CN106130556B - 一种两步式增量模拟-数字转换器及两步式转换方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种两步式增量模拟‑数字转换器，包括由加法电路、N‑1个级联的积分器、分步选择积分器、比较器、复选器、数字‑模拟转换器构成的构成的三角积分调制器，以及由N阶数字滤波器和抽取器构成的抽取滤波器，其特征在于：第一复选器的一输入端接输入信号Vin、输出端接加法电路，加法电路的输出端接N‑1个级联积分器，N‑1个级联积分器的输出端接第二复选器的输入端，第二复选器的输出端分别与第一、第二分步选择积分器相连，第一、第二分步选择积分器输出端接第三复选器的输入端，同时第一分步选择积分器的输出端接第一复选器的另一输入端，第三复选器输出端接比较器，比较器输出端分别与加法电路、抽取滤波器相连。精度高、低功耗、转换快、信噪比高。

Description

一种两步式增量模拟-数字转换器及两步式转换方法

技术领域

本发明涉及一种两步式增量模拟-数字转换器以及用该转换器进行两步式转换的方法，属于电子电路设计制造技术领域。

背景技术

模拟-数字转换器（Analog-to-Digital Converter，ADC）的作用是将模拟信号转换为相应的数字信号，在电子系统中被广泛使用。高性能传感器要求所使用的模拟-数字转换器（ADC）达到较高的转换精度，满足低功耗、小尺寸要求，同时提高转换速度。

现有技术中，如图1，对于离散时间输入的系统，增量三角积分模拟-数字转换器（Sigma-Delta ADC）比其他类型的转换器具有高精度的优点，但是转换速度和功耗大。增量三角积分模拟-数字转换器（Sigma-Delta ADC）由N阶三角积分调制器（N阶Sigma-Delta 调制器”）和抽取滤波器组成。N阶三角积分调制器由N个级联积分器102-105、比较器106和数字-模拟转换器（Digital-to-Analog Converter，DAC）107组成，抽取滤波器由N阶数字滤波器108和抽取器109组成。模拟-数字转换器（ADC）的转换精度由其信噪比（Signal-to-NoiseRatio，SNR）决定。对于N阶增量模拟-数字转换器，当其过采样率为M，比较器的量化电平数为L时，量化噪声相关的信噪比为

根据上述表达式，通常采取以下方法提高信噪比和精度：1）增加三角积分调制器（Sigma-Delta 调制器）的阶数N；2）提高过采样率M；3）采用多位量化，增加比较器的量化电平数L。以14位精度为例，L=2时，阶数N分别为1，2，3和4所需要的过采样率M分别为16384,182, 46和25，转换速度随阶数增加而加快。但增加阶数需要相应地增加调制器的积分器个数以及数字滤波器的硬件电路，令ADC的功耗和尺寸增大。提高过采样率意味着完成一次模数转换所需要的时钟周期数相应增加，降低了转换速度。而多位量化对DAC的线性度要求提高，会增加设计复杂度和电路尺寸。

为解决上述问题，文献[1]提出一种由三角积分模拟-数字转换器（Sigma-DeltaADC）和逐次比较型ADC组合而成的扩展计数ADC。首先用三角积分模拟-数字转换器（Sigma-Delta ADC）转换得到高位，其剩余电压再通过逐次比较型ADC转换得到低位输出，将两个ADC的输出通过数字逻辑组合出最终的输出。因为逐次比较型ADC转换速度较快，因此总的转换速度得到提高。但该方案的缺陷在于外加的逐次比较型ADC显著增加了电路尺寸。

文献[2]给出另一种更优的解决方案，如图2，采用N阶三角积分模拟-数字转换器（Sigma-Delta ADC）的硬件电路，经过两步转换来提高精度和速度，第一步用调制器的N个积分器202-205和N阶数字滤波器208进行N阶转换，占用M₁个时钟周期；第二步将第N个积分器205的输出电压VR作为输入，用调制器剩下的N-1个积分器202-204和N-1阶数字滤波器210进行N-1阶转换，占用M₂个时钟周期。将两次转换的结果组合并抽取得到完整的转换结果。相应的过采样率M= M₁+ M₂，其信噪比和转换精度如下：

以2阶为例（即N=2），对于14位精度，L=2时要求过采样率M=40+21=61，为传统单步式2阶增量三角积分模拟-数字转换器（Sigma-Delta ADC）的1/3，可见两步式转换在不增加硬件电路的情况下，相当于提高了调制器阶数，从而提高信噪比和转换精度，因此功耗、电路尺寸与传统2阶结构相当。然而该两步式方案，对相同精度和量化电平数所要求的过采样率仍然高于传统3阶和4阶增量三角积分模拟-数字转换器（Sigma-Delta ADC），其转换速度还需要进一步提升。换句话说，对相同过采样率和量化电平数，该两步式方案若采用N阶ADC，达到的信噪比和精度高于传统单步式的N阶，但低于N+1阶。此外两步转换要分步切换使用不同阶数的数字滤波器。

因此，为满足高性能传感器的应用要求，同时达到高精度、低功耗和更快转换速度的ADC仍然需要进一步研究。

发明内容

本发明的目的是提供一种两步式增量模拟-数字转换器，应用于高性能传感器，在实现高精度的同时，提高转换速度，并且以低功耗实现模数转换，克服已有转换器不能同时满足这些性能要求的缺陷。具体来说，就是以有限的功耗和电路，提高转换器的信噪比。

另外本发明还提供一种用两步式增量模拟-数字转换器进行两步式增量转换的方法。

为实现上述目的，本发明采用下列技术方案：一种两步式增量模拟-数字转换器，包括由加法电路、N-1个级联的积分器、分步选择积分器、比较器、复选器、数字-模拟转换器构成的三角积分调制器，以及由N阶数字滤波器和抽取器构成的抽取滤波器，其特征在于：第一复选器的一输入端接输入信号Vin、输出端接加法电路，加法电路的输出端接N-1个级联积分器，N-1个级联积分器的输出端接第二复选器的输入端，第二复选器的输出端分别与第一、第二分步选择积分器相连，第一、第二分步选择积分器输出端接第三复选器的输入端，同时第一分步选择积分器的输出端接第一复选器的另一输入端，第三复选器输出端接比较器，比较器输出端分别与加法电路、抽取滤波器相连。以便先对所有积分器、数字滤波器进行复位后，通过第一复选器、加法电路、N-1个级联积分器、第二复选器、第一分步选择积分器、第三复选器、比较器、DAC，经M1个时钟周期，完成第一步转换，经N阶数字滤波器滤波后，通过抽取器输出高K1位的数字输出；再对级联的N-1个积分器、第二分步选择积分器以及数字滤波器进行复位后，将第一步转换结束时第一分步选择积分器输出端剩余的电压VR送入第一复选器输入端作为调制器的输入，经过加法电路、N-1个级联积分器、第二复选器、第二分步选择积分器、第三复选器、比较器、DAC，经M2个时钟周期，完成第二步转换，经N阶数字滤波器滤波后，通过抽取器输出低K2位的数字输出；上述两步转换构成一个完整的模数转换，二者的数字输出组合在一起得到K位的最终数字输出，即K=K1+K2。

所述比较器输出端通过数字-模拟转换器DAC与加法电路相连。

本发明提供的两步式增量模拟-数字转换器为单端电路，或者差分电路，N是大于等于2的正整数。

本发明提供的用上述两步式增量模拟-数字转换器进行两步式转换的方法，经过下列步骤：

1）对所有积分器、数字滤波器进行复位；

2）通过开关信号SW选择第一至第三复选器的1端和0端连接，2端与其他端口断开连接；

3）使输入信号Vin经过第一复选器的1端和0端送入加法电路，由加法电路输出至N-1个级联积分器；

4）通过N-1个级联积分器的输出端将信号送至第二复选器，经第二复选器的1端送第一分步选择积分器的输入端；

5）由第一分步选择积分器的输出端送入第三复选器，再送入比较器；

6）经M1个时钟周期，完成第一步转换，经N阶数字滤波器滤波后，通过抽取器输出高K1位的数字输出；

7） 对级联的N-1个积分器、第二分步选择积分器以及数字滤波器进行复位；

8）通过开关信号SW选择第一至第三复选器的2端和0端连接，1端与其他端口断开连接；

9）第一分步选择积分器输出端剩余的电压VR经2端送入第一复选器，再经过加法电路输出至N-1个级联积分器；

10）通过N-1个级联积分器的输出端将信号送至第二复选器，经第二复选器的2端送第二分步选择积分器输入端；

11）由第二分步选择积分器的输出端送入第三复选器，再送入比较器；

12）经M2个时钟周期，完成第二步转换，经N阶数字滤波器滤波后，通过抽取器输出低K2位的数字输出；

13）步骤6）、步骤12）的数字输出组合在一起得到K位的最终数字输出，即K=K1+K2。

本发明所述两步式增量Sigma-Delta ADC的相关控制信号的工作时序示于图4。

在第一步转换开始之前，通过复位信号RST和RST1将所有积分器和数字滤波器进行复位。在第一步转换阶段，开关信号SW选择外部模拟输入信号Vin作为调制器的输入进行N阶转换，跟随采样时钟进行M1个周期的转换。具体操作为：将Vin连接到加法电路的同向输入端，比较器输出经过DAC连接到加法电路反相输入端，该加法电路的输出连接第一个积分器的输入端。前N-1个积分器与第一分步选择积分器顺次连联得到N个级联的积分器；而第二分步选择积分器在该阶段不工作，并断开与其他电路的连接。第一分步选择积分器的输出作为比较器的输入，通过与参考电平的比较，比较器输出相应电平的脉冲序列Y，该序列经过数字-模拟转换器（DAC）转换为相应的模拟信号（假设有L个电平），反馈回加法电路的反相输入端，与输入信号Vin运算后得到N个级联积分器在下一时钟周期的输入。由此实现了N阶Sigma-Delta调制。而比较器的输出，每一个时钟周期都作为N阶数字滤波器的输入，经过数字滤波器滤波后，再进行抽取，由此ADC经过M1个时钟周期后得到高K1位的输出DO[K :(K-K1+1)]。

第一步转换完成后，复位信号RST对调制器中的前N-1个积分器、第二分布选择积分器以及数字滤波器进行复位，然后通过选择信号SW切换第一分布选择积分器的输出作为调制器的输入进行第二步转换的N阶调制，即将第一步转换结束后的剩余电压VR再进行M2个时钟周期的N阶调制转换。具体配置为：将第一分布选择积分器输入端、输出端断开与任何电路的连接，将该积分器的输出端连接到加法电路的同向输入端，令该积分器作为保持电路提供第二步转换的输入信号；前N-1个积分器与第二分步选择积分器顺次连联得到N个级联的积分器，并将第二分步选择积分器的输出作为比较器的输入；其他电路的连接关系与第一步转换阶段的相同。第二步转换阶段同样进行N阶Sigma-Delta调制，只是调制器的输入信号是第一步转换剩余的电压。在第二步转换阶段，所使用的抽取滤波器和第一步的相同，即仍然使用N阶数字滤波器和抽取器，由此ADC经过M2个时钟周期后得到低K2位的输出DO[K2:1]。

两步转换得到的结果DO[K : (K-K1+1)]和DO[K2:1]组合在一起，得到ADC一次完整转换的数字输出结果DO[K : 1]，其中位数K满足K=K1+K2。由于两个步骤的转换分别进行了M1和M2个时钟周期，因此ADC的过采样率为M=M1+M2。每个步骤的转换，抽取器都以该过采样率M对结果抽取得到奈奎斯特率的输出。

本发明所述两步式增量Sigma-Delta ADC能够达到发明目的的机理在于：

对输入信号Vin在第一步转换时进行N阶Sigma-Delta调制转换，得到高位输出；而经过M1个周期转换后，最后一级积分器的剩余输出电压VR作为第二步转换的输入信号，再进行N阶Sigma-Delta调制转换，经过M2个周期转换得到低位输出。两次转换的结果组合得到一次完整转换的输出结果。因此该ADC的信噪比和转换精度分别为

因此本质上，本发明所述ADC是对N阶Sigma-Delta调制转换得到的输出结果又进行了N阶Sigma-Delta调制转换，相当于N²阶调制，即通过高阶调制提高了信噪比，获得更高精度的转换结果。而在电路的硬件开销上，仅比传统N阶增量Sigma-Delta ADC增加了一个积分器和开关信号控制的复选器，就显著提高了转换精度和信噪比。

相比传统增量Sigma-Delta ADC和文献[2]提出的两步式结构，本发明在调制器中所增加的一个分布选择积分器（306），在第一步转换时该积分器被关断不工作，在第二步转换时该积分器作为级联的最后一个积分器，由于Sigma-Delta调制的噪声整形特性，对该积分器的增益、带宽和采样电容的要求都是最低的，因此可以采用小面积、低功耗设计，不会给ADC造成尺寸的显著增加。对于抽取滤波器，本发明所述ADC两步转换都使用相同的数字积分器和抽取器，因此面积与传统增量型一样，而文献[2]提出的ADC在第一步转换使用N阶数字滤波器，第二步转换要使用N-1阶数字滤波器，额外增加了数字电路的硬件开销。

本发明的有益效果在于：

1）实现高阶调制，提高信噪比和转换精度。传统增量Sigma-Delta ADC只进行一步N阶调制转换；文献[2]提出的两步式增量Sigma-Delta ADC第一步进行N阶调制转换，第二步进行N-1阶调制转换；而本发明所述两步式增量Sigma-Delta ADC对第一步N阶调制转换的结果再进行第二步的N阶调制转换，因此实现了比前面两种增量Sigma-Delta ADC更高阶的调制，从而进一步提高信噪比和转换精度。以2阶调制为例（N=2），当比较器的量化电平数L=2、过采样率M=60时，传统增量Sigma-Delta ADC的信噪比为65 dB，文献[2]提出的两步式增量Sigma-Delta ADC的信噪比为84 dB（M1=40，M2=20），本发明所述两步式增量Sigma-Delta ADC的信噪比为106 dB（M1=M2=30）；相应地，这三种ADC的转换精度分别为10.9位，14位和17.7位。

2）降低过采样率，提高转换速度。增量Sigma-Delta ADC的转换速度正比于采样时钟频率，同时和过采样率成反比。本发明所述ADC进行一次转换的时间为两步所用时钟周期数的和，即M=M1+M2个周期，因此过采样率为M。如前文所述，由于调制阶数的提高，实现相同转换精度所需要的采样率随之降低，因此转换所需的时钟周期减少，转换速度提高。以2阶调制为例（N=2），当比较器的量化电平数L=2、要求的转换精度ENOB=14位时，传统增量Sigma-Delta ADC的过采样率M为182，文献[2]提出的两步式增量Sigma-Delta ADC的过采样率M为60（M1=40，M2=20），本发明所述两步式增量Sigma-Delta ADC的过采样率M为32（M1=M2=16）。本发明所述ADC的转换速度为传统增量型的5.7倍、文献[2]所述ADC的1.9倍。

3）以低功耗实现进行模数转换。尽管本发明所述ADC的调制器总共使用了N+1个积分器，但由于第一步转换时调制器只有N个积分器级联形成N阶调制，另一个剩余的积分器（306）被关断，没有接入电路进行工作，因此不增加功耗；在第二步转换时，该积分器（306）作为级联的最后一个积分器，由于Sigma-Delta调制的噪声整形特性，对该积分器的增益、带宽和采样电容的要求最低，因此可以采用低功耗设计，不会给ADC造成功耗的显著增加。对于抽取滤波器，本发明所述ADC两步转换都使用相同的数字积分器和抽取器，即与传统增量Sigma-Delta ADC工作时使用的硬件电路相同，因此在采样时钟频率相同时，本发明所述ADC与传统增量型的功耗相同，但获得的转换速度更高。这是因为对于给定要求的转换精度，如上文所述，本发明所述ADC的过采样率仅为传统增量型的1/5.7。另一方面，对于给定要求的转换速度，由于所需要的过采样率不同，本发明所述ADC的采样时钟频率比传统增量型降低了5.7倍，根据电路动态功耗正比于时钟频率的基本原理，本发明所述ADC的动态功耗也随之显著降低。

相比已有方案，采用本发明的两步式增量Sigma-Delta ADC可以更好地满足高性能的传感器对模数转换精度高、转换速度快和功耗低的要求。

附图说明

图1为传统增量Sigma-Delta ADC结构图；

图2为文献[2]所述两步式增量Sigma-Delta ADC结构图；

图3为本发明所述两步式增量Sigma-Delta ADC结构图；

图4为本发明实施例的两步式增量Sigma-Delta ADC工作时序图；

图5为本发明实施例的两步式增量Sigma-Delta ADC结构图。

具体实施方式

以下结合附图，通过实施例对本发明做进一步详细说明，但本发明的保护范围并不限于下面的实施例。

实施例1

如图3，本发明提供的两步式增量模拟-数字转换器（N阶-N阶），包括由加法电路301、N-1个级联的积分器302——304、第一、第二分步选择积分器305、306、比较器307、模拟-数字转换器（DAC） 308、第一、第二、第三复选器309、310、311构成的两步式三角积分调制器（Sigma-Delta 调制器），以及由N阶数字滤波器312和抽取器313构成的抽取滤波器，其中：第一复选器309的一输入端接输入信号Vin、输出端0端接加法电路301，加法电路301的输出端接N-1个级联积分器302——304，N-1个级联积分器302——304的输出端接第二复选器310的0端，第二复选器310的输出端1端与第一分步选择积分器305相连、2端与第二分步选择积分器306相连，第一、第二分步选择积分器305、306输出端接第三复选器311的1端和2端，同时第一分步选择积分器305的输出端接第一复选器309的另一输入端2端，第三复选器311输出端0端接比较器307输入端，比较器307输出端分别与模拟-数字转换器（DAC）308的输入端、抽取滤波器的N阶数字滤波器312相连，模拟-数字转换器（DAC） 308的输出端接加法电路301的反向输入端， N阶数字滤波器312与抽取器313相连，且比较器307输出端通过DAC与加法电路301相连。

用上述两步式增量模拟-数字转换器进行两步式转换的方法，经过下列步骤：

1）通过复位信号RST和RST1对所有积分器302——306、数字滤波器312进行复位；

2）通过开关信号SW选择第一至第三复选器309、310、311的1端和0端连接，2端与其他端口断开连接；

3）使输入信号Vin经过第一复选器309的1端和0端送入加法电路301，由加法电路301输出至N-1个级联积分器302——304；

4）通过N-1个级联积分器302——304的输出端将信号送至第二复选器310的0端，经第二复选器310的1端送第一分步选择积分器305的输入端；

5）由第一分步选择积分器305的输出端送入第三复选器311的1端，再送入比较器307；

6）经M1个时钟周期，完成第一步转换，经N阶数字滤波器312滤波后，通过抽取器313输出高K1位的数字输出；

7）通过复位信号RST对级联的N-1个积分器302——304、第二分步选择积分器306以及数字滤波器312进行复位；

8）通过开关信号SW选择第一至第三复选器309、310、311的2端和0端连接，1端与其他端口断开连接；

9）第一分步选择积分器305输出端剩余的电压VR经2端送入第一复选器309，再经过309的0端送加法电路301输出至N-1个级联积分器302——304；

10）通过N-1个级联积分器302——304的输出端将信号送至第二复选器310的0端，经第二复选器310的2端送第二分步选择积分器306输入端；

11）由第二分步选择积分器306的输出端送入第三复选器311的2端，再经311的0端送入比较器307；

12）经M2个时钟周期，完成第二步转换，经N阶数字滤波器312滤波后，通过抽取器313输出低K2位的数字输出；

13）步骤6）、步骤12）的数字输出组合在一起得到K位的最终数字输出，即K=K1+K2。

实施例2

如图5，本发明提供的两步式增量模拟-数字转换器（2阶-2阶），包括由加法电路501、积分器502（此时的N等于2）、第一、第二分步选择积分器503、504、比较器505、第一、第二、第三复选器506、507、508构成的两步式三角积分调制器（Sigma-Delta 调制器），以及由2阶数字滤波器509和抽取器510构成的抽取滤波器，由于比较器是单比特量化，其输出电平数L=2，因此不需要专门的DAC电路，其中：第一复选器506的1端为输入端接输入信号Vin、输出端0端接加法电路501，加法电路501的输出端接积分器502输入端，积分器502的输出端接第二复选器507的0端，第二复选器507的输出端1端与第一分步选择积分器503相连、2端与第二分步选择积分器504相连，第一、第二分步选择积分器503、504输出端接第三复选器508的1端和2端，同时第一分步选择积分器503的输出端接第一复选器506的另一输入端2端，第三复选器508输出端0端接比较器505输入端，比较器505输出端分别与加法电路501、抽取滤波器的2阶数字滤波器509相连，2阶数字滤波器509与抽取器510相连。

用上述两步式增量模拟-数字转换器进行两步式增量转换的方法，经过下列步骤：

1）通过复位信号RST和RST1对所有积分器502——504、数字滤波器509进行复位；

2）通过开关信号SW选择第一至第三复选器506、507、508的1端和0端连接，2端与其他端口断开连接；

3）使输入信号Vin经过第一复选器506的1端和0端送入加法电路501，由加法电路501输出至1个级联积分器502；

4）通过1个级联积分器502的输出端将信号送至第二复选器507的0端，经第二复选器507的1端送第一分步选择积分器503的输入端；

5）由第一分步选择积分器503的输出端送入第三复选器508的1端，再经508的0端送入比较器505；

6）经M1个时钟周期，完成第一步转换，经N阶数字滤波器509滤波后，通过抽取器510输出高K1位的数字输出；

7）通过复位信号RST对积分器502、第二分步选择积分器504以及数字滤波器509进行复位；

8）通过开关信号SW选择第一至第三复选器506、507、508的2端和0端连接，1端与其他端口断开连接；

9）第一分步选择积分器503输出端剩余的电压VR经506的2端送入第一复选器506，再经过506的0端送加法电路501输出至1个级联积分器502；

10）通过1个级联积分器502的输出端将信号送至第二复选器507的0端，经第二复选器507的2端送第二分步选择积分器504输入端；

11）由第二分步选择积分器504的输出端送入第三复选器508的2端，再经508的0端送入比较器505；

12）经M2个时钟周期，完成第二步转换，经N阶数字滤波器509滤波后，通过抽取器510输出低K2位的数字输出；

13）步骤6）、步骤12）的数字输出组合在一起得到K位的最终数字输出，即K=K1+K2。

应当指出，图5给出的根据本发明实施例的Sigma-Delta调制器，在实际实施中，并不限于图示的单环结构，还可采用前馈结构、分布式反馈等结构的调制器；所述Sigma-Delta调制器在实际实施中，并不限于单端电路形式，还可以使用全差分电路形式实现；所述ADC在实际实施中，并不限于每一步转换采用2阶调制和2阶数字数字滤波器，还可以采用更高阶实现。

以14位精度为例，两个步骤的转换分别进行16个时钟周期，即完成一次转换的过采样率M=16+16=32，而传统增量Sigma-Delta ADC和文献[2]所述两步式增量Sigma-DeltaADC达到相同精度需要的时钟周期数分别为182和60。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种两步式增量模拟-数字转换器，包括由加法电路、N-1个级联的积分器、分步选择积分器、比较器、复选器、数字-模拟转换器构成的三角积分调制器，以及由N阶数字滤波器和抽取器构成的抽取滤波器，其特征在于：第一复选器的一输入端接输入信号Vin、输出端接加法电路，加法电路的输出端接N-1个级联积分器，N-1个级联积分器的输出端接第二复选器的输入端，第二复选器的输出端分别与第一、第二分步选择积分器相连，第一、第二分步选择积分器输出端接第三复选器的输入端，同时第一分步选择积分器的输出端接第一复选器的另一输入端，第三复选器输出端接比较器，比较器输出端分别与加法电路、抽取滤波器相连；先对所有积分器、数字滤波器进行复位后，通过第一复选器、加法电路、N-1个级联积分器、第二复选器、第一分步选择积分器、第三复选器、比较器、DAC，经M1个时钟周期，完成第一步转换，经N阶数字滤波器滤波后，通过抽取器输出高K1位的数字输出；再对级联的N-1个积分器、第二分步选择积分器以及数字滤波器进行复位后，将第一步转换结束时第一分步选择积分器输出端剩余的电压VR送入第一复选器输入端作为调制器的输入，经过加法电路、N-1个级联积分器、第二复选器、第二分步选择积分器、第三复选器、比较器、DAC，经M2个时钟周期，完成第二步转换，经N阶数字滤波器滤波后，通过抽取器输出低K2位的数字输出。

2.根据权利要求1所述的两步式增量模拟-数字转换器，其特征在于：所述比较器输出端通过数字-模拟转换器DAC与加法电路相连。

3.一种用权利要求1所述的两步式增量模拟-数字转换器进行两步式转换的方法，经过下列步骤：

1）先对所有积分器、数字滤波器进行复位；

2）通过开关信号SW选择第一至第三复选器的1端和0端连接，2端与其他端口断开连接；

3）使输入信号Vin经过第一复选器的1端和0端送入加法电路，由加法电路输出至N-1个级联积分器；

4）通过N-1个级联积分器的输出端将信号送至第二复选器，经第二复选器的1端送第一分步选择积分器的输入端；

5）由第一分步选择积分器的输出端送入第三复选器，再送入比较器；

6）经M1个时钟周期，完成第一步转换，经N阶数字滤波器滤波后，通过抽取器输出高K1位的数字输出；

7） 对级联的N-1个积分器、第二分步选择积分器以及数字滤波器进行复位；

8）通过开关信号SW选择第一至第三复选器的2端和0端连接，1端与其他端口断开连接；

9）第一分步选择积分器输出端剩余的电压VR经2端送入第一复选器，再经过加法电路输出至N-1个级联积分器；

10）通过N-1个级联积分器的输出端将信号送至第二复选器，经第二复选器的2端送第二分步选择积分器输入端；

11）由第二分步选择积分器的输出端送入第三复选器，再送入比较器；

12）经M2个时钟周期，完成第二步转换，经N阶数字滤波器滤波后，通过抽取器输出低K2位的数字输出；

13）步骤6）、步骤12）的数字输出组合在一起得到K位的最终数字输出，即K=K1+K2。