这里是地。第一开关和第二开关由特定开关逻辑电路控制。例如，开关逻辑电路1410a控制耦合到电容器Csp<1>的开关sH和sL。多个电容器中的每个电容器的第二端子被耦合到节点1499。在该示例中，节点1499通过电感器1450被耦合到SCPA输出“out”。

本公开的实施例可以进一步包括被发射的信号的调制。例如，每个开关逻辑电路1410a-1410N可以将正温度编码的信号dp与具有至少两倍于正温度编码的信号的频率的频率的时钟信号CLK组合。因此，数字数据信号被时钟信号调制(或上变频)。类似地，每个开关逻辑电路可以将位顺序反转的(BOR)负温度编码的信号dmBOR与具有至少两倍于BOR负温度编码的信号的频率的频率的时钟信号的逆来进行组合。如在下文更详细描述的，调制的(或“斩波的”)信号可以被组合以控制用于特定电容器的开关(例如，参见下面的图19A-19B和图23)。

在下文详细描述的一些实施例中，电路可以包括具有接收笛卡尔调制的数字数据信号(例如，包括分离的同相(I)信号和正交(Q)信号)的输入以及耦合到SCPA中的温度计编码器电路的输出的delta-sigma调制器，例如，其中温度计编码器电路接收delta-sigma调制的形式的同相(I)信号和正交(Q)信号。通过以下示例实现细节说明某些实施例的附加的细节、方面和优势。

图14B图示了根据另一实施例的示例开关电容器发射器。例如，在该示例中，在温度计编码之前，可以利用伪差分编码器1440编码笛卡尔调制的数字数据信号。因此，示例实施例可以进一步包括伪差分编码器1440。在该示例中，伪差分编码器1440接收数字数据信号(例如，x<1:B>)并且产生正伪差分(PD)编码的输出信号(例如，xp<1:(B-1)>)以及负伪差分(PD)编码的输出信号(例如，xm<1:(B-1)>)。注意，在该示例中，伪差分编码将位长度减少1位。正PD编码的信号xp由第一温度计编码器电路1443接收，其产生正温度编码的输出信号(例如，dp<1:N>)。类似地，负PD编码的信号xm由第二温度计编码器电路1442接收，其产生负温度编码的输出信号(例如，dm<1:N>)。正和负温度编码的输出信号dp<1:N>和dm<1:N>被耦合到开关控制电路的输入，以控制SCPA 1449中的开关电容器1441a-1441n，SCPA 1449可以基本如针对SCPA 1409在上文描述的那样工作。

图14B进一步图示了接收驱动信号的SCPA的另一示例。在该示例中，位线dp<1:N>和dm<1:N>驱动与如在图14A中描述的类似的开关逻辑块1410、开关1413和特定电容器。然而，在包括伪差分编码器1440的该示例中，位顺序可以被反转或可以不被反转。因此，即便在没有位顺序反转的情况下，跟随有温度编码的伪差分编码仍然可以提供有利的结果，并且在一些实施例中，跟随有温度编码的伪差分编码可以可选地包括位顺序反转以用于改进在一些应用中的性能。

示例开关电容器笛卡尔功率放大器

本公开的另一方面的特征和优势包括数字发射器开关电容器笛卡尔功率放大器(SCCPA)，包括开关电容器PA(SCPA)、笛卡尔调制器、数模转换器(DAC)，其可以实现总体最大效率η。本文公开的具体示例使用Fs＝3GHz的RF采样数据率，具有载波频率F_c＝2F_s＝6GHz的到多抽头直接I&Q调制的SCPA中的的正交数据以及模拟正交组合(亦称直接IQ)，然而，应当理解，示例实现仅例示下文描述的技术的优势。

某些实施例可以具有以下特征和优势：1)由于SCPA所特有的的功率增益，增加抽头的数量实现效率的提高。2)不存在来自正交组合的对效率的内在影响(假定理想的无源组合器效率)。3)相对于原始极化SCPA来说，对SCCPA的效率的主要影响是来自由于笛卡尔波形的中码(mid-code)平均导致的开关损耗。然而，这可以在很大程度上通过伪差分或位顺序反转的温度计编码(BOR)来缓解。

在表1中总结的在峰值处和-6dB回退(backoff)处的正弦波的平均动态SCPA效率(例如，静态幅度)示出了多抽头组合和伪差分/BOR相对于常规差分编码的显著改善。

表1-正弦波的笛卡尔SCPA理想平均动态效率相对Ntaps和编码类型

使用位顺序反转的温度计编码(BOR)，我们可以接近极化SCPA的性能而没有极化SCPA的缺陷(相位相对幅度追踪误差)或伪差分的缺陷(由于码相关的共模导致的噪声和载波的馈通)。尽管理想的动态正弦SCCPA效率提供了对架构比较的上界，然而，对于总体效率，我们必须并入由于无源组合器、开关逻辑、驱动器和开关等引起的附加的损耗以便确定最终可实现的SCCPA效率。对于示例6GHz、8抽头(I&Q每个4个)的组合器设计，无源效率η_comb＝0.47以及开关损耗系数β_switch＝0.85，peak和peak-6dB动态正弦波效率分别是42.3％和30％。目前，无源组合器对总体效率有显著的影响。最终，在一个示例实现中，在满足Tx发射要求的同时，当被驱动到尽可能深度饱和时，在从1V DC电源实现{17.0dBm，17.9dBm，17.0dBm}的平均功率时，包括这些损耗的20MHz，{100RB QPSK，QAM-16，QAM-64}调制的波形的总体效率分别是{33.5％，35.6％，33.3％}。

使用多抽头电压组合的静态SCPA效率的提高

在该部分中，我们以总结常规极化调制的SCPA的操作开始并且将其扩展到提高效率的多抽头组合器的版本。

SCPA可以使用极化调制波形，在极化调制波形中，例如，通过如上文在图3中所示的在Vdd和Vgnd之间切换N个电容器的子集来生成幅度分量。当来自编码器351的幅度码改变时，电容器的不同的子集被切换。在峰值幅度，所有的N个电容器被切换并且PA以理论上具有100％效率的D类操作。然而，当对分流电容器充电时，在较低的幅度处的功率被损耗。

连接到输出的SCPA负载(开关电容器的上极板)被假定为在开关频率的谐波处呈现相对较高的阻抗。因此，到负载的电流并不瞬时改变并且在那个节点处的电压由电容器之间的电荷平衡来确定。

在极化调制波形的情况下，在码之间，对电容器充电，然后放电，并且因此，允许使用戴维南等效电路模型来针对给定的幅度码n计算总的开关电容C以及N个单位的开关电容、开关电容器输出电压V_Cp(n)；SCPA输出电压V_out(n)；SCPA输出功率P_out(n)；动态开关功率P_sc(n)；；以及效率(理想效率)η_ideal(n)。

如果码n是静态的，那么输出是具有载波频率f_c的傅里叶级数幅度分量2/π的固定幅度的方波，载波频率f_c与开关频率相同。方程是：

现在，考虑具有理想的电压组合的多抽头SCPA。SCPA输出功率P_out(n)和开关功率损耗P_sc(n)相对编码n和抽头的数量N_tap是

使用这些，我们可以得到理想的静态效率(相对n)

这示出了对于给定f_c，C和R_L，如在图6B中所示，与理想B类相比，所有VDD归一化到相同的峰值输出功率，通过增加抽头的数量减少了理想静态效率的开关损耗分量，其中在更小的峰值幅度码值n处的理想静态效率具有对应的显著的提高。

极化相对笛卡尔调制的波形

从方程(5)可以看出分流电容器开关损耗P_sc(n)相对编码n是抛物线形的，其中峰值在n＝N/2处。这是有意义的，因为极化调制的波形通常具有正幅度分量(0，V_peak)，另一方面，笛卡尔调制的波形必须具有不仅传递幅度而且传递相位的用于每个I通道和Q通道的码。因此，笛卡尔波形编码在n∈{0，1，...，N}(其平均将是N/2，例如在最大开关损耗的值处)内包含峰-峰有符号的波形(-V_peak，+V_peak)。

这些可以在下面的图15A-图15D的波形中可视化。图15A示出了极化基带幅度(0，+V_peak)波形和RF输出(仅幅度-未示出相位)。图15B示出了笛卡尔调制的基带(-V_peak，+V_peak)波形(仅示出了1个信道，可以是I或Q)。图15C示出了(-V_peak，+V_peak)基带波形的伪差分实现。图15D示出了笛卡尔调制(-V_peak，+V_peak)波形的差分RF输出。

图15A-图15D中的波形可以提供一些有用的见解。例如，即使在图15B中示出的笛卡尔调制的(-V_peak，+V_peak)编码的波形被高度压缩(例如，深推到饱和)以便使更多的码在n＝N处靠近峰值效率，然而在N/2处仍将围绕一偏置偏移摆动。因此，效率改善可能被埋在偏置损耗中并且因此可以实质上代表与A类偏置类似的波形效率。

另一方面，在图15A中示出的极化调制的(0，V_peak)幅度波形不具有该偏置。因此，某些实施例可以从伪差分编码获益。伪差分是差分信号，其中信号的正侧和负侧不以完美差分的方式摆动。在图15C中示出了笛卡尔基带调制波形的伪差分版本，图15C示出了去除N/2偏置的效果，然而仍然生成了与(-V_peak，+V_peak)版本相同的差分输出。然而，伪差分编码产生了(调制)码相关的共模信号分量，这可能引起问题(Rx频带噪声和/或载波馈通)，取决于差分组合中的失衡的量。

例如，可以通过斩波(即，调制)具有(至少)两倍于基带频率的频率的(+1，-1)方波的基带波形，获得在图15D中所示的载波调制的差分RF输出笛卡尔调制波形。它有效地示出了基带波形的符号(其相对于N/2的水平)(可以是二进制编码的波形的MSB)将载波的相位反转。例如，这意味着当利用真差分或伪差分波形实施时，该波形是不归零(NRZ)的并且可能对脉冲宽度误差敏感。

对笛卡尔调制的波形的动态的基于电荷的SCPA电路

方程(6)和方程(9)的理想静态效率模型对极化调制的幅度波形成立，极化调制的幅度波形在每个周期归零并且因此所有的电容器切换到低状态。然而，如在之前部分中所示，这对于传递幅度和相位两者的笛卡尔调制的波形不是普遍的情况。为了能够比较各种波形编码，我们需要考虑电路状态转换，其中一些电容器从低切换到高而一些从高切换到低并且在转换期间，一些电容器仍然处于低或高状态。例如，在二进制和常规的温度计编码中，大部分的转换涉及互补的切换，其中电容器中的一些从低切换到高，而剩余的从高切换到低。因此，在该部分，我们开发了图16所示的基于4端子2状态开关电容器电路图的用于SCPA动态供电电流的基于电荷的模型，图16示出了用于基于电荷的动态供电电流的4端子2状态SCPA电路模型。

在该模型中，C_LH代表其下极板从在状态s₁中的低电源V_L切换到状态s_2·中的高电源V_H的总的开关电容。类似地，C_HL代表在状态s₁转换到到状态s_2·期间从高切换到低的总电容。C_LL代表其下极板在前一码状态转换期间已经被切换到低电源并且保持在此的总分流电容，而类似地，C_HH代表之前切换到高电源并且保持在此的总分流电容。

当C_LH电容器从低切换到高时，将从高电源索取电流以通过C_LH的下极板对分流电容器充电。然而，随着电容器的上极板上的电压V_CP上升(例如，当C_LH＞C_HL时)，电荷被逼出C_HH的下极板。因此，在转换期间，通过C_LH的电荷的一部分不是来自于电源而是从C_HH的下极板共享。在常规极化调制的SCPA中，这从不发生，因为所有的电容器在每个周期被切换回地。类似地，当从高电源切换到低电源时，那么将低于并且ΔQ_HH将为负，这意味着对于高到低转换，电荷将从电源汲取。

接下来，我们从码转换的两个状态的电荷平衡处的电压计算电容器中的每一个上的电荷并且计算连接到电源的电容器的改变以便得到动态供电电流消耗。

设置V_L＝0，电荷平衡要求

其中，

和，

将方程(12)-(15)代入(10)并且对求解，得出

类似地，在转换到状态s₂之后，将方程(16)-(19)代入(11)，我们将得到

作为检查，注意，对于具有极化调制的常规SCPA，所有电容器在每个周期总是切换到低并且因此C_HH＝C_HL＝0。在那种情况下，对于任意的低到高转换，我们将得到以及这对于V_H＝V_DD、C_LH＝nC以及C_LH+C_LL)＝NC，产生并且这与方程(5)相符。

现在，对于从电源连接(并且因此从电源充电)的电容器C_LH和C_HH上的电荷的改变，我们将得到

并且当从任意状态s₁切换到状态s₂时，来自电源的静电荷是ΔQ_LH+ΔQ_HH。

现在，从方程(22)，我们可以看出使更多的电容器C_HH分别保持在高位(这减少了那些电容器C_HL和C_LL分别从高到低切换和保持为低)降低了电容器C_LH从低切换到高的动态供电电流。

在极化调制的情况下，码每隔一个周期变为0，因此，所有的电容器回到0，在此期间，没有一个连接为高。像这样，在方程(22)中的2C_HL项总是被C_LH＝0消除。这对用于伪差分笛卡尔调制的波形的大部分的码转换(其中对大部分的码转换，所有的电容器回到0)也成立。

然而，在常规的差分笛卡尔调制(这可以利用时钟和基带数据的简单的XNOR来实施)中，在利用载波时钟对基带符号进行斩波期间，C_HL电容器的数量简单地是C_LH的补集，这提高了2C_HL项在方程(22)中的影响，因此从电源汲取过量的电荷并且相对于极化调制和伪差分笛卡尔调制的情况，恶化了效率。

接下来，方程(23)示出了C_HH电容器的效果，当有净数量的电容器从低到高时，将电荷推回到电源(与那些从低切换到高的电容器共享)中，相对地，当有净数量的电容器从高到低时，从电源中拉出电荷。

多抽头直接IQ SCCPA架构

某些实施例可以包括直接IQ SCCPA架构。具有多抽头直接IQ SCCPA的顶层数字RF信号路径框图的一个示例实现包括图16-图19中所示的开关逻辑。图16中示出了用于基于4端子2状态开关电容器电路图的SCPA动态供电电流的基于电荷的模型。图17示出了具有直接IQ SCCPA的示例数字RF Tx路径。图18示出了具有串联的变压器电压组合器的示例多抽头直接IQ SCCPA。图19A示出了根据一个实施例的示例SCPA开关逻辑和驱动器。在该配置中，在消耗更高功率的开关驱动器级之前，较低频率的dp和dm输入有效地将较高频率的clk闸断(gate off)，因此实现高效编码(诸如位顺序反转或伪差分)以对改善效率具有最大的影响。图19B示出了根据另一实施例的示例SCPA逻辑和驱动器。该配置可能对高载波频率有用，例如，高载波频率超出对于全摆幅静态逻辑操作而言诸如前面的实施例的几个串联的逻辑门实现所需的最大值。在该配置中，clk和clkp、clkm信号之间的反相器1901和缓冲器1902不是静态逻辑电路，而是代表驱动谐振负载的单端到差分正弦波放大器。在输出开关电容器(csp和csm)与这些差分时钟(clkp和clkm)之间只有单个PMOS晶体管和NMOS晶体管，其寄生电容可以被包括在反相器-缓冲器的谐振负载中以用于最大化功率效率。如在图19B中所示，通过受dp、dm和clk的控制的PMOS开关晶体管1910-1917和NMOS开关晶体管1920-1927的动作将电容器Csp和Csm耦合在VDD和地之间。

本公开的实施例可以包括三种类型的B到N编码。第一种包括简单的二进制加权和/或具有反相输出的温度计编码。在这种情况下，开关逻辑简化为简单的XNOR运算。在第二种编码实现中，输入数据在二进制编码或温度计编码之前首先被转换成伪差分。最后，实施例可以使用在温度计编码器反相输出之间具有相对位顺序反转(BOR)的另一编码，这导致总体动态开关电容器效率的显著改善。

直接I&Q调制器顶层描述

图17中的示例直接IQ SCCPA具有以等于f_c/L的速率传入的正交TxBB基带数据，其中f_c既是载波频率又是SCCPA的时钟频率。在该示例中，TxBB数据已经被上采样并且被CIC插值滤波到f_c/L采样速率。

利用带通delta sigma调制器ΔΣM处理TxBB I和Q数据以将{位宽，量化水平的数量}从{N＝16，2¹⁶}减少到{B＝5，2⁵}。ΔΣM可以是可选的，然而其减小的输出位宽支持位顺序反转的温度计编码的一个示例，位顺序反转的温度计编码与二进制编码或具有常规XNOR调制器的常规温度计编码相比，可以通过减少开关电容器损耗(例如，减少～50％)改善SSCPA的效率。此外，所产生的更少数量的单位元件使得动态校准更加实际，其中需要动态校准来减少NRZ失真。对于RF共存的场景，Δ∑M可以在并行操作的Rx频带中包含噪声传递函数(NTF)零点。在带通IQ SCPA内，在直接载波调制期间，可以进一步地上采样基带数据L倍。备选地，在直接载波调制期间，基带数据可以进一步被上变频到载波频率。如将在下文示出的，上采样或上变频可以导致相同的有效传递函数。最终，例如，每个I信道和Q信道的多个SCPA可以如上文描述的在分布式变压器电压组合器中被加到一起。

包括理想正交组合的直接I&Q调制器SCPA效率

因为两个I和Q SCPA输出具有正交相位关系，所以他们按照功率相加而不是电压相加。因此，假设存在效率的损失是合理的。然而，如下所示，对于笛卡尔SCPA情况而言，这并非如此。

首先，考虑单信道SCPA的理想η_SCPA

其中，<·>表示时间平均。现在，假设对于每个I信道和Q信道，它们的平均输出功率和开关功率与单个SCPA相同，例如，

和<P_scI>＝<P_scQ>＝<P_sc> (26)

那么，对于具有正交相位的两个信道的情况，我们有

直接I&Q调制器传递函数

在该部分中，我们开发了示例直接I&Q调制器的传递函数，从而我们可以推导出理想SCCPA效率模型。我们查看使用脉冲码序列生成Tx信号的基础，其中Tx载波频率是基带数据采样率的整数倍。这将作为接下来在该部分中描述的使用特定二进制和温度计编码开发一些示例SCPA Tx实现的一般基准线。在笛卡尔SCPA(SCCPA)的上下文中，该实现会针对I&Q正交信道中的任一个。

我们通过合成基于FIR的线性模型开始来衰减按照L上采样期间生成的图像。然后，我们示出了这与在载波频率处斩波的简单的调制器(这是常规实现)在功能上相同。该调制以F_c/L的倍数产生图像。然而，这些图像被调制器中固有的FIR操作陷波，这使用下面的L＝2.的示例描述。

现在，假设基带数据x[n]是多位DAC中的单个位，并且其采样率是载波频率的一半，F_bb＝F_c/2.。为了合适的信号能量处理，假设数据是双极的。双极信号是在零周围相等地摆动的信号，例如，x_bb∈{1，-1}.。相反，一元信号是从0到峰值摆动的信号，例如x_n∈{1,0}。调制过程将该数据有效地上采样到2F_c，这由扩展器代表：

在该示例中，过采样按照4对该数据进行采样。这在F_c/2的倍数处生成不需要的采样图像。因此，在输出之前，我们希望利用具有{+1，-1，+1，-1}/4系数的FIR滤波器来处理该信号，

FIR的长度以及图像的数量等于过采样率。

具有零阶保持(ZOH)的离散时间到连续时间转换器使图20中所示的信号路径完整，图20示出了具有代表信号处理的FIR及其对应的FIR幅度响应的冲激域上变频信号路径。

然而，在实践中，可能没必要使用扩展器块和FIR块，而是替代地使用简单的XNOR调制器来实施相同的波形，因为FIR具有交替的系数并且其长度等于扩展比L。因此，它具有如在图21(示出了时间域Tx路径)中所示的等价的时间域Tx上变频路径，其中双极数据首先被转换到时间域并且然后在载波频率利用双极时钟处理(例如，斩波)。

对于一些数字逻辑硬件实现，我们需要使用单极数据，例如，x_bb，clk∈{1，0}.。图22示出了SCPA Tx路径的单极实现及波形。在单极实现中，正幅度和负幅度操作可以被分离执行并且相加。因为数据是单极的并且我们正在处理信号能量的数字表示(如与做算术相反)，代数的乘法和加法可以分别由AND门和OR门代替。显然，总体的操作是简单的XNOR并且代表常规的直接载波调制。然而，以该方式图示信号路径是有用的，因为，如在下面的示例所说明的，在一些实施例中可能需要具有用于x_p和x_m的独立的输入而不仅仅是互补的，因此操作将不再是简单的XNOR，而布尔运算仍然实施了与单极表示相同的整个处理，但是在开关电容器功率损耗上比XNOR实施方式减少高达50％。

总的传递函数包括FIR(调制器)和ZOH响应，二者在载波采样角频率θ_c处被评估，角频率θ_c是载波频率除以有效采样率2fF_c，

然后，4抽头FIR响应(对于单个I或Q信道)是

ZOH传递函数是

这些与方程(2)一致。

用于高效SCCPA操作的多位波形编码

上文中的单个位的Tx路径可以扩展成多位架构，多位架构可以用于笛卡尔调制。在反相输出之间具有相对位顺序反转的温度计编码器可以用来产生码转换，在码转换期间，没有电容器同时从低电源切换到高电源而其他电容器从高电源切换到低电源，因此如上文所示消耗了过量的电源电流。由于针对相同的波形而言总体的开关减少，还存在额外的效率改善。最后，与SCPA极化调制类型开关波形的比较示出了一种特定的编码实现了与极化调制幅度情况类似的平均动态电流，而具有反相输出的常规温度计编码(对二进制编码而言，结果也会相同)具有几乎4倍的平均动态电流(对于特定的宽带顺次波形)。

在一个示例实施例中，x_bb位的向量可能具有B位的分辨率，利用B位到N位温度计编码以及随后的反相器分别获得x_p和x_m位的向量。然后，x_p和x_m向量被施加到图22的单极SCPATx路径的N单位实例的输入，其输出被相加到一起。图23中示出了产生的B位SCPA Tx路径，图23示出了a)具有利用反相输出编码的温度计的多位SCPA以及b)具有利用反相输出的相对位反转编码的温度计的多位SCPA。

已经发现，由于单位元件实施方式，在SCPA单元内以及通过整个多位路径到Tx路径的输出，相对于x_p和x_m输入的简单的相加是仅有的代数运算。因此，x_p和x_m向量的位顺序无关紧要。我们可以使用任何的双射一一对应映射。正如我们将看到的，工作非常好的一种是如在图23中的(b)中所示的将x_m向量的位顺序相对于x_p向量简单地反转。它也是好的，因为它只是信号的重映射，而不涉及实际的额外的电路装置。

接下来，可能示出了相对位顺序反转导致切换的减少，并且更重要地，如上文描述的，通过减少低到高以及高到低的电容器的同时切换降低了动态功率。例如，考虑7单位温度计编码的(8水平)序列。x_bb＝{0，1，7，6，2，5，4，3，0，...}。因为它切换通过所有可能的码，所以平均是最大值的一半。因此，这种序列在某种程度上代表了在-6dB回退处的宽带调制的波形。

使用具有反相输出的常规温度计编码的笛卡尔SCPA

图24中的开关波形示出了使用常规XNOR反相输出的笛卡尔SCPA波形以及动态供电电流。在该示例中，利用具有反相输出的常规温度计编码来编码基带序列。

为了简化，每个基带符号采样仅将基带信号斩波一次(根据上文提到的规定的交替的FIR抽头，与两次相比较)。斩波在每个基带周期的第二相位上将编码的波形反相。回想，在图23的(a)中，在这一阶段期间，反相时钟正在选择其反相输入x_m<N：1>，其简单地是温度计编码器的输出的反相输出，并且因此与基带周期的第一阶段相比，单元输出被简单地切换(反相)。

大部分的编码转换导致电容器从高到低(C_HL)，而其他的电容器从低到高(C_LH)，按照方程(22)，这从电源汲取过量的电荷Q_LH。与波形一起，示出了在每个位置的总电容。然后，使用方程(22)和方程(23)来计算每次码转换来自电源的电荷的量。使用V_H＝N＝7，以便使电荷计算结果为整数以更加容易检查。

在反相输出之间具有相对位反转的温度计编码的笛卡尔SCPA

图25示出了使用提出的在反相输出之间具有相对位顺序反转的温度计编码的笛卡尔SCPA波形和动态供电电流。在该示例中，从图23的(b)中，在每个斩波的基带码的第二阶段期间，反相时钟正在选择温度计编码器的位顺序反转的输出。重要的是，没有转换使电容器从高切换到低(C_HL)而其他电容器从低到高(C_LH)，因此，根据方程(22)，消除了从电源汲取的过量电荷的源。当在中码周围切换时，x_bb：{3}→{4}，只切换了单个单元，这解释了为什么这种编码类似于伪差分编码和/或B类放大。有利地，与常规情况相比，大概只有一半的切换事件。

为了对比，图26示出了极化SCPA幅度编码的波形和动态供电电流。该示例具有与通过差分极化调制的SCPA的单端正输出发出信号的基带幅度序列相同的基带幅度序列(当然，极化调制的信号一般不会具有这种幅度上的快速波动)。

在该情况下，对于基带周期的第二阶段，波形和每个单元输出切换回低而不是被反相。对于负输出，波形会是相同的，但第一阶段为低并且之后在第二阶段上选择性地切换为高。

该波形也与每个周期被斩波(反相)的伪差分输出中的一个类似，伪差分输出在每个周期被斩波(反相)将使所有的码几乎每个周期都到0(如在极化情况中)，除了当基带波形改变符号时。

这里，我们看到开关活动和动态供电电流与上文示出的所提出的具有位顺序反转温度计编码的笛卡尔调制SCPA类似。

直接I&Q笛卡尔SCCPA的动态正弦波和调制效率

理想动态效率相对编码器示例实施方式

在该部分中，我们示出了将4端子开关电路模型应用于笛卡尔调制的SCPA以便量化正交正弦波的理想动态效率以及扫过三种编码(包括：1)常规差分编码，2)伪差分编码和3)具有位顺序反转的温度计编码器输出的差分编码)的整个幅度范围的结果。

随着I和Q差分正弦波(在N个采样上是周期性的)转换过它们的状态i∈{0，...，N-1}，在第i个采样的瞬时输出功率和电源功率是

以及

其中从它们相应的(i-1)→i码转换计算4个电容器开关项，如下

其中在方程(22)和方程(23)中推导出ΔQ_LH和ΔQ_HH。然后，通过在瞬时功率上平均来计算理想平均动态效率，如下

其中<·>运算符表示时间平均。该方法也可以用于例如具有真实调制的波形而不是具有扫描幅度的正弦波的Matlab模拟。

在图6C中示出并且在表1中(在上文)总结的结果是相对于组合器的抽头的数量(I&Q各一个)而绘制，图6C(a)-(d)中的电源电压水平被设置以便归一化峰值输出功率。图6C示出了直接I&Q笛卡尔SCCPA相对编码的动态正弦波的η_ideal：a)1抽头，4V；b)2抽头，2V；c)4抽头，1V；d)差分BOR，1到4抽头，1V。

在该示例中，伪差分的效率超过了XNOR差分的效率，并且更好的表现是在反相输出之间具有相对位顺序反转的温度计编码。

在图6C的(d)中，针对所有三种抽头乘数的情景，将电源设置成1V。这图示了如何通过使用平均功率追踪(APT)禁用抽头以在较低平均功率水平维持较高的效率。

调制效率结果

在该部分中，针对具有1.0VDC电源的示例4抽头I加4抽头Q SCCPA总结了调制的波形的期望的总体效率。

某些实施例的应用可以包括UNII-3频带信道4(5.85GHz)中的LTE-U和20MHz TxLTE系统带宽以及QPSK、16-QAM以及64-QAM调制类型的100RB。I和Q基带信号可以被插值成Fs＝～5.85GHz/2的RF数据采样率，并且使用具有以LTE Rx频带13(754MHz)和频带4(2132.4MHz)以及GPS频带(1556.96MHz)为中心的噪声传递函数(NTF)零点的基带I和Q RFΔ∑Ms被量化成B＝5位。

为了简化，我们使用与基带-UNII-3-信道-4最靠近的整数的再采样比，所以我们得到5.8468GHz的RF Tx中心频率。

将基带幅度增加到由于Δ∑Ms中的饱和开始违反Tx调制频谱功率谱密度(PSD)掩码限制导致失真的点。PSD频谱以及调制器线性传递函数被绘制在图27中，图27示出了UNII-3频带信道～4、Tx调制频谱64-QAM SC-FDMA。在下文的表2A和表2B中总结了效率结果。该表的上半部分是针对理想无损SCCPA，例如，排除了由于组合器无源效率和开关逻辑、驱动器、开关导致的损耗，而该表的下半部分包括这些损耗。如果需要，我们可以通过将电源增加到1.25VDC将平均功率增加～2dB以补偿后SCCPA插入损耗。

表2A-20MHz QPSK、16-QAM和64-QAM的总体调制效率

表2B-20MHz QPSK、16-QAM和64-QAM的总体调制效率

表3真差分编码相对伪差分编码

表4A具有反相输出的常规8水平3位温度计编码器

表4B具有反相输出的常规8水平3位温度计编码器

图5A-在反相输出之间具有相对位顺序反转的温度计编码器

图5B-在反相输出之间具有相对位顺序反转的温度计编码器

以上描述说明了本公开的各种实施例以及特定实施例的方面可以如何被实施的示例。以上示例不应当被认为是仅有的实施例，并且被呈现是为了解释如被以下权利要求所限定的特定实施例的灵活性和优势。基于以上公开和以下权利要求，在不脱离如以权利要求限定的本公开的范围的情况下，可以采用其他布置、实施例、实施方式和等价物。

Claims

1.一种发射器，包括：

多个开关电容器发射器电路，均包括多个电容器，其中所述多个电容器被可切换地耦合在电源端子和基准电压端子之间；以及

电感性功率组合器网络，具有与所述多个开关电容器发射器电路的多个输出耦合的多个输入，其中所述电感性功率组合器网络被配置成组合来自所述多个开关电容器发射器电路的电压以在所述发射器的输出处产生组合电压。

2.根据权利要求1所述的发射器，其中所述电感性功率组合器网络包括分布式变压器。

3.根据权利要求2所述的发射器，其中所述开关电容器发射器电路包括差分输出，其中每个开关电容器发射器电路的第一输出被耦合到所述分布式变压器中的电感性元件的第一端子，并且每个开关电容器发射器电路的第二输出被耦合到所述分布式变压器中的不同的相邻电感性元件的第一端子。

4.根据权利要求2所述的发射器，其中所述开关电容器发射器电路包括差分输出，并且其中所述差分输出被耦合到所述分布式变压器中的多个变压器部件的差分输入。

5.根据权利要求2所述的发射器，其中第一多个所述开关电容器发射器电路将数字数据信号的同相(I)分量耦合到所述分布式变压器的第一多个输入，并且第二多个所述开关电容器发射器电路将所述数字数据信号的正交(Q)分量耦合到所述分布式变压器的第二多个输入。

6.根据权利要求1所述的发射器，其中数字数据信号通过多个串联延迟电路被相继耦合到所述多个开关电容器发射器电路以对所述数字数据信号滤波。

7.根据权利要求1所述的发射器，其中所述多个开关电容器发射器电路中的每一个进一步包括耦合到所述多个电容器的至少一个电感器。

8.根据权利要求1所述的发射器，其中：

所述多个电容器中的第一多个电容器均包括与第一电感器的第一端子耦合的第一端子，

所述多个电容器中的第二多个电容器均包括与第二电感器的第一端子耦合的第一端子，

并且其中所述多个电容器中的每个电容器通过第一开关被耦合到用于特定开关电容器发射器电路的所述电源端子，并且所述多个电容器中的每个电容器通过第二开关被耦合到用于所述特定开关电容器发射器电路的所述基准电压端子。

9.根据权利要求8所述的发射器，进一步包括对应于所述多个电容器的多个开关逻辑电路，其中用于所述多个电容器中的每个电容器的所述第一开关和所述第二开关被特定开关逻辑电路控制。

10.根据权利要求9所述的发射器，进一步包括至少一个开关数据编码器电路以接收待发射的数字数据信号并且产生耦合到所述多个开关逻辑电路以将所述开关导通和关断的多个开关控制信号，并且据此将所述数字数据信号转换成模拟信号，所述模拟信号包括在所述电感性功率组合器网络的输出处的所述组合电压输出。

11.根据权利要求9所述的发射器，其中所述开关逻辑电路接收编码的数字数据信号以及频率是所述编码的数字数据信号的频率的至少两倍的时钟信号，并且其中所述开关逻辑电路组合所述编码的数字数据信号和所述时钟信号，以产生开关控制信号来控制耦合到每个电容器的所述开关。

12.根据权利要求1所述的发射器，其中所述发射器是无线发射器，其中所述发射器的所述输出被耦合到天线。

13.根据权利要求1所述的发射器，其中不同的开关电容器发射器电路具有不同的电源电压。

14.根据权利要求1所述的发射器，其中不同的开关电容器发射器电路具有相同的电源电压。

15.一种方法，包括：

在多个开关电容器发射器电路中接收待发射的数字数据信号，所述多个开关电容器发射器电路均包括多个电容器，其中所述多个电容器被可切换地耦合在电源端子和基准电压端子之间；以及

在电感性功率组合器网络中组合来自所述多个开关电容器发射器电路的电压以在所述发射器的输出处产生组合电压。

16.根据权利要求15所述的方法，其中所述电感性功率组合器网络包括分布式变压器。

17.根据权利要求15所述的方法，进一步包括将所述数字数据信号通过多个串联延迟电路相继耦合到所述多个开关电容器发射器电路以对所述数字数据信号滤波。

18.根据权利要求15所述的方法，其中所述多个开关电容器发射器电路中的每一个进一步包括耦合到所述多个电容器的至少一个电感器。

19.根据权利要求15所述的方法，其中所述发射器是无线发射器，其中所述发射器的所述输出被耦合到天线。

20.一种发射器，包括：

多个开关电容器发射器装置，用于将多个电容器可切换地耦合在电源端子和基准电压之间；以及

电感性装置，用于组合来自所述多个开关电容器发射器电路的电压以产生组合电压，

其中多个开关电容器发射器装置由待发射的数字数据信号控制，并且其中所述多个开关电容器发射器装置和所述电感性装置将所述数字数据信号转换成模拟信号，所述模拟信号包括在所述电感性装置的输出处的所述组合电压。