JP6062556B2 - 誘導電力伝送のためのフィードバック制御コイルドライバ - Google Patents

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Description

（関連出願の相互参照）
本出願は、その全体が参照により本明細書に組み込まれる、２０１２年８月３１日に出願された米国仮出願第６１／６９５，８１５号に対する、米国特許法第１１９条（ｅ）の下での利益を主張する。
誘導電力伝送又は誘導送電は、ポータブル電子装置に無線で電力を送達するために、頻繁に使用される。無線電力伝送は、スマートフォン、タブレット、及びラップトップなどのポータブル装置内のバッテリを再充電するためなどの、様々な用途で使用される。そのような電力伝送システムはまた、インプラントされた医療用装置に、経皮的に、すなわち皮膚を通して電力を送信することにより、インプラントに直接電力を供給するか、又は、そのインプラントのバッテリを再充電するためにも使用される。
図１に示すように、従来の電力伝送システム１００は、典型的には、一次コイルＬＰ（１１２）を駆動するコイルドライバ１１４を含み、この一次コイルが、電子装置１２０の内部に位置する二次コイルＬＳ（１２２）に誘導結合して電力供給する。様々な経皮的電力伝送システムが、Ｗ．Ｌｏｋｅらの「Ａ ０．５Ｖ ｓｕｂ−ｍＷ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｔｒａｃｋｉｎｇ ｔｒａｎｓｐｏｎｄｅｒ ｆｏｒ ｒａｄｉａｔｉｏｎ ｔｈｅｒａｐｙ」（Ｓｙｍ．ｏｎ ＶＬＳＩ Ｃｉｒ．，ｐｐ．１７２〜１７３，２０１１）、Ｙ．Ｌｉａｏらの「Ａ ３μＷ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｐｏｗｅｒｅｄ ＣＭＯＳ ｇｌｕｃｏｓｅ ｓｅｎｓｏｒ ｆｏｒ ａｎ ａｃｔｉｖｅ ｃｏｎｔａｃｔ ｌｅｎｓ」（ＩＳＳＣＣ Ｄｉｇ．Ｔｅｃｈ．ｐａｐｅｒｓ，ｐｐ．３８〜３９，２０１１）、及びＳ．Ｌｅｅらの「Ａ ｌｏｗ−ｐｏｗｅｒ ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｔｅｌｅｍｅｔｒｙ ｄｅｖｉｃｅ ｗｉｔｈ ａ ｎｅａｒ−ｆｉｅｌｄ ｃｈａｒｇｉｎｇ ｆｅａｔｕｒｅ ｆｏｒ ａ ｃａｒｄｉａｃ ｍｉｃｒｏｓｔｉｍｕｌａｔｏｒ」（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ．Ｂｉｏ．Ｃｉｒ．Ｓｙｓｔ．，ｖｏｌ．５，ｐｐ．３５７〜３６７，Ａｕｇ．，２０１１）で説明されている。一部のインプラントは、そのインプラント内部のバッテリから直接電力を得るように設計されるが、それらの再充電可能なバッテリは、依然として、外部の電力送信機によって無線で再充電しなければならない。Ｅ．Ｌｅｅらの「Ａ ｂｉｏｍｅｄｉｃａｌ ｉｍｐｌａｎｔａｂｌｅ ＦＥＳ ｂａｔｔｅｒｙ−ｐｏｗｅｒｅｄ ｍｉｃｒｏ−ｓｔｉｍｕｌａｔｏｒ」（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ．Ｃｉｒ．Ｓｙｓｔ．Ｉ，ｖｏｌ．５６，ｐｐ．２５８３〜２５９６，Ｄｅｃ．２００９）を参照されたい。最近の開発では、インプラント内部での受電及び電力管理を改善するために、多くの努力が捧げられている。例えば、Ｈ．Ｌｅｅ及びＭ．Ｇｈｏｖａｎｌｏｏの「Ｆｕｌｌｙ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｐｏｗｅｒ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ＡＣ−ｔｏ−ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｄｅｓｉｇｎ ｉｎ ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙ ｐｏｗｅｒｅｄ ｂｉｏｍｅｄｉｃａｌ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」（Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＩＥＥＥ ２０１１ ＣＩＣＣ，ｐａｐｅｒ ８．７，２０１１）を参照されたい。しかしながら、外部送信機内のコイルドライバは、依然として、多くの個別部品を必要とする。上記の２０１１年のＳ．Ｌｅｅらによる論文、及びＧ．Ｋｅｎｄｉｒらの「Ａｎ ｏｐｔｉｍａｌ ｄｅｓｉｇｎ ｍｅｔｈｏｄｏｌｏｇｙ ｆｏｒ ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ ｌｉｎｋ ｗｉｔｈ ｃｌａｓｓ−Ｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ」（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ．Ｃｉｒ．Ｓｙｓｔ．Ｉ，ｖｏｌ．５２，ｐｐ．８５７〜８６６，Ｍａｙ，２００５）もまた、参照されたい。
図２に示すようなＥ級増幅器タイプのシステム２１０は、コイルドライバ設計で一般的に使用されるものであり、上記の２０１１年のＳ．Ｌｅｅら及び２００５年のＧ．Ｋｅｎｄｉｒらを参照されたい。個別のコンデンサＣＴ１（２１３）及びコンデンサＣＴ２（２１５）に加えて、この回路トポロジー内には、嵩高のＲＦチョークＬＣ（２１１）もまた必要とされる。電力送信機は、一般的に、インプラントされた医療用装置２２０のための、患者の外部コントローラの一部であるため、その外部コントローラは、小型かつ軽量であることが重要である。それゆえ、そのような無線電力伝送システムに関するコイルドライバは、小さいサイズを達成するために最少数の個別部品を使用するべきであり、小さいバッテリしか必要としないように、低電力消散を有するべきである。
Ｗ．Ｌｏｋｅら，「Ａ ０．５Ｖ ｓｕｂ−ｍＷ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｔｒａｃｋｉｎｇ ｔｒａｎｓｐｏｎｄｅｒ ｆｏｒ ｒａｄｉａｔｉｏｎ ｔｈｅｒａｐｙ」，Ｓｙｍ．ｏｎ ＶＬＳＩ Ｃｉｒ．，２０１１，ｐｐ．１７２〜１７３ Ｙ．Ｌｉａｏら，「Ａ ３μＷ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｐｏｗｅｒｅｄ ＣＭＯＳ ｇｌｕｃｏｓｅ ｓｅｎｓｏｒ ｆｏｒ ａｎ ａｃｔｉｖｅ ｃｏｎｔａｃｔ ｌｅｎｓ」，ＩＳＳＣＣ Ｄｉｇ．Ｔｅｃｈ．ｐａｐｅｒｓ，２０１１，ｐｐ．３８〜３９ Ｓ．Ｌｅｅら，「Ａ ｌｏｗ−ｐｏｗｅｒ ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｔｅｌｅｍｅｔｒｙ ｄｅｖｉｃｅ ｗｉｔｈ ａ ｎｅａｒ−ｆｉｅｌｄ ｃｈａｒｇｉｎｇ ｆｅａｔｕｒｅ ｆｏｒ ａ ｃａｒｄｉａｃ ｍｉｃｒｏｓｔｉｍｕｌａｔｏｒ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ．Ｂｉｏ．Ｃｉｒ．Ｓｙｓｔ．，Ａｕｇ．，２０１１，ｖｏｌ．５，ｐｐ．３５７〜３６７ Ｅ．Ｌｅｅら，「Ａ ｂｉｏｍｅｄｉｃａｌ ｉｍｐｌａｎｔａｂｌｅ ＦＥＳ ｂａｔｔｅｒｙ−ｐｏｗｅｒｅｄ ｍｉｃｒｏ−ｓｔｉｍｕｌａｔｏｒ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ．Ｃｉｒ．Ｓｙｓｔ．Ｉ，Ｄｅｃ．２００９，ｖｏｌ．５６，ｐｐ．２５８３〜２５９６ Ｈ．Ｌｅｅ及びＭ．Ｇｈｏｖａｎｌｏｏ，「Ｆｕｌｌｙ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｐｏｗｅｒ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ＡＣ−ｔｏ−ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｄｅｓｉｇｎ ｉｎ ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙ ｐｏｗｅｒｅｄ ｂｉｏｍｅｄｉｃａｌ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」，Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＩＥＥＥ ２０１１ ＣＩＣＣ，ｐａｐｅｒ ８．７，２０１１ Ｇ．Ｋｅｎｄｉｒら，「Ａｎ ｏｐｔｉｍａｌ ｄｅｓｉｇｎ ｍｅｔｈｏｄｏｌｏｇｙ ｆｏｒ ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ ｌｉｎｋ ｗｉｔｈ ｃｌａｓｓ−Ｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ．Ｃｉｒ．Ｓｙｓｔ．Ｉ，Ｍａｙ，２００５，ｖｏｌ．５２，ｐｐ．８５７〜８６６
本発明は、最適なコイルドライバのスイッチの「オン時間」を達成する、フィードバック制御コイルドライバに関する設計を論じるものである。このコイルは、ＬＣタンク回路の一部であり、最適なコイルドライバのスイッチの「オン時間」は、そのＬＣタンク回路のインダクタンス及び静電容量の値を調節することを必要とせずに、種々の動作周波数に関して達成可能である。最適なコイルドライバのスイッチの「オン時間」は、ＬＣタンク回路の電源によって送達される電力に対するピークピークコイル電流の２乗の比の、最大値を更にもたらす。
最適なコイルドライバのスイッチの「オン時間」は、制御された時間で、電源と接地との間でＬＣタンク回路を切り替え可能に結合することによって得られる。サンプルホールド回路が、ＬＣタンク回路の出力電圧を監視して、積分器回路が、その出力電圧と、典型的にはゼロボルトに設定される規定の基準電圧との差異を積分する。本発明の多くの固有属性のうちの１つは、ＬＣタンク回路が接地に結合されるときにランプ電圧が生成され、次いで、積分器回路の出力と比較されることである。コイルドライバのスイッチは、そのランプ電圧の値が、積分された差分電圧の値を超過する場合に、ＬＣタンク回路を接地から結合解除する。
繰り返しパルス信号発生器が、所定の周波数で、コイルドライバのスイッチにパルス列を提供する。このパルス列の各パルスは、開始時間及びパルス幅（「オン時間」）を有し、このパルス幅は、特定の利益及び利点を有するように「オン時間」を最適化させる、上述のようなフィードバックループによって制御される。
例えば、本願発明は以下の項目を提供する。
（項目１）
フィードバック制御コイルドライバ（５００）であって、
ＬＣタンク回路（５１２、５１４）と、
前記ＬＣタンク回路に結合された直流電源（５０１）と、
前記ＬＣタンク回路と接地との間で相互接続されたスイッチ（５１６）であって、
前記スイッチがオンにされるとき、前記電源と接地との間で前記ＬＣタンク回路を切り替え可能に結合し、前記ＬＣタンク回路と前記スイッチとの間の相互接続の点が、コイルドライバ出力電圧ＶＬ（５０４）を提供する、スイッチ（５１６）と、
前記ＶＬを監視するように構成されたサンプルホールド回路（５３４）と、
前記サンプリングされたＶＬと規定の基準電圧（５３６）との差異の経時的な積分に等しい電圧ＶＩＯ（５４２）を提供するように構成された、積分器回路（５４１）と、
前記スイッチが前記ＬＣタンク回路を接地に結合する、そのようなときに、ランプ電圧（５５４）を提供するように構成された、電圧ランプ波発生器（５５２）と、
ＶＩＯと前記ランプ電圧とを比較するように構成された、第１の比較器（５５０）と、
前記第１の比較器に結合され、前記ランプ電圧がＶＩＯを超過するとき、前記スイッチをオフにするように構成された、スイッチドライバ（５２５）と、を備える、フィードバック制御コイルドライバ（５００）。
（項目２）
前記サンプルホールド回路が、前記スイッチがオンにされる瞬間ＴＯＮ（４０４）に、前記ＶＬを監視して保持する、項目１に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
（項目３）
前記電圧ランプ波発生器が、前記スイッチがオンにされる前記瞬間に、ランプ電圧の生成を開始する、項目２に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
（項目４）
前記スイッチドライバに結合され、第１の規定の周波数（ＦＯ）で繰り返しパルス信号（５０３）を提供するように構成された、第１の繰り返しパルス信号発生器（５２２）を更に備え、前記パルスが、ターンオン開始時間（ＴＳＴ）をそれぞれ有し、前記スイッチドライバが、連続する各ＴＳＴで、前記スイッチをオンにさせる、項目３に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
（項目５）
前記規定の基準電圧がゼロボルトである、項目４に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
（項目６）
前記ＶＬと接地とを比較するように構成され、前記ＶＬが接地を下回るとき、前記サンプルホールド回路に、前記ＶＬをサンプリングして保持させるように構成された、第２の比較器（５５６）を更に備える、項目４に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
（項目７）
前記第１の規定の周波数を上回る第２の規定の周波数で、第２の繰り返しパルス信号（５２０）を提供するように構成された、第２の繰り返しパルス信号発生器を更に備え、前記第２の比較器回路が、前記第２の繰り返しパルス信号内の選択されたパルスの発生時に、前記サンプルホールド回路に、前記ＶＬをサンプリングして保持させる、項目６に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
（項目８）
前記選択されたパルスが、連続するＴＳＴ間の、前記ＶＬがゼロを下回る瞬間で規定される、項目７に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
（項目９）
前記スイッチが、複数のスイッチを含み、前記複数のスイッチの数が、前記タンク回路を利用するデータ転送のために振幅偏移キーイングによって変調される、データ入力信号の関数である、項目８に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
（項目１０）
ＬＣ回路内のコイルを駆動する方法であって、
出力電圧（ＶＬ）を生成するように構成されたＬＣ回路（５１２、５１４）を提供するステップと、
制御された時間で、前記ＬＣタンク回路を、電源（５０１）と接地との間で切り替えるステップと、
前記ＶＬを監視し、かつ前記ＶＬと予め選択された基準電圧との差異を経時的に積分することにより、積分された差分電圧（ＶＩＯ（５４２））を提供するステップと、
前記電源と接地との間に前記ＬＣタンク回路が接続されるときに開始する、ランプ電圧（５５４）を提供するステップと、
前記ランプ電圧がＶＩＯを超過するとき、前記ＬＣタンク回路を接地から接続解除するステップと、を含む、方法。
（項目１１）
第１の周波数（ＦＯ）で第１の繰り返しパルス信号を提供するステップを更に含み、前記パルスが、ターンオン開始時間（ＴＳＴ）及びパルス持続時間ＴＯＮ（４０４）をそれぞれ有する、項目１０に記載の方法。
（項目１２）
連続する各ＴＳＴで、前記ＬＣタンク回路を接地に接続するステップを更に含む、項目１１に記載の方法。
（項目１３）
前記監視するステップが、前記ＬＣタンク回路が接地に接続される瞬間に、前記ＶＬを監視して保持するステップを更に含む、項目１２に記載の方法。
（項目１４）
前記ＶＬが接地を下回るとき、前記ＶＬを監視して保持するステップを更に含む、項目１３に記載の方法。
（項目１５）
前記第１の繰り返しパルス信号の前記周波数を上回る周波数を有する、第２の繰り返しパルス信号（５２０）を提供するステップと、
連続するＴＳＴ間の、ＶＬがゼロを下回る瞬間に発生する、前記第２の繰り返しパルス信号内のパルスの間に、前記ＶＬを監視して保持するステップと、
を更に含む、項目１４に記載の方法。
（項目１６）
フィードバック制御コイルドライバ回路であって、
出力電圧（５０４）を有するＬＣタンク回路（５１２、５１４）と、
電源（５０１）と接地との間で前記ＬＣタンク回路を切り替え可能に結合するように構成された、スイッチ（５１６）と、
前記スイッチに結合された繰り返しパルス信号発生器（５２２）であって、前記パルス信号発生器によって生成されるパルス信号（５０３）が、制御可能なオン時間（４０４）を有し、そのようなオン時間の間に、前記スイッチが、前記電源と接地との間で前記ＬＣタンク回路を結合する、繰り返しパルス信号発生器（５２２）と、
前記パルス信号の前記オン時間を制御するための制御信号（５５６）を提供するように構成された、フィードバックコントローラ（５３０）であって、前記制御信号が、予め選択されたランプ電圧（５５４）によって影響されるような、前記出力電圧と基準電圧（５３６）との差異の経時的な積分を含む、フィードバックコントローラ（５３０）と、を備える、フィードバック制御コイルドライバ回路。
（項目１７）
前記フィードバックコントローラが、前記スイッチがオンにされる瞬間に、サンプリング出力電圧（５３８）の値をサンプリングして保持するように構成された、サンプルホールド回路（５３４）と、前記サンプリング出力電圧と予め選択された基準電圧との前記差異を積分することにより、積分器回路出力電圧５４２を提供するように構成された、積分器回路（５４１）とを備える、項目１６に記載のコイルドライバ回路。
（項目１８）
前記フィードバックコントローラが、前記スイッチが前記ＬＣタンク回路を前記電源と接地との間に結合するときに、ランプ電圧（５５４）の提供を開始するように構成された、電圧ランプ波発生器（５５２）と、前記制御信号を提供するために、前記積分器回路出力電圧と前記ランプ電圧とを比較するように構成された、第１の比較器（５５０）とを更に備え、前記制御信号が、前記ランプ電圧が前記積分器回路出力電圧を超過するとき、前記電源と接地との間で前記ＬＣタンク回路を結合解除させるように、前記パルス信号オン時間に影響を与える、項目１７に記載のコイルドライバ回路。
（項目１９）
前記フィードバックコントローラが、前記出力電圧と接地とを比較するように構成され、前記出力電圧が接地を下回るとき、前記サンプルホールド回路に、前記出力電圧をサンプリングして保持させるように構成された、第２の比較器（５３２）を更に備える、項目１８に記載のコイルドライバ回路。
（項目２０）
前記基準電圧がゼロボルトである、項目１９に記載のコイルドライバ回路。
電子装置に関する電力伝送システムのブロック図である。 Ｅ級増幅器に基づく先行技術のコイルドライバを使用する、電力伝送システムのブロック図である。 共振型ＤＣ−ＡＣ変換器のトポロジーに基づくコイルドライバを使用する、電力伝送システムのブロック図である。 本発明の一実施形態による、コイルドライバ用のスイッチに関する、オン時間の様々な値に関するタイミング波形である。 本発明の一実施形態による、コイルドライバ用のスイッチに関する、オン時間の様々な値に関するタイミング波形である。 本発明の一実施形態による、コイルドライバ用のスイッチに関する、オン時間の様々な値に関するタイミング波形である。 本発明の一実施形態による、コイルドライバ用のスイッチに関する、オン時間の様々な値に関するタイミング波形である。 本発明の一実施形態による、フィードバック制御コイルドライバのブロック図である。 図５Ａのランプ波発生器の出力に関するタイミング波形である。 図５Ａのインダクタスイッチ及びサンプルホールドの例示的概略図である。 本発明の一実施形態による、誘導電力伝送のためのコイルドライバのフィードバック制御に関する方法を示す、フローチャートである。 本発明の一実施形態による、誘導電力伝送のためのコイルドライバのフィードバック制御に関する方法を示す、フローチャートである。
図３は、共振型ＤＣ−ＡＣ変換器のトポロジーに基づくコイルドライバ３１０を使用する、電力伝送システム３００のブロック図である。共振型ＤＣ−ＡＣ変換器の設計についての、より多くの情報に関しては、Ｎ．Ｍｏｈａｎ，Ｔ．Ｕｎｄｅｌａｎｄ及びＷ．ＲｏｂｂｉｎｓのＰｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ：ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ａｎｄ ｄｅｓｉｇｎ（Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ＆ Ｓｏｎｓ，２００３）、並びにＭ．Ｐａｅｍｅｌの「Ｈｉｇｈ−ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｆｏｒ ｍｅｄｉｃａｌ ｉｍｐｌａｎｔｓ」（ＩＥＥＥ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒ．Ｍａｇ．，ｖｏｌ．３，ｐｐ．４７〜５９，２０１１）もまた参照されたい。一次コイルＬＰ（３１２）及び個別のコンデンサＣＴ（３１４）が、インプラント３２０内の二次コイルＬＳ（３２２）に電力を送信するための共振ＬＣタンク回路を形成する。そのような誘導リンクのための、１つの可能な動作周波数ＦＯは、約１２０ｋＨｚである。Ｅ．Ｌｅｅらの「Ａ ｂｉｏｍｅｄｉｃａｌ ｉｍｐｌａｎｔａｂｌｅ ＦＥＳ ｂａｔｔｅｒｙ−ｐｏｗｅｒｅｄ ｍｉｃｒｏ−ｓｔｉｍｕｌａｔｏｒ」（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ．Ｃｉｒ．Ｓｙｓｔ．Ｉ，ｖｏｌ．５６，ｐｐ．２５８３〜２５９６，Ｄｅｃ．２００９）を参照されたい。より高い動作周波数（例えば、１３．５６ＭＨｚ）に関して、コンデンサＣＴ（３１４）は、更なる部品の削減のために、潜在的にオンチップに集積することができる。
図４Ａ〜４Ｄ及び図５Ａ、５Ｂに関連して論じられるように、フィードバックループは、スイッチＭＳ（３１６）の「オン時間」（ＴＯＮ）を制御することによって、コイルドライバ３１０上での電力消散を最小限に抑える。コイルドライバ３１０はまた、一部の適用では、同じ誘導リンクを介して外部コントローラからインプラントにデータが送信されるため、電力伝送に対する振幅偏移キーイング（ＡＳＫ）変調を提供することも可能である。例えば、上記の２０１１年のＳ．Ｌｅｅら、及びＲ．ＳａｒｐｅｓｈｋａｒのＵｌｔｒａ ｌｏｗ ｐｏｗｅｒ ｂｉｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ：ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ ｂｉｏｍｅｄｉｃａｌ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ａｎｄ ｂｉｏ−ｉｎｓｐｉｒｅｄ ｓｙｓｔｅｍｓ（Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，２０１０）を参照されたい。
コイルドライバ３１０の動作周波数ＦＯは、入力クロック周波数ＦＣＬＯＣＫから導出され、本出願に関しては、ＦＣＬＯＣＫ＝２０×ＦＯである。コイルドライバ３１０の適正な動作のために、コンデンサＣＴ（３１４）は、一次コイルＬＰ（３１２）及びＣＴ（３１４）の共振周波数がＦＬＣ＝１／２π／（ＬＰ×ＣＴ）０．５であり、かつＦＯを上回るように選択される（Ｍ．Ｐａｅｍｅｌの「Ｈｉｇｈ−ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｆｏｒ ｍｅｄｉｃａｌ ｉｍｐｌａｎｔｓ」（ＩＥＥＥ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒ．Ｍａｇ．，ｖｏｌ．３，ｐｐ．４７〜５９，２０１１）を参照されたい）。インプラント並びに外部コントローラ内のコイルの、物理的サイズ及び場所の制約により、これらのタイプのシステムでは、コイルの結合係数ＫＣ（３０６）及びＱファクタは比較的小さい。それゆえ、誘導結合の電力効率もまた低い。
二次コイルＬＳ（３２２）への電力伝送を最大化するために、一次コイル電流ＩＬ（３１３）として与えられる、図３の一次コイルＬＰ（３１２）上の電流は、一次コイル供給電圧ＶＬＰ（３０１）からの所定の電力送達に対して最大化されなければならない。（上記の２０１２年のＲ．Ｓａｒｐｅｓｈｋａｒを参照されたい）。一次コイル電流ＩＬ（３１３）は、一次コイルＬＰ（３１２）が供給電圧ＶＬＰ（３０１）によって通電されるように、制御された時間で、スイッチＭＳ（３１６）をオンにすることによって生成される。スイッチＭＳ（３１６）がオフになると、一次コイルＬＰ（３１２）及びコンデンサＣＴ（３１４）は、接地から結合解除されて共振することにより、図４Ａに示すように、スイッチＭＳ（３１６）が次のサイクルで再びオンにされるまで、正弦波の一次コイル電流ＩＬ（３１３）を生成する。供給電圧ＶＬＰ（３１６）からの所定の電力ＰＬＰに対して、ＩＬＰ−Ｐとして与えられる、一次コイル電流ＩＬのピークピーク値は、スイッチＭＳ（３１６）の両端間のコイルドライバ出力電圧ＶＬ（３０４）が正確に０Ｖに到達して、オン時間ＴＯＮ（４０４）の持続時間の間、本質的に０Ｖのまま維持される場合にのみ、スイッチＭＳ（３１６）が電流の流れを許可するように、スイッチＭＳ（３１６）に関するオン時間ＴＯＮ（４０４）を制御することによって、最大化される。この場合には、スイッチＭＳ（３１６）による電力消散は最小限に抑えられ、ターンオン時間ＴＯＮ（４０４）は、ＴＯＰ（４０５）として与えられる最適オン時間と等しくなり、以下の等式（１）に示すような、次の条件が満たされることになる。
Figure 0006062556
スイッチＭＳ（３１６）の両端間のコイルドライバ出力電圧ＶＬ（３０４）の最大値ＶＬＭＡＸ、及びピークピーク一次コイル電流ＩＬＰ−Ｐは、以下のように記すことができる：
Figure 0006062556
 式中、θ＝ａｒｃｔａｎ［２／ＴＯＰ・（ＣＴ・ＬＰ）０．５］。
ＦＯ・ＬＰ・ＩＬＰ−Ｐ２／ＰＬＰとして定義される性能指数ＦＭ（４０８）を使用して、一次コイル電流ＩＬを生成する有効性を測定し、オン時間ＴＯＮ、最適オン時間ＴＯＰ、次いでＦＭが最大化される。所定の動作周波数ＦＯに関して、インプラントへの電力伝送を最大化するために、一次コイルＬＰ、コンデンサＣＴ、又はオン時間ＴＯＮに対する手動調節が必要とされる場合が多い（上記の２０１１年のＳ．Ｌｅｅら及び２０１０年のＲ．Ｓａｒｐｅｓｈｋａｒを参照されたい）。一次コイルＬＰ（３１２）のインピーダンス、またそれゆえ一次コイルＬＰ（３１２）及びコンデンサＣＴ（３１４）の共振周波数は、一次コイルＬＰ（３１２）が、一次コイルＬＰ（３１２）との大きい結合係数（ＫＣ＞０．１）を有する、いずれかの金属物体又はインプラントの付近にある場合、手動調節の後に、その公称値から逸脱し得る（上記の２０１０年のＲ．Ｓａｒｐｅｓｈｋａｒを参照されたい）。本発明は、一次コイルＬＰ（３１２）に関する最適オン時間ＴＯＰを達成するための、自動調節スキームを提供する。
図４Ａ〜４Ｄは、コイルドライバ５００用のスイッチＭＳ（５１６）に関する、オン時間ＴＯＮ（４０４）の様々な値に関するタイミング波形である。図４Ａ〜４Ｄは、４つのタイミング波形：最適オン時間ＴＯＰ（４０５）に関連するオン時間ＴＯＮ（４０４）の様々な値に関する、スイッチＭＳ（５１６）に印加される電圧ＶＳＷ（５０３）、コイル電流ＩＬ（５１３）、及びコイルドライバ出力電圧ＶＬ（５０４）を示す。スイッチＭＳ（５１６）に印加される電圧ＶＳＷ（５０３）の各サイクル１／ＦＯ（４１２）の間、ターンオン時間ＴＯＮ（４０４）は、ターンオン開始時間ＴＳＴ（４０２）で開始する。スイッチＭＳ（５１６）に印加される電圧ＶＳＷ（５０３）は、動作周波数ＦＯに等しい周波数を有する、繰り返しパルス信号である。
図５Ａは、本発明の一実施形態による、フィードバック制御コイルドライバ５００のブロック図である。図５Ｂは、図５Ａのランプ波発生器５５２の出力に関するタイミング波形である。一次コイルＬＰ（５１２）及びコンデンサＣＴ（５１４）は、二次コイルへの電力伝送のためのＬＣタンク回路を形成するが、図５Ａには二次コイルは示されない。本発明では、フィードバック制御技術を使用して、最適オン時間ＴＯＰ（５０４）を自動的に達成する。サンプルホールド回路Ｓ／Ｈ（５３４）を使用して、スイッチＭＳ（５１６）がオンになる瞬間の、スイッチＭＳ（５１６）の両端間のコイルドライバ出力電圧ＶＬ（５０４）をサンプリングする。この瞬間は、ターンオン開始時間ＴＳＴ（４０２）として表され、ターンオン開始時間ＴＳＴでサンプリングされたコイルドライバ出力ＶＬ（５０４）の電圧は、図４Ａ〜４Ｄ及び図５Ａに示すように、ＶＬＳ（５３８）として表される。このサンプリングされた電圧ＶＬＳ（５３８）と基準電圧ＶＲＥＦ（５３６）との差異は、誤差電圧ＶＥＲ（図示せず）を表すものであり、トランスコンダクタＧＭ（５４０）及びコンデンサＣＩ（５４６）で構成される積分器５４１によって積分されることにより、図５Ａで電圧ＶＩＯとして指定される、ＶＥＲの経時的な積分が生成される。最適オン時間ＴＯＰに等しいオン時間ＴＯＮを達成するために、基準電圧ＶＲＥＦ（５３６）は、０Ｖに設定される。ＭＳ（５１６）を制御するためのフィードバックループは、ＭＳ（５１６）がターンオンを開始するとき、ゼロに等しいコイルドライバ出力電圧ＶＬ（５０４）を有することである。ＶＬ（５０４）は、ＭＳ（５１６）がターンオンを開始する瞬間にサンプリングされた後、ＶＲＥＦ（５３６）と比較される。この比較は、ＶＬ（５０４）がＶＲＥＦ（５３６）と等しくなるまで、オン時間を正しい方向に駆動する。ＶＲＥＦがゼロに等しい場合、ＶＬは定常状態のゼロに駆動され、最適なオン時間ＴＯＮが達成される。積分器５４１の出力電圧ＶＩＯ（５４２）は、比較器ＣＯ１（５５０）に関する閾値として使用される。オン時間ＴＯＮ（４０４）は、比較器ＣＯ１（５５０）の出力、ランプ波発生器５５２、及びＶＩＯ（５４２）の値によって決定される。スイッチＭＳ（５１６）が、ターンオン開始時間ＴＳＴ（４０２）にオンになると、ランプ波発生器５５２は、図５Ｂに示すランプ電圧ＶＲＡＭＰ（５５４）の生成を開始する。ＶＲＡＭＰがＶＩＯを上回ると、比較器ＣＯ１（５５０）は、制御信号５５６を介して、スイッチＭＳ（５１６）をオフにするようにデジタル回路５２２に信号を送る。それゆえ、オン時間ＴＯＮ（４０４）は、ＴＳＴ（４０２）から、比較器ＣＯ１（５５０）がＭＳ（５１６）をオフにさせる瞬間までに要する時間である。デジタル回路５２２は、動作周波数ＦＯで、コイルドライバのスイッチＭＳ（５１６）にパルス列ＶＳＷ（５０３）を提供するための、繰り返しパルス信号発生器を含む。パルス列ＶＳＷ（５０３）の各パルスは、ターンオン開始時間ＴＳＴ（４０２）と、制御信号５５６を介してフィードバックコントローラ５３０によって制御される、パルス幅（「オン時間」）ＴＯＮ（４０４）とを有する。
図５Ｂは、スイッチのオン時間ＴＯＮに対する、ＶＩＯの値の影響を示す。例えば、ＶＩＯ１のＶＩＯ値に関しては、対応するオン時間はＴＯＮ１であり、ＶＩＯ２のＶＩＯ値に関しては、対応するオン時間はＴＯＮ２である。積分器５４１の出力で現われる信号は、ＶＩＯ１よりもＶＩＯ２で大きいため、スイッチのオン時間ＴＯＮ２は、オン時間ＴＯＮ１よりも長くなる。ＶＲＡＭＰ（５５４）信号の勾配は、ランプ波発生器（５５２）によって固定されるが、フィードバック応答の速度を確立するように調節することもできる。動作周波数ＦＯの任意の１つのサイクル（４１２）の間の、ランプ電圧ＶＲＡＭＰ（５５４）の最大値は、ランプ波発生器５５２の供給電圧以下である。したがって、サンプルホールド回路Ｓ／Ｈ（５３４）、積分器５４１、ランプ波発生器５５２、及び比較器ＣＯ１（５５０）は、組み合わせて、スイッチＭＳ（５１６）のオン時間を制御するための制御信号５５６を提供するための、フィードバックコントローラと見なすことができる。この制御信号は、比較器ＣＯ１内の、ランプ電圧ＶＲＡＭＰ（５５４）によって影響されるような、サンプリングされた出力電圧ＶＬＳとＶＲＥＦとの差異の積分を含む。最適オン時間ＴＯＰを下回るオン時間ＴＯＮに関しては、サンプリングされた電圧ＶＬＳ（５３８）、またそれゆえ誤差電圧ＶＥＲは、図４Ｂに示すように、０Ｖを下回る。積分器５４１が、より高い値に電圧ＶＩＯ（５４２）を駆動することにより、より長いオン時間ＴＯＮがもたらされる。
最適オン時間ＴＯＰを上回るオン時間ＴＯＮに関しては、サンプリングされた電圧ＶＬＳは、図４Ｃに示すように、０Ｖを上回る。積分器５４１の出力電圧ＶＩＯ（５４２）が、より低い値に駆動されることにより、より短いオン時間ＴＯＮがもたらされる。定常状態では、このフィードバックループは、サンプリングされた電圧ＶＬＳ（５３８）を基準電圧ＶＲＥＦ（５３６）の値に駆動し、結果として、誤差電圧ＶＥＲ＝０Ｖとなり、電圧ＶＩＯ（５４２）は、一定に維持される。その時点で、ＴＯＮ（４０４）は、その最適値にあり、ＶＲＥＦ＝０Ｖに関するＴＯＰ（４０５）に等しい。一次コイルＬＰ（５１２）の値が、近傍の金属物体により、公称値から逸脱する場合であっても、このフィードバックループは、ＶＬＳ＝０Ｖとなり、最適オン時間ＴＯＰ（４０５）が達成されるまで、サンプリングされた電圧ＶＬＳ（５３８）に従ってＴＯＮ（４０４）を調節する。このフィードバックループには、電圧ＶＩＯ（５４２）についての、対応の安定性補償及びリップル低減のために、抵抗器ＲＩ（５４４）及びコンデンサＣＲ（５４８）が追加される。
オン時間ＴＯＮ（４０４）が、電源投入の間、過度に短い場合には、図４Ｄに示すように、スイッチＭＳ（５１６）がターンオン開始時間ＴＳＴでオンになる前に、スイッチＭＳ（５１６）の両端間のコイルドライバ出力電圧ＶＬ（５０４）は負になり、スイッチＭＳ（５１６）の寄生ダイオードをオンにする。一次コイルＬＰ（５１２）は、このスイッチＭＳ（５１６）の寄生ダイオードを通じて充電され、コイルドライバ出力電圧ＶＬ（５０４）は、スイッチＭＳ（５１６）がターンオン開始時間ＴＳＴでオンになる前でも上昇を開始することができ、正のサンプリング電圧ＶＬＳ（５３８）がもたらされる。このフィードバックループは、オン時間ＴＯＮが過度に長いと誤って解釈して、そのオン時間ＴＯＮを更に短縮するように続行し、最終的にスイッチＭＳ（５１６）を完全にオフにする場合がある。結果として、一次コイルＬＰ（５１２）は、単に寄生ダイオードのみによって再充電され、コイルドライバ５００は、動作周波数ＦＯとは異なる周波数で動作することになる。更には、ドライバは、極めて低い性能指数ＦＭを有することになる。この条件は、ＴＯＮに関する最小パルス幅を保証することによって、及び図５Ａに示すような比較器ＣＯ２（５３２）を追加することによって、回避することができる。
スイッチＭＳ（５１６）の両端間の電圧ＶＬが、０Ｖを下回る場合、比較器ＣＯ２（５３２）は、ターンオン開始時間ＴＳＴの前であっても、次のクロック５２０のサイクルで電圧ＶＬ（５０４）をサンプリングするように、サンプルホールドＳ／Ｈ（５３４）に信号を送る。それゆえ、サンプリングされた電圧ＶＬＳは、０Ｖを下回るため、積分器５４１が、その出力電圧ＶＩＯ（５４２）を、より高い値に駆動することにより、より長いオン時間ＴＯＮ、及び最終的には、定常状態での最適オン時間ＴＯＰがもたらされる。
コイルドライバ５００の電力伝送レベルは、オン時間ＴＯＮに影響を及ぼすことなく、コイル供給電圧ＶＬＰ（５０１）を調節することによって制御することができるが、これは、ピークピーク一次コイル電流ＩＬＰ−Ｐが、等式（３）に従って供給電圧ＶＬＰ（５０１）に正比例するためである。
図６は、図５ＡのインダクタスイッチＭＳ（５１６）及びサンプルホールドＳ／Ｈ（５３４）の例示的実装の概略図である。例えば、５Ｖ、０．８μｍのＣＭＯＳプロセスを使用して、コイルドライバ５００を実施する場合には、そのＭＯＳＦＥＴのＶＧＳ及びＶＤＳは、それぞれ、〜５Ｖ及び〜１２Ｖに制限される。等式（２）に従って、この実施例のインダクタスイッチ６１０の両端間のコイルドライバ出力電圧ＶＬ（６０４）は、供給電圧ＶＬＰ＝５Ｖに対して、〜１５Ｖまで上昇することができる。スイッチＭＳ（６１６）のために必要とされる高いＶＤＳに対応するために、図６に示すように、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭＣ（６１８）が、スイッチＭＳ（６１６）と直列に追加される。ＶＬＤ（６０９）で表される、スイッチＭＳ（６１６）のドレイン電圧は、この場合、ＶＤＤ＝５Ｖに対して＜５Ｖに制限され、トランジスタＭＣ（６１８）のＶＤＳは、＜１２Ｖに制限される。全体のオン抵抗を最小限に抑えるためには、トランジスタＭＣ（６１８）及びスイッチＭＳ（６１６）に関して、大きいトランジスタサイズが必要であるため、電圧ＶＬ（６０４）は、本質的に０Ｖに等しいＶＬに対するＶＬＤ（６０９）にほぼ等しい。
コイルドライバ出力電圧ＶＬ（６０４）を直接サンプリングする代わりに、ＶＤＤを下回る、より低い電圧振幅を有するＶＬＤ（６０９）をサンプリングすることによって、サンプル電圧ＶＬＳを得ることができる。それゆえ、サンプルホールドＳ／Ｈ（５３４）の入力は、高い電圧耐性を有する必要がない。電圧ＶＬ（６０４）及び電圧ＶＬＤ（６０９）はまた、図４Ｂ及び図４Ｄに示すように、０Ｖを下回る場合もあるため、ＭＯＳＦＥＴ、Ｍ１（６２１）、Ｍ２（６２２）は、スイッチＳ１（６４１）に関連付けられる寄生ＮＰＮを介した、サンプリングコンデンサＣＳ（６５４）からＶＬＤ（６０９）への電荷漏洩を防止するための、レベルシフタ並びにバッファとして使用される。基準電圧入力ＶＲＥＦ（６３６）がＶＬＤ（６０９）電圧入力に一致するように、同様の回路構成が使用される。電圧ＶＬ（６０４）がサンプリングされた後、サンプリングコンデンサＣＳ（６５４）上の電荷は、保持コンデンサＣＨ（６５６）に再分配される。保持コンデンサＣＨ（６５６）間の電圧差は、ＶＬＤ（６０９）とＶＲＥＦ（６３６）との電圧差、すなわちＶＥＲ（６１２）を表す。しかしながら、この動作はまた、フィードバックループ内に余分な極も導入する。この余分な極は、スイッチトキャパシタＣＤ（６６４）を使用して補償され、このことは、コイルドライバ５００の全体的安定性を達成するための、サンプルホールドＳ／Ｈ（６３４）のＤＣゲイン並びに極の場所に対する、より良好な制御を可能にする。サンプルホールドＳ／Ｈ（６３４）の内部のスイッチＳ１〜Ｓ７は、２つの非重複クロック信号、Ｓ（６５０）及びＴ（６５２）によって制御される。信号Ｓは、スイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、及びスイッチＳ６を制御する。信号Ｔは、スイッチＳ２、Ｓ４、及びスイッチＳ７を制御する。トランスコンダクタＧＭ（５４０）、比較器ＣＯ１（５５０）、及び比較器ＣＯ２（５３２）を含めた、他の回路に関しては、従来の回路設計技術を使用することができる。
前述のように、コイルドライバ５００はまた、ＡＳＫ変調を使用して、インプラントにデータを送信するように設計することもできる。５％〜２５％の範囲の低い変調指数を、そのようなインプラントのために使用することができる。一次コイル電流ＩＬ（５１３）に対するＡＳＫ変調は、デジタル入力ＤＡＴＡ（５２４）に従ってコイル供給ＶＬＰ（５０１）を変調することによって達成することができるが、迅速な整定のための複雑な複合増幅器が、供給電圧ＶＬＰ（５０１）を駆動するために必要となる場合がある（例えば、Ｙ．Ｗｕ及びＰ．Ｍｏｋの「Ａ ｔｗｏ−ｐｈａｓｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｈｙｂｒｉｄ ｓｕｐｐｌｙ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ｆｏｒ ｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ ｗｉｔｈ ９％ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ」（ＩＳＳＣＣ Ｄｉｇ．Ｔｅｃｈ．ｐａｐｅｒｓ，ｐｐ．１９６〜１９７，２０１０）を参照されたい）。
ＡＳＫ変調を達成するための、いずれの追加的な個別部品も必要としない、より単純なスキームを使用することができる。そのスキームは、デジタル入力ＤＡＴＡに従って、スイッチＭＳ（５１６）のサイズを変化させることに基づく。ＤＡＴＡ＝１に関しては、スイッチＭＳ（５１６）のサイズは公称のまま維持され、一次コイル電流ＩＬの振幅は、上述の通常電力伝送動作の間の振幅である。ＤＡＴＡ＝０に関しては、一次コイル電流ＩＬ（５１３）は、より高いオン抵抗（ＲＯＮ）のためにスイッチＭＳ（５１６）のサイズを縮小することにより、供給電圧ＶＬＰ（５０１）から一次コイルＬＰ（５１２）への電流の流れを制限することによって、より低い振幅を有するように変調される。しかしながら、スイッチＭＳ（５１６）の両端間の電圧は、この場合、スイッチＭＳ（５１６）がオンであるときでも、非ゼロである。結果として、電力消散は、通常電力伝送動作の間に達成される最適値よりも高い。それにもかかわらず、インプラントへのデータの送信は、用途に応じて、頻繁には実施されない場合がある。タンク回路を利用するデータ転送のための技術は、複数のスイッチでスイッチＭＳ（５１６）を補完することであり、その複数のスイッチの数は、データ転送のためにＡＳＫによって変調することが可能な、デジタルＤＡＴＡ入力信号によって制御されるか、又はデジタルＤＡＴＡ入力信号の関数である。
図７Ａ、７Ｂは、本発明の一実施形態による、誘導電力伝送のための、図５Ａのコイルドライバ５００などのコイルドライバのフィードバック制御に関する方法を示す、フローチャート７００である。ブロック７０２では、Ｎで除算したクロック５２０の周波数を有する、動作周波数ＦＯの繰り返しパルス信号が生成される。したがって、クロック５２０のＮ個のパルスが、連続するＦＯのパルス間に発生する。積分器電圧ＶＩＯ（５４２）は、初期値に設定される。フローはブロック７０４に進み、ここでスイッチＭＳ（５１６）は、スイッチ電圧ＶＳＷ（５０３）の立ち上がりが生じる時間であるターンオン開始時間ＴＳＴで、オンにされる。スイッチ電圧ＶＳＷ（５０３）は、ブロック７０２で生成されたパルス信号である。フローはブロック７０６に進む。
ブロック７０６では、スイッチＭＳ（５１６）は、初期の事前設定されたターンオン時間に従って、オフにされる。フローはブロック７０８に進み、ここでフィードバック制御コイルドライバのプロトコルが開始する。ブロック７０８で、スイッチＭＳ（５１６）の両端間のコイルドライバ出力電圧ＶＬ（５０４）がサンプリングされる。フローはブロック７１０に進む。ブロック７１０では、電圧ＶＬ（５０４）を検査して、０ボルトを下回るか否かを判定する。ＶＬが０ボルト以上である場合には、フローはブロック７１２に進む。ＶＬが０ボルトを下回る場合には、フローはブロック７３０に進む。
ブロック７１２では、次の連続するターンオン開始時間ＴＳＴの開始時に関する試験が実施される。次の連続するターンオン開始時間ＴＳＴが実施されていない場合には、フローはブロック７１０に戻る。ブロック７１０及びブロック７１２は、次のターンオン開始時間ＴＳＴが実施されるまでの、連続又は繰り返しループを含む。
ブロック７３０では、コイルドライバ出力電圧ＶＬ（５０４）が、次のクロック５２０のサイクルの開始時にサンプリングされる。換言すれば、ＶＬは、クロック５２０を規定するパルス列内での、次のパルスの発生時にサンプリングされる。Ｎ個以下のクロックパルスが、ＴＳＴが実施される前に発生する。フローはブロック７３２に進み、ここで次のターンオン開始時間ＴＳＴの開始時に関する試験が実施される。次のターンオン開始時間ＴＳＴが実施されていない場合には、フローはブロック７３２に戻る。次のターンオン開始時間ＴＳＴが実施されている場合には、フローはブロック７１４に進み、ここで電圧ＶＬ（５０４）がサンプリングされ、フローはブロック７１６に進む。
ブロック７１６では、スイッチＭＳ（５１６）がオンにされ、ランプ波発生器５５２が、ＶＲＡＭＰ（５５４）の生成を開始する。フローはブロック７１８に進み、ここで積分器電圧ＶＩＯ（５４２）が、等式ＶＩＯ（新）＝ＶＩＯ（旧）＋Ｃ×ＶＬに基づいて更新され、式中、Ｃは定数である。フローはブロック７２０に進む。
ブロック７２０では、ランプ波発生器５５２の出力ＶＲＡＭＰ（５５４）を検査して、積分器電圧ＶＩＯを上回るか否かを判定する。ＶＲＡＭＰがＶＩＯ以下である場合には、フローはブロック７３４に進み、ここでスイッチＭＳ（５１６）はオンに保持され、フローはブロック７２０に戻る。ＶＲＡＭＰがＶＩＯを上回る場合には、フローはブロック７２２に進む。
ブロック７２２では、スイッチＭＳ（５１６）のターンオン時間が、事前設定された最小ターンオン時間を上回るか否かを判断するために試験される。スイッチＭＳ（５１６）のターンオン時間が、事前設定された最小ターンオン時間以下である場合には、フローはブロック７３６に進み、ここでスイッチＭＳ（５１６）はオンに保持され、フローはブロック７２２に戻る。スイッチＭＳ（５１６）のターンオン時間が、事前設定された最小ターンオン時間を上回る場合には、フローはブロック７２４に進み、ここでスイッチＭＳ（５１６）はオフにされ、フローはブロック７２６に進む。ブロック７２２及びブロック７２４は、適正な回路動作のために、図４Ｄに示すような、ＴＯＮが過度に短いと見なされ得る状況を補償するための、予防的な性質のものである。しかしながら、比較器（５３２）及び関連回路が、企図されるように動作している状態では、オン時間ＴＯＮは正確に調節されることになり、ブロック７２２及びブロック７２４を削除することができる。
ブロック７２６では、コイルドライバ５００をオフにするべきか否かを判定するために、試験が実施される。コイルドライバ５００がオフにされる場合には、方法７００は終了する。コイルドライバ５００がオフにされない場合には、フローはブロック７０８に戻る。
前述の説明は、本システムの様々な実施形態を説明するものであるが、本発明は、そのような実施形態に限定されるものではなく、むしろ、本発明の趣旨及び範囲内に収まる、全ての修正形態、代替形態、及び等価物を包含する。本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく、本発明の多くの実施形態を作製することができるため、本発明は、以降に添付される特許請求の範囲に帰するものである。

Claims (20)

  1. フィードバック制御コイルドライバ（５００）であって、
    ＬＣタンク回路（５１２、５１４）と、
    前記ＬＣタンク回路に結合された直流電源（５０１）と、
    前記ＬＣタンク回路と接地との間で相互接続されたスイッチ（５１６）であって、前記スイッチがオンにされるとき、前記電源と接地との間で前記ＬＣタンク回路を切り替え可能に結合し、前記ＬＣタンク回路と前記スイッチとの間の相互接続の点が、コイルドライバ出力電圧ＶＬ（５０４）を提供する、スイッチ（５１６）と、
    前記ＶＬを監視するように構成されたサンプルホールド回路（５３４）と、
    前記サンプリングされたＶＬと規定の基準電圧（５３６）との差異の経時的な積分に等しい電圧ＶＩＯ（５４２）を提供するように構成された積分器回路（５４１）と、
    前記スイッチが前記ＬＣタンク回路を接地に結合するときに、ランプ電圧（５５４）を提供するように構成された電圧ランプ波発生器（５５２）と、
    ＶＩＯと前記ランプ電圧とを比較するように構成された第１の比較器（５５０）と、
    前記第１の比較器に結合されたスイッチドライバ（５２５）であって、前記ランプ電圧がＶＩＯを超過するとき、前記スイッチをオフにするように構成されたスイッチドライバ（５２５）と
    を備える、フィードバック制御コイルドライバ（５００）。
  2. 前記サンプルホールド回路が、前記スイッチがオンにされる瞬間ＴＯＮ（４０４）に、前記ＶＬを監視して保持する、請求項１に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
  3. 前記電圧ランプ波発生器が、前記スイッチがオンにされる前記瞬間に、ランプ電圧の生成を開始する、請求項２に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
  4. 前記スイッチドライバに結合され、第１の規定の周波数（ＦＯ）で繰り返しパルス信号（５０３）を提供するように構成された第１の繰り返しパルス信号発生器（５２２）を更に備え、前記パルスが、ターンオン開始時間（ＴＳＴ）をそれぞれ有し、前記スイッチドライバが、連続する各ＴＳＴで、前記スイッチをオンにさせる、請求項３に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
  5. 前記規定の基準電圧がゼロボルトである、請求項４に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
  6. 前記ＶＬと接地とを比較するように構成された第２の比較器（５５６）であって、前記ＶＬが接地を下回るとき、前記ＶＬをサンプリングして保持することを前記サンプルホールド回路に行わせるように構成された第２の比較器（５５６）を更に備える、請求項４に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
  7. 前記第１の規定の周波数を上回る第２の規定の周波数で、第２の繰り返しパルス信号（５２０）を提供するように構成された第２の繰り返しパルス信号発生器を更に備え、前記第２の比較器回路が、前記第２の繰り返しパルス信号内の選択されたパルスの発生時に、前記ＶＬをサンプリングして保持することを前記サンプルホールド回路に行わせる、請求項６に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
  8. 前記選択されたパルスが、連続するＴＳＴ間の、前記ＶＬがゼロを下回る瞬間で規定される、請求項７に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
  9. 前記スイッチが、複数のスイッチを含み、前記複数のスイッチの数が、前記タンク回路を利用するデータ転送のために振幅偏移キーイングによって変調されるデータ入力信号の関数である、請求項８に記載のフィードバック制御コイルドライバ。
  10. ＬＣ回路内のコイルを駆動する方法であって、
    出力電圧（ＶＬ）を有するように構成されたＬＣタンク回路（５１２、５１４）を提供するステップと、
    制御された時間で、前記ＬＣタンク回路を電源（５０１）と接地との間で切り替えるステップと、
    前記ＶＬを監視し、前記ＶＬと予め選択された基準電圧との差異を経時的に積分することにより、積分された差分電圧（ＶＩＯ（５４２））を提供するステップと、
    前記電源と接地との間に前記ＬＣタンク回路が接続されるときに開始するランプ電圧（５５４）を提供するステップと、
    前記ランプ電圧がＶＩＯを超過するとき、前記ＬＣタンク回路を接地から接続解除するステップと
    を含む、方法。
  11. 第１の周波数（ＦＯ）で第１の繰り返しパルス信号を提供するステップを更に含み、前記パルスが、ターンオン開始時間（ＴＳＴ）及びパルス持続時間ＴＯＮ（４０４）をそれぞれ有する、請求項１０に記載の方法。
  12. 連続する各ＴＳＴで、前記ＬＣタンク回路を接地に接続するステップを更に含む、請求項１１に記載の方法。
  13. 前記監視するステップが、前記ＬＣタンク回路が接地に接続される瞬間に、前記ＶＬを監視して保持するステップを更に含む、請求項１２に記載の方法。
  14. 前記ＶＬが接地を下回るとき、前記ＶＬを監視して保持するステップを更に含む、請求項１３に記載の方法。
  15. 前記第１の繰り返しパルス信号の前記周波数を上回る周波数を有する第２の繰り返しパルス信号（５２０）を提供するステップと、
    連続するＴＳＴ間の、ＶＬがゼロを下回る瞬間に発生する前記第２の繰り返しパルス信号内のパルスの間に、前記ＶＬを監視して保持するステップと、
    を更に含む、請求項１４に記載の方法。
  16. フィードバック制御コイルドライバ回路であって、
    出力電圧（５０４）を有するＬＣタンク回路（５１２、５１４）と、
    電源（５０１）と接地との間で前記ＬＣタンク回路を切り替え可能に結合するように構成されたスイッチ（５１６）と、
    前記スイッチに結合された繰り返しパルス信号発生器（５２２）であって、前記パルス信号発生器によって生成されるパルス信号（５０３）が、制御可能なオン時間（４０４）を有し、そのようなオン時間の間に、前記スイッチがオンにされるとき、前記スイッチが、前記電源と接地との間で前記ＬＣタンク回路を結合する、繰り返しパルス信号発生器（５２２）と、
    制御信号（５５６）を提供するように構成されたフィードバックコントローラ（５３０）であって、前記制御信号は、予め選択されたランプ電圧（５５４）と、前記出力電圧と基準電圧（５３６）との差異の経時的な積分に等しい電圧ＶＩＯとの比較を含み、前記制御信号は、前記ランプ電圧（５５４）がＶＩＯを超過するとき、前記スイッチをオフにすることによって前記パルス信号のオン時間を制御する、フィードバックコントローラ（５３０）と
    を備える、フィードバック制御コイルドライバ回路。
  17. 前記フィードバックコントローラは、前記スイッチがオンにされる瞬間に、サンプリング出力電圧（５３８）の値をサンプリングして保持するように構成されたサンプルホールド回路（５３４）と、前記サンプリング出力電圧と予め選択された基準電圧との前記差異を積分することにより、積分器回路出力電圧５４２を提供するように構成された積分器回路（５４１）とを備える、請求項１６に記載のコイルドライバ回路。
  18. 前記フィードバックコントローラは、前記スイッチが前記ＬＣタンク回路を前記電源と接地との間に結合するときに、ランプ電圧（５５４）の提供を開始するように構成された電圧ランプ波発生器（５５２）と、前記制御信号を提供するために、前記積分器回路出力電圧と前記ランプ電圧とを比較するように構成された第１の比較器（５５０）とを更に備え、前記制御信号は、前記ランプ電圧が前記積分器回路出力電圧を超過するとき、前記電源と接地との間で前記ＬＣタンク回路を結合解除させるように、前記パルス信号オン時間に影響を与える、請求項１７に記載のコイルドライバ回路。
  19. 前記フィードバックコントローラは、第２の比較器（５３２）を更に備え、前記第２の比較器（５３２）は、前記出力電圧と接地とを比較するように構成されており、かつ、前記出力電圧が接地を下回るとき、前記出力電圧をサンプリングして保持することを前記サンプルホールド回路に行わせるように構成されている、請求項１８に記載のコイルドライバ回路。
  20. 前記基準電圧がゼロボルトである、請求項１９に記載のコイルドライバ回路。
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