CN106104967A - 谐振功率无线接收器中的电压调整 - Google Patents

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Abstract

提供了一种用于控制功率接收电路的控制系统，所述功率接收电路配置为无线接收功率并产生输出电压。所述功率接收电路具有谐振LC电路，所述谐振LC电路包括并联耦合的电感元件和电容元件。所述控制系统包括：开关电路，所述开关电路并联耦合至所述谐振LC电路；和反馈环路电路，所述反馈环路电路配置为通过控制谐振LC电路两端产生的电压的每一周期中所述开关电路处于导通状态的持续时间，调整所述输出电压。

Description

谐振功率无线接收器中的电压调整
相关申请
本申请要求2014年4月17日提交的、美国临时申请号为61/980,891、名称为“谐振功率无线接收器中的电压调整”的优先权，并以引用的方式并入本文。
技术领域
本公开涉及无线功率传输，尤其涉及用于提供谐振无线功率接收器的电压调整的系统和方法。
背景技术
低功率水平和中功率水平的无线功率传输领域目前专注于谐振技术。控频电路用于通过特定频率下的磁性线圈来产成交流(AC)电流，该磁性线圈用作能量传输器。传输线圈中建立的磁通因电磁感应而激发接收器电路中的磁性元件。接收器建立在调谐LC电路的基础上，该调谐LC电路在特定传输频率下发生谐振。该调谐LC电路对接收器线圈中感应的电流作出反应，并因LC电路的谐振而放大由此产生的(resultant)AC电压。接着LC电路两端产生的AC电压通常被整流，由此产生的直流(DC)电压被由谐振无线功率接收器馈送(feed)的远程电子设备使用。
适当设计的接收器使用完美调谐至传输频率的高品质因数(Q)LC电路，使得接收器馈送的电子设备可用的电压最大化。由于调谐接收器LC电路谐振时运行，然而由此产生的电压理论上可上升至极大电平，因此可能损坏接收器馈送的电子设备。因此，需要一种将由此产生的接收器电压调整至某电平的方法，该电平由相关电路控制并且是可用的。
可取的是直接控制谐振接收器的振幅，从而产生被调整至适合于相关电子系统的电平的整流后的DC电压。通常讨论的接收器振幅控制的两种方法是：(1)LC电路谐振频率的选择性重新调谐，或者(2)LC电路的Q降低。在第一种情况下，接收器电路的谐振频率偏移传输频率，使得该传输频率下的增益特性降低，从而实现期望的结果电压。在第二种情况下，调谐频率保持不变，因此调谐接收器的峰值增益在传输频率下保持不变，但是将电阻增加到谐振电路，降低了电路的Q并因此降低了增益，从而实现期望的结果电压。
这两种谐振增益调整方法都存在一些问题，尤其是在检查用在自动调整系统中的适当性时。由于高Q的LC电路极其高效(因为高Q的LC电路理论上不消耗功率)，所以改变谐振频率或者对电路进行重新调谐是最可取的调整方法。遗憾的是，电子控制的可变电容器或者电子可变电感器是幻想目标，因此，通过动态变化有效电感或电容来调整LC电路的谐振频率特性不是用于调整电路的直接实际的方法。由于电子可变电阻的并入意义甚微，因此Q降低是实际解决方案，然而由额外电阻引起的Q降低必然意味着额外的功率消耗，随后的效率损失会很快变成问题。
需要通过重新调谐谐振LC电路的有效增益特性而不并入额外的无源部件，来开发用于提供无线功率接收器的电压调整的系统和方法。另外，需要控制无线功率接收器而不直接引入电阻组件，以便使结果寄生功率损耗最小化。
发明内容
本公开提供了一种用于控制功率接收电路的控制系统，该功率接收电路配置为无线接收功率并产生输出电压。功率接收电路具有谐振LC电路，该谐振LC电路包括并联耦合的电感元件和电容元件。
根据本公开的一个方面，该控制系统包括：开关电路，该开关电路并联耦合至谐振LC电路；和反馈环路电路，该反馈环路电路配置为通过控制谐振LC电路两端产生的电压的每一周期中所述开关电路处于导通状态的持续时间，调整所述输出电压。
在一示例性实施例中，反馈环路电路可包括脉冲宽度调制(PWM)控制电路，该PWM控制电路响应于表示输出电压与参考电压之间的差异的误差信号，以产生用于控制开关电路的PWM控制信号。
此外，该反馈环路电路可包括过零检测电路，该过零检测电路配置为识别谐振LC电路两端产生的电压的过零，以激活PWM控制电路。
该过零检测电路可在单相模式下运行，以识别谐振LC电路两端产生的电压的每个正弦曲线周期的单次过零。
替代地，过零检测电路可在双相模式下运行，以识别谐振LC电路两端产生的电压的每个正弦曲线周期的两次过零。
反馈环路电路可配置为响应于整流信号而控制开关电路，该整流信号由整流器电路响应于谐振LC电路两端产生的电压而产生。
开关电路可使用第一N型场效应晶体管(NFET)和第二NFET来实现。第一NFET和第二NFET的漏极可连接在一起，第一NFET的源极可耦合至谐振LC电路的第一节点，且第二NFET的源极可耦合至谐振LC电路的第二节点。
可提供第一自举驱动器以控制第一NFET。第一自举驱动器可包括：第一电平移位器，该第一电平移位器响应于用于控制第一NFET的栅极的PWM控制信号；和第一自举电容器，该第一自举电容器具有耦合至谐振LC电路的第一节点的负端子和经由第一二极管耦合至直流(DC)电压源的正端子。
配置为用于控制第二NFET的第二自举驱动器可包括：第二电平移位器，该第二电平移位器响应于用于控制第二NFET的栅极的PWM控制信号；和第二自举电容器，该第二自举电容器具有耦合至谐振LC电路的第二节点的负端子和经由第二二极管耦合至DC电压源的正端子。
PWM控制电路可使用斜坡发生器来实现，该斜坡发生器响应于过零检测电路产生的信号。PWM控制电路还可包括比较器，该比较器用于将误差信号与由斜坡发生器产生的斜坡信号进行比较。PWM控制电路可配置为基于比较器的输出信号控制开关电路的切换。
根据本公开的方法，执行以下步骤以对功率接收系统的电压进行调整：
-将分流器耦合在谐振LC电路两端，以便允许电流在分流器处于低电阻状态时绕过谐振LC电路，以及
-响应于功率接收电路的输出电压，控制所述谐振LC电路两端产生的电压的每一周期中，分流器处于低电阻状态的持续时间。
可产生控制信号，所述控制信号基于表示输出电压与误差信号之间的差异的误差电压控制所述分流器。该控制信号可响应于谐振LC电路两端产生的电压的过零而形成。例如，分流器可以是可由PWM控制信号控制的开关。
通过以下详细描述，本公开的额外的优点和方面对于本领域的技术人员而言将变得很明显，其中，以下描述示出并描述了本公开的示例性实施例。如将要描述的，本公开能够通过其它的和不同的实施例实现，并且容许在各明显方面对本公开的一些细节进行修改，所有这些均未脱离本公开的精神。因此，附图和说明书本质上视为示例性的，而不视为限制性的。
附图说明
当结合以下附图进行阅读时，本公开实施例的以下详细说明可被最大程度的理解，在附图中，特征并不一定是按比例绘制而成的，而是被绘制为最佳地示出相关特征，其中：
图1和图2图示了谐振LC电路的电压响应和电流响应。
图3示出了根据本公开的用于控制谐振无线接收器的控制系统的示例性实施例。
图4至图10示出了图3中呈现的各种元件的示例性实施方式。
图11示出了本公开的双相控制系统的示例性双通道实施方式。
具体实施方式
将使用以下呈现的特定示例来理解本公开。但是，本公开的构思适用于以下讨论的技术的各种其它修改。
本公开技术使用可控分流(shunt)装置在谐振振荡的各个周期中将谐振电容的电压特性中断一可控时间。对于给定电感电流初始条件，电容器的电压响应的以逐个周期为基础的中断降低了该给定初始条件下的电路峰值电压。通过引入这种逐个周期电压特性的中断，降低了对感应电流的总体响应，有效地模拟了谐振电路中电容的增加。据此，该高效接收器谐振从系统发射频率/接收频率偏移，降低了谐振LC接收器在该频率下的电压增益。由分流装置引起的每周期的分流激活的持续时间、或者频率偏移的程度可通过脉冲宽度调制(PWM)环路容易地控制，因此使得这种方法尤其有利于使用电子反馈机构的实施方式。
参见图1，示出了谐振LC电路谐振时的电压响应和电流响应。其中，电压响应滞后电流响应90度。对于给定电流初始条件，谐振时的感应电压与1/C成比例，其中，C是LC电路的电容值。如图2所示，在各个周期中将谐振LC电路的电压响应中断给定持续时间会引起峰值电压特性降低，该峰值电压特性降低类似于电容增加引起的峰值电压特性降低。电压特性的这种破坏将感应峰值电压从VLC1降低至VLC2，这类似于将LC谐振电路电容增加因数VLC1/VLC2，从而在该给定周期内将有效谐振频率从ω0降低至了ω0*(VLC2/VLC1)1/2。
图3示意性地示出了用于在无线通信系统中控制谐振无线接收器的控制系统的示例性实施例，该无线通信系统包括用作能量传输器的传输磁性线圈12。由于电磁感应，磁性线圈12中产生的磁通量激发谐振无线功率接收器14中的磁性元件，该谐振无线功率接收器配置作为调谐LC谐振电路，该调谐LC谐振电路包括并联连接的电感元件L和电容元件C。该调谐LC电路在与传输磁性线圈12中生成的交流(AC)电流的频率相对应的频率下发生谐振。
由于该谐振，调谐LC电路对电感元件L中感应的电流所引起的AC电压进行放大。LC电路两端产生的AC电压的波形可具有与图1所示的电压波形的正弦曲线周期相似的正弦曲线周期。谐振LC电路两端产生的AC电压通过整流器16进行整流，该整流器产生直流(DC)电压VREG，该DC电压可供应至由无线功率接收器14馈送的电子设备。输出电容Co可耦合至整流器16的输出端。
整流器16可配置作为全桥式整流器，例如，利用肖特基二极管构建的全桥式整流器。然而，当使用半桥式整流器时，本公开的电压调整技术同样有效。并且，使用可控场效应晶体管(FET)的有源桥式整流器还可用于实现更高的效率。
如上所述，整流器16产生的谐振电压可能增加至潜在地损坏接收器馈送的电子设备的电平。提供有反馈环路，以控制LC谐振电路的重新调谐，以便将电压VREG调整至期望电平。根据本公开，该反馈环路控制分流开关电路18的切换，该分流开关电路提供为与调谐LC谐振电路的电容元件C并联。在谐振LC电路两端产生的AC电压的各个周期中，该反馈环路控制分流开关电路18处于导通状态的持续时间。各个周期的开始可以由该电压的过零来识别。
在一示例性实施例中，反馈环路可包括过零检测电路20、控制分流开关电路18的切换的脉冲宽度调制(PWM)控制电路22、积分器24和误差放大器26。由PWM控制电路22控制的分流开关电路18必须在该分流开关电路18两端无电压时启动，以使效率最大化并使开关元件中的功率消耗最小化。过零检测电路20提供该信息。耦合至PWM控制电路的一个输入端的过零检测电路20配置为，识别LC电路两端产生并在分流开关电路18两端应用的电压的过零。
PWM控制电路22的其它输入端可通过积分后的误差信号来驱动，该误差信号由误差放大器产生，该误差放大器将以上产生的整流输出电压VREG与期望的参考电压VREF进行比较。
LC谐振电路假定被适当地调谐至传输频率以发生谐振，则响应于通过传输线圈12生成的耦合通量的激励，生成增加的峰值电压波形。当LC谐振电路感应的峰值电压增加时，由此产生的整流电压VREG随着谐振电路AC峰值电压而增加。
当整流输出电压VREG增加至参考电压VREF的电平时，误差放大器26产生误差信号，该误差信号由积分器24积分并供应至PWM控制电路22的输入端，该PWM控制电路22在每个周期中过零检测电路20检测到LC电路两端的电压过零时启动。在LC电路的振荡周期的一部分内，PWM控制电路22接通分流开关18，阻止LC电路对存在的谐振电流的电压响应，直到分流开关18断开。分流开关18在LC电路电压过零时接通，以便阻止LC电路中电容元件C的瞬时电压放电，瞬时电压放电这种情况可潜在地生成大电流并增加功率消耗水平。
下文讨论图3所示的各种元件的示例性实施方式。如图4所示，组合了积分器24和误差放大器26的电路可通过具有非反相积分的电压放大器来实现。该电压放大器包括比较器102和比较器104。使用电阻分压器来监测电压VREG，该电阻分压器由耦合至比较器104的反相输入端的电阻器106和电阻器108构成。参考电压VREF被供应至比较器102的非反相输入端和比较器104的非反相输入端。比较器102的非反相输入端与该比较器的输出端之间设置有由电容器110和电阻器112构成的积分电路。比较器102的输出端与比较器104的反相输入端之间可耦合有电阻器114。比较器104的反相输入端与该比较器的输出端之间耦合有电阻器116，以提供在比较器104的输出端产生误差电压VERROR的有源低通滤波级(filterstage)。表示VREG与VREF之间的积分差的误差电压VERROR被供应至PWM控制电路22。
替代地，如图5所示，组合了积分器24和误差放大器26的电路可通过具有非反相积分的跨导放大器118来实现。使用电阻分压器来监测电压VREG，该电阻分压器由耦合至跨导放大器118的非反相输入端的电阻器120和电阻器122构成。参考电压VREF被供应至跨导放大器118的反相输入端，该跨导放大器产生与VREG和VREF之差相对应的电流。跨导放大器118的输出端与接地节点之间设置有由电容器124和电阻器126组成的积分电路，以便产生表示VREG与VREF之间的积分差的误差电压VERROR。
图6示出了过零检测电路20的示例性实施方式，该过零检测电路使用接收器14谐振LC电路两端产生的电压作为供应至过零检测比较器202的反相输入端和非反相输入端的输入电压。图7中示出了该输入电压。比较器的每个输入端连接至谐振LC电路节点中的一个。谐振LC电路两端的电压是差分AC信号，该差分AC信号通常实质上是正弦曲线。当比较器输入端的差分电压为正时，比较器202的输出为逻辑高，且当该输入电压为负时比较器的输出为逻辑低。因此，比较器201的输出产生具有大约50％占空比的数字脉冲序列，该数字脉冲序列与谐振LC接收器电路两端产生的正弦曲线形状的电压具有相同的频率。比较器202的输出信号对应于图7所示的过零检测电路20的‘相位’输出信号。
此外，过零检测电路20包括正沿脉冲发生器，该正沿脉冲发生器由反向器204和与(AND)门206组成，该反向器耦合至比较器202的输出端，该与门具有耦合至反相器204输出端的一个输入端和耦合至比较器202输出端的另一个输入端。与门206在检测电路20的‘脉冲’输出上输出对应于上升过零检测的短持续时间脉冲。如图7所示，‘脉冲’输出信号是具有非常低占空比的数字脉冲序列，该数字脉冲序列也与谐振LC接收器电路两端产生的正弦曲线形状的电压具有相同的频率。
过零检测电路20的特定实施方式可检测输入电压的上升过零、输入电压的下降过零、或者这两种过零。此外，可使用反接(reverse)输入连接的两个过零检测器。该两个过零检测器中的一个可配置为检测上升过零，另一个可配置为检测下降过零。
过零检测电路20的‘相位’输出信号和‘脉冲’输出信号被供应至PWM控制电路22，图8示出了其示例性实施方式。PWM控制电路22产生与各个周期中分流开关电路18保持导通状态的持续时间相对应的脉冲。图8中的PWM控制电路22包括斜坡发生器，该斜坡发生器包括耦合至N型场效应晶体管(NFET)304的栅极的反相器302，该N型场效应晶体管连接至电流源306和电容器308。反相器302的输入端耦合至PWM控制电路22的‘斜坡’输入端，该‘斜坡’输入端供应有图9所示的过零检测电路20的‘相位’输出信号。
如图9所示，将斜坡发生器产生的斜坡电压与积分器24的输出端产生的误差电压VERROR进行比较。具体地，可以这样控制斜坡发生器：当‘斜坡’输入信号为逻辑高时，启用斜坡并将该斜坡应用到电压比较器310的非反相输入端。当‘斜坡’输入信号为逻辑低时，电压比较器310的非反相输入保持为低。
比较器310的输出端耦合至复位主导(dominant)S-R锁存器312的复位输入端R。锁存器312的置位输入端S连接至PWM控制电路22的‘触发’输入端，该‘触发’输入端供应有图9所示的过零检测电路20的‘脉冲’输出信号。锁存器312的Q输出产生如图9所示的分流控制PWM输出信号SWON。该SWON控制信号被供应至分流开关电路18，以控制切换。
当‘斜坡’输入为逻辑高时，PWM控制电路22是活跃的。‘触发’信号是与‘斜坡’逻辑高脉冲的开始同步的短持续时间脉冲，该逻辑高脉冲的开始用于指示PWM控制电路的活跃期(active period)的开始。如果比较器310的反相输入端处的误差电压VERROR低于非反相输入端处的斜坡电压，则‘触发’信号被输入至锁存器312的S输入端，使得Q输出将变成逻辑高。Q输出将保持为逻辑高，直到斜坡电压上升超过VERROR电压，在超过VERROR电压的点处，Q输出锁存为逻辑低。
图10示出了并联耦合至接收器14谐振LC电路的分流开关电路18的示例性实施例。LC电路两端产生的差分AC电压可通过全桥式整流器16转换成DC电压，该DC电压参考LC电路接地时各侧上的电压的最低部分。如此，LC电路的两侧上的电压是正弦曲线且相位不同，在峰值振幅与接近于接地的数值之间运行。因此，将LC电路的两侧短路到一起的分流开关电路18必须能够差别地(differentially)承受峰值电压，但是不需要承受低于接地的漂移(excursions)。分流开关电路18的切换可使用背靠背(back-to-back)的第一NFET 402和第二NFET 404来实现，参考谐振LC电路的相关侧，分别使用第一自举驱动器和第二自举驱动器来控制该第一NFET和该第二NFET。
第一自举驱动器包括电平移位器406、二极管408和自举电容器410。第二自举驱动器包括电平移位器412、二极管414和自举电容器416。各自举驱动器接受PWM控制电路22所供应的参考接地的逻辑电平输入SWON。该输入通过电平移位器406和电平移位器412电平移位至栅极驱动输出，该栅极驱动输出被供应至各自的NFET 402的栅极和NFET 404的栅极。各个栅极驱动输出在本地浮动供应电压VBST内运行。本地供应电压VBST在自举电容器410和自举电容器416上产生，各自举电容器参考谐振LC电路的相关侧。电容器410和电容器116上的电荷使用本地DC电源提供的VREFRESH电压通过各自的二极管408和二极管414进行补充。例如，本地DC电源可提供5V电压。
上文讨论的过零检测电路20和PWM控制电路22在单向电压上运行，该电压为LC电路两端的电压。也就是说，在LC电路电压的每个正弦曲线周期中，仅检测一次过零。因此，在电压正弦曲线的各个周期内，单个脉冲激活分流开关电路18，并且开关控制脉冲序列与LC电路电压波形具有相同的频率。然而，本公开的控制系统可使用双相LC电路电压来实现，即，通过检测正弦曲线周期中的每个过零来实现。可使用具有反相输入连接的相同控制通道、或者使用专用双相控制电路来实现双相控制。单相实施方式和双相实施方式都显示出相似的通用控制特性，但是期望双相实施方式，这是由于双相实施方式凭借其接近100％占空比的能力而具有大的多的控制范围。
图11示出了本公开的双相控制系统的示例性双通道实施方式。两个控制通道耦合至接收器14的谐振LC电路，以检测LC电路两端的电压的各个周期中的两次过零。第一控制通道包括过零检测电路502和PWM控制电路504。第二控制通道包括过零检测电路506和PWM控制电路508。过零检测电路502和过零检测电路506中的每个都可以以与图6中的过零检测电路相似的方式来配置。PWM控制电路504和PWM控制电路508中的每个都可以以与图8中的PWM控制电路相似的方式来配置。PWM控制电路504和PWM控制电路508的输出信号被供应至或(OR)门510，以产生分流控制PWM信号SWON，以便响应于LC电路两端的电压的各个正弦曲线周期中的两次过零而使分流开关电路18处于导通状态。
前述说明图示并描述了本发明的多个方面。此外，本公开仅示出及描述了优选实施例，但是如前所述，应当理解的是，本发明能够用在各种其它的组合、修改和环境中，并且能够在本文所表达的发明构思的范围内进行改变或者修改，与以上教导和/或者相关领域的技术或者知识相应。
上文描述的实施例还旨在解释实施本发明的已知最佳模式，并旨在使本领域其他技术人员能够在这些或其他实施例中利用本发明，并根据本发明的特定应用或用途的需求进行各种修改。因此，本说明书并非旨在将本发明限制为本文所公开的形式。

Claims (20)

1.一种用于控制功率接收电路的控制系统，所述功率接收电路配置为无线接收功率、产生输出电压并具有谐振LC电路，所述谐振LC电路包括并联耦合的电感元件和电容元件，所述控制系统包括：
开关电路，所述开关电路并联耦合至所述谐振LC电路，和
反馈环路电路，所述反馈环路电路配置为通过控制所述谐振LC电路两端产生的电压的每一周期中所述开关电路处于导通状态的持续时间，调整所述输出电压。
2.根据权利要求1所述的系统，其中，所述反馈环路电路包括脉冲宽度调制PWM控制电路，所述PWM控制电路响应于表示所述输出电压与参考电压之间的差异的误差信号，以产生用于控制所述开关电路的PWM控制信号。
3.根据权利要求2所述的系统，其中，所述反馈环路电路还包括过零检测电路，所述过零检测电路配置为识别所述谐振LC电路两端产生的电压的过零，以激活所述PWM控制电路。
4.根据权利要求1所述的系统，其中，所述反馈环路电路配置为响应于整流信号而控制所述开关电路，所述整流信号由整流器电路响应于所述谐振LC电路两端产生的电压而产生。
5.根据权利要求2所述的系统，其中，所述开关电路包括第一N型场效应晶体管NFET和第二NFET，第一NFET的漏极与所述第二NFET的漏极连接在一起，所述第一NFET的源极耦合至所述谐振LC电路的第一节点，且所述第二NFET的源极耦合至所述谐振LC电路的第二节点。
6.根据权利要求5所述的系统，所述系统还包括第一自举驱动器，所述第一自举驱动器配置为控制所述第一NFET，并包括：第一电平移位器，所述第一电平移位器响应于用于控制所述第一NFET的栅极的PWM控制信号；和第一自举电容器，所述第一自举电容器具有耦合至所述谐振LC电路的第一节点的负端子和经由第一二极管耦合至直流DC电压源的正端子。
7.根据权利要求6所述的系统，所述系统还包括第二自举驱动器，所述第二自举驱动器配置为控制所述第二NFET，并包括：第二电平移位器，所述第二电平移位器响应于用于控制所述第二NFET的栅极的PWM控制信号；和第二自举电容器，所述第二自举电容器具有耦合至所述谐振LC电路的第二节点的负端子和经由第二二极管耦合至所述DC电压源的正端子。
8.根据权利要求3所述的系统，其中，所述过零检测电路配置为在单相模式下运行，以识别所述谐振LC电路两端产生的电压的每个正弦曲线周期的单次过零。
9.根据权利要求3所述的系统，其中，所述过零检测电路配置为在双相模式下运行，以识别所述谐振LC电路两端产生的电压的每个正弦曲线周期的两次过零。
10.根据权利要求3所述的系统，其中，所述PWM控制电路包括斜坡发生器，所述斜坡发生器响应于所述过零检测电路产生的信号。
11.根据权利要求10所述的系统，其中，所述PWM控制电路还包括比较器，所述比较器用于将所述误差信号与由所述斜坡发生器产生的斜坡信号进行比较。
12.根据权利要求11所述的系统，其中，所述PWM控制电路配置为基于所述比较器的输出信号控制所述开关电路的切换。
13.一种用于功率接收系统的电压调整方法，所述功率接收系统配置为无线接收功率并产生输出电压，所述功率接收系统具有谐振LC电路，所述谐振LC电路包括并联耦合的电感元件和电容元件，所述方法包括以下步骤：
将分流器耦合在所述谐振LC电路两端，以便允许电流在所述分流器处于低电阻状态时绕过所述谐振LC电路，以及
响应于所述功率接收电路的输出电压，控制所述谐振LC电路两端产生的电压的每一周期中，分流器处于低电阻状态的持续时间。
14.根据权利要求13所述的方法，所述方法还包括产生控制信号的步骤，所述控制信号基于表示所述输出电压与误差信号之间的差异的误差信号控制所述分流器。
15.根据权利要求14所述的方法，所述方法还包括识别所述谐振LC电路两端产生的电压的过零的步骤。
16.根据权利要求15所述的方法，其中，所述控制信号响应于所述过零而产生。
17.根据权利要求1所述的方法，其中，所述分流器是可由所述控制信号控制的开关。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，所述控制信号是PWM信号。
19.一种用于无线接收功率以产生输出电压的系统，所述系统包括：
谐振LC电路，所述谐振LC电路包括并联耦合的电感元件和电容元件，
整流器，所述整流器用于对所述谐振LC电路两端产生的电压进行整流，以产生所述输出电压，
分流电路，所述分流电路并联耦合至所述谐振LC电路，和
控制电路，所述控制电路配置为控制所述分流电路的阻抗，以调整所述输出电压。
20.根据权利要求19所述的系统，其中，所述分流电路包括开关，且所述控制电路配置为控制所述谐振LC电路两端产生的电压的每一周期中开关电路处于导通状态的持续时间。
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