JPH06197554A - インバータ制御回路 - Google Patents
インバータ制御回路Info
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- JPH06197554A JPH06197554A JP4346356A JP34635692A JPH06197554A JP H06197554 A JPH06197554 A JP H06197554A JP 4346356 A JP4346356 A JP 4346356A JP 34635692 A JP34635692 A JP 34635692A JP H06197554 A JPH06197554 A JP H06197554A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 インバータの高周波化の際にサイズを小さく
することができ且つ消費電力を低減することができる高
速のインバータ制御回路を提供する。 【構成】 インバータ制御回路２０Ｂは、発振用キャパ
シタ２４を有する三角波発振回路２６と、トリガ回路３
１及びコンパレータ３５を有する充電信号出力回路と、
コンパレータ５１と、ＲＳフリップフロップ５２とを備
えている。上記充電信号出力回路は、トリガ回路３１が
インバータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電
圧ｖB2が直流電圧Ｖａより小さくなったことを検出する
とコンパレータ３５からハイ状態の出力電圧ｖI を出力
する。三角波発振回路２６の発振用キャパシタ２４はｖ
I がハイになると充電状態となる。ＲＳフリップフロッ
プ５２はｖI がハイになるとセットされ出力端子からハ
イ状態の出力電圧ｖL を出力してインバータ１０のパワ
ーＭＯＳＦＥＴ１３をターンオンする。
することができ且つ消費電力を低減することができる高
速のインバータ制御回路を提供する。 【構成】 インバータ制御回路２０Ｂは、発振用キャパ
シタ２４を有する三角波発振回路２６と、トリガ回路３
１及びコンパレータ３５を有する充電信号出力回路と、
コンパレータ５１と、ＲＳフリップフロップ５２とを備
えている。上記充電信号出力回路は、トリガ回路３１が
インバータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電
圧ｖB2が直流電圧Ｖａより小さくなったことを検出する
とコンパレータ３５からハイ状態の出力電圧ｖI を出力
する。三角波発振回路２６の発振用キャパシタ２４はｖ
I がハイになると充電状態となる。ＲＳフリップフロッ
プ５２はｖI がハイになるとセットされ出力端子からハ
イ状態の出力電圧ｖL を出力してインバータ１０のパワ
ーＭＯＳＦＥＴ１３をターンオンする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電子レンジや誘導過熱調
理器等のパワー制御に用いるインバータをスイッチング
制御するインバータ制御回路に関するものである。
理器等のパワー制御に用いるインバータをスイッチング
制御するインバータ制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＳＣＲやパワーＭＯＳＦＥＴ等のパワー
素子がスイッチ手段として用いられ該スイッチ手段のオ
ン状態とオフ状態とが切り換えられることにより直流電
圧をチョップして負荷に供給される電力をコントロール
する装置はインバータと称されている。特に、上記スイ
ッチ手段に共振用インダクタ及び共振用キャパシタが並
列に接続されてなる並列共振回路が結合されることによ
ってスイッチ手段に流れる電流またはスイッチ手段にか
かる電圧の波形が正弦波形の一部となるインバータは、
共振型インバータと称され、近年、電子レンジや誘導過
熱調理器等のパワー制御に用いられている。
素子がスイッチ手段として用いられ該スイッチ手段のオ
ン状態とオフ状態とが切り換えられることにより直流電
圧をチョップして負荷に供給される電力をコントロール
する装置はインバータと称されている。特に、上記スイ
ッチ手段に共振用インダクタ及び共振用キャパシタが並
列に接続されてなる並列共振回路が結合されることによ
ってスイッチ手段に流れる電流またはスイッチ手段にか
かる電圧の波形が正弦波形の一部となるインバータは、
共振型インバータと称され、近年、電子レンジや誘導過
熱調理器等のパワー制御に用いられている。
【０００３】このような分野に使用される共振型インバ
ータとしては低損失、低雑音等の特徴を持つ準Ｅ級共振
型インバータがあり、該準Ｅ級共振型インバータにおい
てはスイッチ手段に流れる電流の波形と同スイッチ手段
にかかる電圧の波形とが共に正弦波の一部となる。
ータとしては低損失、低雑音等の特徴を持つ準Ｅ級共振
型インバータがあり、該準Ｅ級共振型インバータにおい
てはスイッチ手段に流れる電流の波形と同スイッチ手段
にかかる電圧の波形とが共に正弦波の一部となる。
【０００４】図３は上記準Ｅ級共振型インバータを示し
ており、図３において、準Ｅ級共振型インバータは、電
子レンジにおける高周波変圧器の一次側巻線または誘導
過熱調理器における過熱コイルとなる共振用インダクタ
１と該共振用インダクタ１と並列に接続されている共振
用キャパシタ２とからなる並列共振回路６と、該並列共
振回路６と直列に接続されたスイッチ手段３と、該スイ
ッチ手段３と並列に接続されたダイオード４と、直流電
圧Ｖａの電圧源５とを備えている。
ており、図３において、準Ｅ級共振型インバータは、電
子レンジにおける高周波変圧器の一次側巻線または誘導
過熱調理器における過熱コイルとなる共振用インダクタ
１と該共振用インダクタ１と並列に接続されている共振
用キャパシタ２とからなる並列共振回路６と、該並列共
振回路６と直列に接続されたスイッチ手段３と、該スイ
ッチ手段３と並列に接続されたダイオード４と、直流電
圧Ｖａの電圧源５とを備えている。
【０００５】また、ｖA は共振用インダクタ１の両端間
の電圧を、ｖB はスイッチ手段３の両端子間の電圧をそ
れぞれ示し、ｉA は共振用インダクタ１に流れる電流
を、ｉB はスイッチ手段３に流れる電流を、ｉC は共振
用キャパシタ２に流れる電流をそれぞれ示している。
の電圧を、ｖB はスイッチ手段３の両端子間の電圧をそ
れぞれ示し、ｉA は共振用インダクタ１に流れる電流
を、ｉB はスイッチ手段３に流れる電流を、ｉC は共振
用キャパシタ２に流れる電流をそれぞれ示している。
【０００６】スイッチ手段３は負荷となる共振用インダ
クタ１の両端間の電圧ｖA が零電圧と交差したことが検
出されてターンオンされ、スイッチ手段３のオン期間は
該スイッチ手段３の両端子間の電圧ｖB のピーク値が検
出され該ピーク値が所定の制限値を越えないように制御
される。
クタ１の両端間の電圧ｖA が零電圧と交差したことが検
出されてターンオンされ、スイッチ手段３のオン期間は
該スイッチ手段３の両端子間の電圧ｖB のピーク値が検
出され該ピーク値が所定の制限値を越えないように制御
される。
【０００７】図４は上記準Ｅ級共振型インバータにおけ
る電圧及び電流の波形を示しており、図４に示すよう
に、スイッチ手段３がオン状態のときには、共振用イン
ダクタ１の両端間に電圧源５の直流電圧Ｖａが印加され
共振用インダクタ１に流れる電流ｉA が増大する。オン
期間中スイッチ手段３に流れる電流ｉB はｉA と同一で
あるからｉB も同様に増大する。また、共振用キャパシ
タ２の両端には直流電圧Ｖａが印加されているので共振
用キャパシタ２に流れる電流ｉC は０でありインバータ
の動作に影響しない。
る電圧及び電流の波形を示しており、図４に示すよう
に、スイッチ手段３がオン状態のときには、共振用イン
ダクタ１の両端間に電圧源５の直流電圧Ｖａが印加され
共振用インダクタ１に流れる電流ｉA が増大する。オン
期間中スイッチ手段３に流れる電流ｉB はｉA と同一で
あるからｉB も同様に増大する。また、共振用キャパシ
タ２の両端には直流電圧Ｖａが印加されているので共振
用キャパシタ２に流れる電流ｉC は０でありインバータ
の動作に影響しない。
【０００８】スイッチ手段３がターンオフすると、共振
用インダクタ１に流れていた電流は共振用キャパシタ２
に流れ込みＬＣ並列共振が引き起こされる。このとき、
共振用インダクタ１の両端間の電圧ｖA はほぼ零電圧を
中心とした減衰振動となる。電圧ｖA が再び直流電圧Ｖ
ａに達すると電圧ｖB が再び零電圧に達し逆並列ダイオ
ード４がターンオンする。その間にスイッチ手段３がタ
ーンオンされ発振が継続される。スイッチ手段３はその
両端子間の電圧ｖB が略零電圧の際にターンオンされる
ためスイッチング時に電流と重なる電圧が小さいのでス
イッチング損失が少なく且つサージ電圧及びサージ電流
が出にくい。
用インダクタ１に流れていた電流は共振用キャパシタ２
に流れ込みＬＣ並列共振が引き起こされる。このとき、
共振用インダクタ１の両端間の電圧ｖA はほぼ零電圧を
中心とした減衰振動となる。電圧ｖA が再び直流電圧Ｖ
ａに達すると電圧ｖB が再び零電圧に達し逆並列ダイオ
ード４がターンオンする。その間にスイッチ手段３がタ
ーンオンされ発振が継続される。スイッチ手段３はその
両端子間の電圧ｖB が略零電圧の際にターンオンされる
ためスイッチング時に電流と重なる電圧が小さいのでス
イッチング損失が少なく且つサージ電圧及びサージ電流
が出にくい。
【０００９】以下に、準Ｅ級共振型インバータをスイッ
チング制御する従来のインバータ制御回路を図面に基づ
いて説明する。
チング制御する従来のインバータ制御回路を図面に基づ
いて説明する。
【００１０】まず、上記従来のインバータ制御回路の構
成を図面に基づいて説明する。
成を図面に基づいて説明する。
【００１１】図５は従来のインバータ制御回路２０Ａの
構成を示す回路図であり、図５において、インバータ制
御回路２０Ａの制御対象となる準Ｅ級共振型インバータ
であるインバータ１０は、共振用インダクタ１１及び該
共振用インダクタ１１と並列に接続された共振用キャパ
シタ１２からなる並列共振回路１６と、スイッチ手段と
してのパワーＭＯＳＦＥＴ１３と、ダイオード１４と、
並列共振回路１６の一端に直流電圧Ｖａを印加する電圧
源１５とを備えており、ｖA1は共振用インダクタ１１の
両端間の電圧を示し、ｖB1はパワーＭＯＳＦＥＴ１３の
ドレイン電圧を示している。
構成を示す回路図であり、図５において、インバータ制
御回路２０Ａの制御対象となる準Ｅ級共振型インバータ
であるインバータ１０は、共振用インダクタ１１及び該
共振用インダクタ１１と並列に接続された共振用キャパ
シタ１２からなる並列共振回路１６と、スイッチ手段と
してのパワーＭＯＳＦＥＴ１３と、ダイオード１４と、
並列共振回路１６の一端に直流電圧Ｖａを印加する電圧
源１５とを備えており、ｖA1は共振用インダクタ１１の
両端間の電圧を示し、ｖB1はパワーＭＯＳＦＥＴ１３の
ドレイン電圧を示している。
【００１２】そして、従来のインバータ制御回路２０Ａ
は、トランジスタ２１，発振用充電抵抗２２，発振用放
電抵抗２３，発振用キャパシタ２４及び電圧源２５によ
り構成される三角波発振回路２６と、コンパレータ２
７，ＲＳフリップフロップ２８，ＮＯＲ回路２９及びＯ
Ｒ回路３０により構成される電圧検出回路としてのトリ
ガ回路３１と、高い基準電圧Ｖｃを発生する基準電圧源
３２と、低い基準電圧Ｖｄを発生する基準電圧源３３
と、トリガ回路３１により切り換えられるスイッチ手段
３４と、コンパレータ３５，３６と、コンパレータ３６
の正入力端子に直流電圧Ｖｂを印加する可変電圧源３７
とを備えており、トリガ回路３１のコンパレータ２７の
正入力端子にはインバータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１
３のドレイン電圧ｖB1が入力され、コンパレータ２７の
負入力端子にはインバータ１０の電圧源１５の直流電圧
Ｖａが入力されている。
は、トランジスタ２１，発振用充電抵抗２２，発振用放
電抵抗２３，発振用キャパシタ２４及び電圧源２５によ
り構成される三角波発振回路２６と、コンパレータ２
７，ＲＳフリップフロップ２８，ＮＯＲ回路２９及びＯ
Ｒ回路３０により構成される電圧検出回路としてのトリ
ガ回路３１と、高い基準電圧Ｖｃを発生する基準電圧源
３２と、低い基準電圧Ｖｄを発生する基準電圧源３３
と、トリガ回路３１により切り換えられるスイッチ手段
３４と、コンパレータ３５，３６と、コンパレータ３６
の正入力端子に直流電圧Ｖｂを印加する可変電圧源３７
とを備えており、トリガ回路３１のコンパレータ２７の
正入力端子にはインバータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１
３のドレイン電圧ｖB1が入力され、コンパレータ２７の
負入力端子にはインバータ１０の電圧源１５の直流電圧
Ｖａが入力されている。
【００１３】ｖC はトリガ回路３１のコンパレータ２７
から出力されＲＳフリップフロップ２８のリセット端子
及びＮＯＲ回路２９に入力される電圧を、ｖD はＲＳフ
リップフロップ２８の出力端子から出力されＮＯＲ回路
２９に入力される電圧を、ｖE はＮＯＲ回路２９から出
力されＯＲ回路３０に入力される電圧を、ｖF はＯＲ回
路３０から出力されるトリガ回路３１の出力電圧をそれ
ぞれ示しており、ｖGは三角波発振回路２６から発振さ
れる三角波としての発振電圧を、ｖH はコンパレータ３
５の負入力端子に入力される高い基準電圧Ｖｃ及び低い
基準電圧Ｖｄに切り換え可能な電圧を、ｖI はコンパレ
ータ３５の出力電圧をそれぞれ示しており、三角波とし
ての発振電圧ｖG はコンパレータ３５の正入力端子とコ
ンパレータ３６の負入力端子とに入力されており、コン
パレータ３５の出力電圧ｖI は三角波発振回路２６のト
ランジスタ２１のベースに入力されていると共にトリガ
回路３１のＲＳフリップフロップ２８のセット端子及び
ＯＲ回路３０に入力されている。また、ｖJ はコンパレ
ータ３６の出力電圧を示しており、該出力電圧ｖJはイ
ンバータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のゲートに入力
されている。
から出力されＲＳフリップフロップ２８のリセット端子
及びＮＯＲ回路２９に入力される電圧を、ｖD はＲＳフ
リップフロップ２８の出力端子から出力されＮＯＲ回路
２９に入力される電圧を、ｖE はＮＯＲ回路２９から出
力されＯＲ回路３０に入力される電圧を、ｖF はＯＲ回
路３０から出力されるトリガ回路３１の出力電圧をそれ
ぞれ示しており、ｖGは三角波発振回路２６から発振さ
れる三角波としての発振電圧を、ｖH はコンパレータ３
５の負入力端子に入力される高い基準電圧Ｖｃ及び低い
基準電圧Ｖｄに切り換え可能な電圧を、ｖI はコンパレ
ータ３５の出力電圧をそれぞれ示しており、三角波とし
ての発振電圧ｖG はコンパレータ３５の正入力端子とコ
ンパレータ３６の負入力端子とに入力されており、コン
パレータ３５の出力電圧ｖI は三角波発振回路２６のト
ランジスタ２１のベースに入力されていると共にトリガ
回路３１のＲＳフリップフロップ２８のセット端子及び
ＯＲ回路３０に入力されている。また、ｖJ はコンパレ
ータ３６の出力電圧を示しており、該出力電圧ｖJはイ
ンバータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のゲートに入力
されている。
【００１４】次に、以上のように構成された従来のイン
バータ制御回路２０Ａの動作を図面に基づいて説明す
る。
バータ制御回路２０Ａの動作を図面に基づいて説明す
る。
【００１５】図６は上記従来のインバータ制御回路２０
Ａの動作を示す電圧波形図であり、図６に示すように、
インバータ１０において、パワーＭＯＳＦＥＴ１３がタ
ーンオフすると、並列共振回路１６によりパワーＭＯＳ
ＦＥＴ１３のドレイン電圧ｖB1は正弦波状に変化する。
Ａの動作を示す電圧波形図であり、図６に示すように、
インバータ１０において、パワーＭＯＳＦＥＴ１３がタ
ーンオフすると、並列共振回路１６によりパワーＭＯＳ
ＦＥＴ１３のドレイン電圧ｖB1は正弦波状に変化する。
【００１６】共振用インダクタ１１の両端間の電圧ｖA1
が一度零電圧と交差して再び零電圧を横切るとき、即
ち、パワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電圧ｖB1が直流
電圧Ｖａよりも小さくなったとき、ｖB1がＶａより小さ
くなったことをトリガ回路３１が検出し、該トリガ回路
３１がスイッチ手段３４を切り換え、コンパレータ３５
の負入力端子に低い基準電圧Ｖｄが与えられる。
が一度零電圧と交差して再び零電圧を横切るとき、即
ち、パワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電圧ｖB1が直流
電圧Ｖａよりも小さくなったとき、ｖB1がＶａより小さ
くなったことをトリガ回路３１が検出し、該トリガ回路
３１がスイッチ手段３４を切り換え、コンパレータ３５
の負入力端子に低い基準電圧Ｖｄが与えられる。
【００１７】このとき、トリガ回路３１において、コン
パレータ２７は、インバータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ
１３のドレイン電圧ｖB1を直流電圧Ｖａと比較し、ｖB1
がＶａより小さくなると出力電圧ｖC をハイからローに
切り換える。コンパレータ２７の出力電圧ｖC はＲＳフ
リップフロップ２８のリセット端子及びＮＯＲ回路２９
に入力されており、コンパレータ２７の出力電圧ｖC が
ハイのときＲＳフリップフロップ２８の出力電圧ｖD は
強制的にローになっており、従ってＮＯＲ回路２９の出
力電圧ＶE はローになっているが、コンパレータ２７の
出力電圧ｖC がハイからローになるとただちにＮＯＲ回
路２９の出力電圧ｖE はハイになる。ＮＯＲ回路２９の
出力電圧ｖE のローからハイへの変化によりＯＲ回路３
０の出力電圧ＶF がローからハイになる。これにより、
スイッチ手段３４が切り換えられコンパレータ３５の負
入力端子に低い基準電圧Ｖｄが与えられる。
パレータ２７は、インバータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ
１３のドレイン電圧ｖB1を直流電圧Ｖａと比較し、ｖB1
がＶａより小さくなると出力電圧ｖC をハイからローに
切り換える。コンパレータ２７の出力電圧ｖC はＲＳフ
リップフロップ２８のリセット端子及びＮＯＲ回路２９
に入力されており、コンパレータ２７の出力電圧ｖC が
ハイのときＲＳフリップフロップ２８の出力電圧ｖD は
強制的にローになっており、従ってＮＯＲ回路２９の出
力電圧ＶE はローになっているが、コンパレータ２７の
出力電圧ｖC がハイからローになるとただちにＮＯＲ回
路２９の出力電圧ｖE はハイになる。ＮＯＲ回路２９の
出力電圧ｖE のローからハイへの変化によりＯＲ回路３
０の出力電圧ＶF がローからハイになる。これにより、
スイッチ手段３４が切り換えられコンパレータ３５の負
入力端子に低い基準電圧Ｖｄが与えられる。
【００１８】このようにして、コンパレータ３５の負入
力端子に低い基準電圧Ｖｄが与えられると、コンパレー
タ３５の出力電圧ｖI はハイとなり三角波発振回路２６
のトランジスタ２１がターンオンする。これにより、三
角波発振回路２６において、発振用充電抵抗２２と発振
用放電抵抗２３と電圧源２５とより定められる電流によ
って発振用キャパシタ２４に電荷が充電される。そし
て、三角波発振回路２６の発振電圧ｖG はほぼ直線的に
下降する。
力端子に低い基準電圧Ｖｄが与えられると、コンパレー
タ３５の出力電圧ｖI はハイとなり三角波発振回路２６
のトランジスタ２１がターンオンする。これにより、三
角波発振回路２６において、発振用充電抵抗２２と発振
用放電抵抗２３と電圧源２５とより定められる電流によ
って発振用キャパシタ２４に電荷が充電される。そし
て、三角波発振回路２６の発振電圧ｖG はほぼ直線的に
下降する。
【００１９】同時に、コンパレータ３５の出力電圧ｖI
がローからハイに変化したことによって、トリガ回路３
１において、ｖI がＲＳフリップフロップ２８のセット
端子に入力されているためＲＳフリップフロップ２８の
出力電圧ｖD がハイとなる。このため、ＮＯＲ回路２９
の出力電圧ｖE がハイからローになるが、コンパレータ
３５の出力電圧ｖI がＯＲ回路３０にも入力されている
のでＯＲ回路３０はその出力電圧ｖF をハイのまま維持
する。
がローからハイに変化したことによって、トリガ回路３
１において、ｖI がＲＳフリップフロップ２８のセット
端子に入力されているためＲＳフリップフロップ２８の
出力電圧ｖD がハイとなる。このため、ＮＯＲ回路２９
の出力電圧ｖE がハイからローになるが、コンパレータ
３５の出力電圧ｖI がＯＲ回路３０にも入力されている
のでＯＲ回路３０はその出力電圧ｖF をハイのまま維持
する。
【００２０】三角波発振回路２６の発振電圧ｖG が下降
し続けｖG が低い基準電圧Ｖｄまで達すると、コンパレ
ータ３５の出力電圧ｖI はローになり、三角波発振回路
２６のトランジスタ２１はオフ状態となる。同時に、ト
リガ回路３１において、ＲＳフリップフロップ２８はラ
ッチ状態となり、ＯＲ回路３０の出力電圧ｖF はハイか
らローに変化する。これにより、スイッチ手段３４が切
り換えられコンパレータ３５の負入力端子に高い基準電
圧Ｖｃが与えられる。
し続けｖG が低い基準電圧Ｖｄまで達すると、コンパレ
ータ３５の出力電圧ｖI はローになり、三角波発振回路
２６のトランジスタ２１はオフ状態となる。同時に、ト
リガ回路３１において、ＲＳフリップフロップ２８はラ
ッチ状態となり、ＯＲ回路３０の出力電圧ｖF はハイか
らローに変化する。これにより、スイッチ手段３４が切
り換えられコンパレータ３５の負入力端子に高い基準電
圧Ｖｃが与えられる。
【００２１】そして、三角波発振回路２６において、ト
ランジスタ２１がオフ状態になることによって、発振用
キャパシタ２４は発振用放電抵抗２３により電荷を放電
し、発振電圧ｖG は時定数Ｔ＝Ｒ0 ×Ｃ0 （ただし、Ｒ
0 は発振用放電抵抗２３の抵抗値を、Ｃ0 は発振用キャ
パシタ２４の容量値を示す）で上昇する。この三角波発
振回路２６の発振電圧ｖG の上昇は、インバータ１０の
パワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電圧ｖB1が発振して
一度直流電圧Ｖａより大きくなってから再度Ｖａより小
さくなるまで継続する。ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ１
３のドレイン電圧ｖB1が再度直流電圧Ｖａより小さくな
るまでに三角波発振回路２６の発振電圧ｖG が高い基準
電圧Ｖｃまで達してしまうと、パワーＭＯＳＦＥＴ１３
のドレイン電圧ｖB1が高い状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１
３をオンすることになりパワーＭＯＳＦＥＴ１３のスイ
ッチング損失が増加するため、三角波発振回路２６の発
振電圧ｖG が高い基準電圧Ｖｃに達する前にパワーＭＯ
ＳＦＥＴ１３のドレイン電圧ｖB1が再度直流電圧Ｖａよ
り小さくなるように回路定数が設定される。
ランジスタ２１がオフ状態になることによって、発振用
キャパシタ２４は発振用放電抵抗２３により電荷を放電
し、発振電圧ｖG は時定数Ｔ＝Ｒ0 ×Ｃ0 （ただし、Ｒ
0 は発振用放電抵抗２３の抵抗値を、Ｃ0 は発振用キャ
パシタ２４の容量値を示す）で上昇する。この三角波発
振回路２６の発振電圧ｖG の上昇は、インバータ１０の
パワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電圧ｖB1が発振して
一度直流電圧Ｖａより大きくなってから再度Ｖａより小
さくなるまで継続する。ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ１
３のドレイン電圧ｖB1が再度直流電圧Ｖａより小さくな
るまでに三角波発振回路２６の発振電圧ｖG が高い基準
電圧Ｖｃまで達してしまうと、パワーＭＯＳＦＥＴ１３
のドレイン電圧ｖB1が高い状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１
３をオンすることになりパワーＭＯＳＦＥＴ１３のスイ
ッチング損失が増加するため、三角波発振回路２６の発
振電圧ｖG が高い基準電圧Ｖｃに達する前にパワーＭＯ
ＳＦＥＴ１３のドレイン電圧ｖB1が再度直流電圧Ｖａよ
り小さくなるように回路定数が設定される。
【００２２】このようにして三角波発振回路２６から発
振される三角波はコンパレータ３６の負入力端子に入力
される。コンパレータ３６は三角波発振回路２６の発振
電圧ｖG を可変電圧源３７の直流電圧Ｖｂと比較し、発
振電圧ｖG が直流電圧Ｖｂよりも大きい場合にはコンパ
レータ３６の出力電圧ｖJ はローとなりインバータ１０
のパワーＭＯＳＦＥＴ１３がオフ状態となる。逆に、発
振電圧ｖG が直流電圧Ｖｂよりも小さい場合にはコンパ
レータ３６の出力電圧ｖJ はハイとなりインバータ１０
のパワーＭＯＳＦＥＴ１３がオン状態となる。なお、可
変電圧源３７が発生する直流電圧の大きさを変化させる
ことによりインバータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３の
オン期間を制御することによってインバータ１０が供給
する電力をコントロールすることができる。
振される三角波はコンパレータ３６の負入力端子に入力
される。コンパレータ３６は三角波発振回路２６の発振
電圧ｖG を可変電圧源３７の直流電圧Ｖｂと比較し、発
振電圧ｖG が直流電圧Ｖｂよりも大きい場合にはコンパ
レータ３６の出力電圧ｖJ はローとなりインバータ１０
のパワーＭＯＳＦＥＴ１３がオフ状態となる。逆に、発
振電圧ｖG が直流電圧Ｖｂよりも小さい場合にはコンパ
レータ３６の出力電圧ｖJ はハイとなりインバータ１０
のパワーＭＯＳＦＥＴ１３がオン状態となる。なお、可
変電圧源３７が発生する直流電圧の大きさを変化させる
ことによりインバータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３の
オン期間を制御することによってインバータ１０が供給
する電力をコントロールすることができる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、インバータ
１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のターンオンタイミング
が早すぎたり遅すぎたりするとパワーＭＯＳＦＥＴ１３
に電流及び電圧が発生して損失が大きくなり、最悪の場
合にはパワーＭＯＳＦＥＴ１３の劣化または破壊に至
る。従って、インバータ制御回路２０Ａは、インバータ
１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電圧ｖB1が直
流電圧Ｖａより小さくなったことを検出してからダイオ
ード１４がオン状態である間にパワーＭＯＳＦＥＴ１３
をターンオンしなければならない。
１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のターンオンタイミング
が早すぎたり遅すぎたりするとパワーＭＯＳＦＥＴ１３
に電流及び電圧が発生して損失が大きくなり、最悪の場
合にはパワーＭＯＳＦＥＴ１３の劣化または破壊に至
る。従って、インバータ制御回路２０Ａは、インバータ
１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電圧ｖB1が直
流電圧Ｖａより小さくなったことを検出してからダイオ
ード１４がオン状態である間にパワーＭＯＳＦＥＴ１３
をターンオンしなければならない。
【００２４】しかしながら、上記の従来のインバータ制
御回路２０Ａにおいては、インバータ１０における共振
用インダクタ１１の損失及び容量を小さくするために高
周波化を図ろうとすると、トリガ回路３１がインバータ
１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電圧ｖB1が直
流電圧Ｖａより小さくなったことを検出してからコンパ
レータ３６がパワーＭＯＳＦＥＴ１３のゲートをオンす
るまでに、三角波発振回路２６におけるトランジスタ２
１がオン状態に切り換えられてから発振電圧ｖG が電圧
降下して可変電圧源３７の直流電圧Ｖｂと交差するまで
の時間である遅延時間ｔD （図６参照）が発生するた
め、三角波発振回路２６における発振用充電抵抗２２の
抵抗値を小さくしトランジスタ２１に流れる電流を大き
くし発振用キャパシタ２４の電荷を急速に引くことが必
要となる。例えば、インバータ１０の高周波化に際して
周波数を１０倍にする場合には、三角波発振回路２６の
トランジスタ２１に流れる電流が１０倍となるのでトラ
ンジスタ２１のサイズを１０倍しなければならないとい
う虞がある。さらに、トランジスタ２１のベース電流も
１０倍となるため電流を増幅する回路が必要になるとい
う欠点を有している。
御回路２０Ａにおいては、インバータ１０における共振
用インダクタ１１の損失及び容量を小さくするために高
周波化を図ろうとすると、トリガ回路３１がインバータ
１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電圧ｖB1が直
流電圧Ｖａより小さくなったことを検出してからコンパ
レータ３６がパワーＭＯＳＦＥＴ１３のゲートをオンす
るまでに、三角波発振回路２６におけるトランジスタ２
１がオン状態に切り換えられてから発振電圧ｖG が電圧
降下して可変電圧源３７の直流電圧Ｖｂと交差するまで
の時間である遅延時間ｔD （図６参照）が発生するた
め、三角波発振回路２６における発振用充電抵抗２２の
抵抗値を小さくしトランジスタ２１に流れる電流を大き
くし発振用キャパシタ２４の電荷を急速に引くことが必
要となる。例えば、インバータ１０の高周波化に際して
周波数を１０倍にする場合には、三角波発振回路２６の
トランジスタ２１に流れる電流が１０倍となるのでトラ
ンジスタ２１のサイズを１０倍しなければならないとい
う虞がある。さらに、トランジスタ２１のベース電流も
１０倍となるため電流を増幅する回路が必要になるとい
う欠点を有している。
【００２５】本発明は上記に鑑みなされたものであっ
て、インバータの高周波化の際にサイズを小さくするこ
とができ且つ消費電力を低減することができる高速のイ
ンバータ制御回路を提供することを目的とする。
て、インバータの高周波化の際にサイズを小さくするこ
とができ且つ消費電力を低減することができる高速のイ
ンバータ制御回路を提供することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、請求項１の発明は、三角波発振回路の発振用キャパ
シタを充電状態に切り換えるための信号をＲＳフリップ
フロップのセット端子に入力し該ＲＳフリップフロップ
から出力される信号によりインバータのスイッチ手段を
オン状態に切り換えることによって、三角波発振回路の
発振用キャパシタが充電状態に切り換えられると同時に
遅延なくインバータのスイッチ手段をオン状態に切り換
えるものである。
め、請求項１の発明は、三角波発振回路の発振用キャパ
シタを充電状態に切り換えるための信号をＲＳフリップ
フロップのセット端子に入力し該ＲＳフリップフロップ
から出力される信号によりインバータのスイッチ手段を
オン状態に切り換えることによって、三角波発振回路の
発振用キャパシタが充電状態に切り換えられると同時に
遅延なくインバータのスイッチ手段をオン状態に切り換
えるものである。
【００２７】具体的に請求項１の発明が講じた解決手段
は、共振用インダクタ及び共振用キャパシタが並列に接
続されてなり一端に所定の第１の直流電圧が印加された
並列共振回路と該並列共振回路の他端に接続されたスイ
ッチ手段とを備えたインバータが上記第１の直流電圧を
チョップするように上記スイッチ手段のオン状態とオフ
状態とを切り換えるインバータ制御回路を対象とし、発
振用キャパシタの充電状態と放電状態とが切り換えられ
ることによって三角波を発振する三角波発振回路と、上
記インバータにおける並列共振回路とスイッチ手段とを
互いに接続した部位の電圧が上記第１の直流電圧よりも
小さくなったことを検出すると上記三角波発振回路の発
振用キャパシタを充電状態に切り換えるための充電信号
を出力する充電信号出力回路と、正入力端子に上記三角
波発振回路から三角波を入力し負入力端子に所定の第２
の直流電圧を入力するコンパレータと、リセット端子に
上記コンパレータから出力された信号を入力し、セット
端子に上記充電信号出力回路から上記充電信号を入力す
ると出力端子から上記インバータのスイッチ手段をオン
状態に切り換えるための信号を出力するＲＳフリップフ
ロップとを備えている構成とするものである。
は、共振用インダクタ及び共振用キャパシタが並列に接
続されてなり一端に所定の第１の直流電圧が印加された
並列共振回路と該並列共振回路の他端に接続されたスイ
ッチ手段とを備えたインバータが上記第１の直流電圧を
チョップするように上記スイッチ手段のオン状態とオフ
状態とを切り換えるインバータ制御回路を対象とし、発
振用キャパシタの充電状態と放電状態とが切り換えられ
ることによって三角波を発振する三角波発振回路と、上
記インバータにおける並列共振回路とスイッチ手段とを
互いに接続した部位の電圧が上記第１の直流電圧よりも
小さくなったことを検出すると上記三角波発振回路の発
振用キャパシタを充電状態に切り換えるための充電信号
を出力する充電信号出力回路と、正入力端子に上記三角
波発振回路から三角波を入力し負入力端子に所定の第２
の直流電圧を入力するコンパレータと、リセット端子に
上記コンパレータから出力された信号を入力し、セット
端子に上記充電信号出力回路から上記充電信号を入力す
ると出力端子から上記インバータのスイッチ手段をオン
状態に切り換えるための信号を出力するＲＳフリップフ
ロップとを備えている構成とするものである。
【００２８】また、請求項２の発明は、上記請求項１の
発明の構成において、充電信号出力回路が電圧検出回路
とスイッチ手段とコンパレータとからなるものであり、
具体的には、共振用インダクタ及び共振用キャパシタが
並列に接続されてなり一端に所定の第１の直流電圧が印
加された並列共振回路と該並列共振回路の他端に接続さ
れた第１のスイッチ手段とを備えたインバータが上記第
１の直流電圧をチョップするように上記第１のスイッチ
手段のオン状態とオフ状態とを切り換えるインバータ制
御回路を対象とし、発振用キャパシタの充電状態と放電
状態とが切り換えられることによって三角波を発振する
三角波発振回路と、一方の入力端子に上記三角波発振回
路から三角波を入力し他方の入力端子に所定の第２及び
第３の直流電圧を切り換え可能に入力し出力端子から上
記三角波発振回路の発振用キャパシタを充電状態に切り
換えるための充電信号を出力することが可能な第１のコ
ンパレータと、上記インバータにおける並列共振回路と
第１のスイッチ手段とを互いに接続した部位の電圧が上
記第１の直流電圧よりも小さくなったことを検出すると
電圧検出信号を出力する電圧検出回路と、該電圧検出回
路から電圧検出信号が出力されると上記第１のコンパレ
ータがその出力端子から上記充電信号を出力するように
該第１のコンパレータの上記他方の入力端子に入力され
る上記第２及び第３の直流電圧を切り換える第２のスイ
ッチ手段と、正入力端子に上記三角波発振回路から上記
三角波を入力し負入力端子に所定の第４の直流電圧を入
力する第２のコンパレータと、リセット端子に上記第２
のコンパレータから出力された信号を入力し、セット端
子に上記第１のコンパレータから上記充電信号を入力す
ると出力端子から上記インバータの第１のスイッチ手段
をオン状態に切り換えるための信号を出力するＲＳフリ
ップフロップとを備えている構成とするものである。
発明の構成において、充電信号出力回路が電圧検出回路
とスイッチ手段とコンパレータとからなるものであり、
具体的には、共振用インダクタ及び共振用キャパシタが
並列に接続されてなり一端に所定の第１の直流電圧が印
加された並列共振回路と該並列共振回路の他端に接続さ
れた第１のスイッチ手段とを備えたインバータが上記第
１の直流電圧をチョップするように上記第１のスイッチ
手段のオン状態とオフ状態とを切り換えるインバータ制
御回路を対象とし、発振用キャパシタの充電状態と放電
状態とが切り換えられることによって三角波を発振する
三角波発振回路と、一方の入力端子に上記三角波発振回
路から三角波を入力し他方の入力端子に所定の第２及び
第３の直流電圧を切り換え可能に入力し出力端子から上
記三角波発振回路の発振用キャパシタを充電状態に切り
換えるための充電信号を出力することが可能な第１のコ
ンパレータと、上記インバータにおける並列共振回路と
第１のスイッチ手段とを互いに接続した部位の電圧が上
記第１の直流電圧よりも小さくなったことを検出すると
電圧検出信号を出力する電圧検出回路と、該電圧検出回
路から電圧検出信号が出力されると上記第１のコンパレ
ータがその出力端子から上記充電信号を出力するように
該第１のコンパレータの上記他方の入力端子に入力され
る上記第２及び第３の直流電圧を切り換える第２のスイ
ッチ手段と、正入力端子に上記三角波発振回路から上記
三角波を入力し負入力端子に所定の第４の直流電圧を入
力する第２のコンパレータと、リセット端子に上記第２
のコンパレータから出力された信号を入力し、セット端
子に上記第１のコンパレータから上記充電信号を入力す
ると出力端子から上記インバータの第１のスイッチ手段
をオン状態に切り換えるための信号を出力するＲＳフリ
ップフロップとを備えている構成とするものである。
【００２９】
【作用】請求項１の発明の構成により、充電信号出力回
路がインバータにおける並列共振回路とスイッチ手段と
を互いに接続した部位の電圧が第１の直流電圧よりも小
さくなったことを検出すると充電信号を出力し該充電信
号がＲＳフリップフロップのセット端子に入力される。
これにより、三角波発振回路の発振用キャパシタが充電
状態に切り換えられると同時に遅延なくＲＳフリップフ
ロップはインバータのスイッチ手段をオン状態に切り換
えることができる。従って、三角波発振回路の発振用キ
ャパシタの充電状態と放電状態とをトランジスタを用い
て切り換えるとすると、インバータの高周波化を図る場
合においても発振用キャパシタを充電する電流を増加さ
せる必要がないため当該トランジスタのサイズを大きく
する必要はなく且つ当該トランジスタの電流能力を大き
くする必要もない。
路がインバータにおける並列共振回路とスイッチ手段と
を互いに接続した部位の電圧が第１の直流電圧よりも小
さくなったことを検出すると充電信号を出力し該充電信
号がＲＳフリップフロップのセット端子に入力される。
これにより、三角波発振回路の発振用キャパシタが充電
状態に切り換えられると同時に遅延なくＲＳフリップフ
ロップはインバータのスイッチ手段をオン状態に切り換
えることができる。従って、三角波発振回路の発振用キ
ャパシタの充電状態と放電状態とをトランジスタを用い
て切り換えるとすると、インバータの高周波化を図る場
合においても発振用キャパシタを充電する電流を増加さ
せる必要がないため当該トランジスタのサイズを大きく
する必要はなく且つ当該トランジスタの電流能力を大き
くする必要もない。
【００３０】また、三角波発振回路の発振用キャパシタ
が放電状態に切り換えられ三角波の電圧が上昇し続けコ
ンパレータの負入力端子に入力されている第２の直流電
圧より大きくなると、コンパレータはＲＳフリップフロ
ップのリセット端子にハイの信号を出力しＲＳフリップ
フロップはインバータのスイッチ手段をオフ状態に切り
換えることができる。
が放電状態に切り換えられ三角波の電圧が上昇し続けコ
ンパレータの負入力端子に入力されている第２の直流電
圧より大きくなると、コンパレータはＲＳフリップフロ
ップのリセット端子にハイの信号を出力しＲＳフリップ
フロップはインバータのスイッチ手段をオフ状態に切り
換えることができる。
【００３１】請求項２の発明の構成により、電圧検出回
路がインバータにおける並列共振回路と第１のスイッチ
手段とを互いに接続した部位の電圧が第１の直流電圧よ
りも小さくなったことを検出すると電圧検出信号を出力
し、第２のスイッチ手段が第１のコンパレータの入力端
子に入力される第２及び第３の直流電圧を切り換え、第
１のコンパレータが上記充電信号をＲＳフリップフロッ
プのセット端子に出力する。
路がインバータにおける並列共振回路と第１のスイッチ
手段とを互いに接続した部位の電圧が第１の直流電圧よ
りも小さくなったことを検出すると電圧検出信号を出力
し、第２のスイッチ手段が第１のコンパレータの入力端
子に入力される第２及び第３の直流電圧を切り換え、第
１のコンパレータが上記充電信号をＲＳフリップフロッ
プのセット端子に出力する。
【００３２】
【実施例】以下に、本発明の一実施例を図面に基づいて
説明する。
説明する。
【００３３】図１は上記実施例に係るインバータ制御回
路２０Ｂの構成を示す回路図であり、図１において、イ
ンバータ制御回路２０Ｂの制御対象となるインバータ１
０は、図５に示すような従来のインバータ制御回路２０
Ａの制御対象としてのインバータと同様のものであり、
ｖA2は共振用インダクタ１１の両端間の電圧を示し、ｖ
B2はパワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電圧を示してい
る。そして、インバータ制御回路２０Ｂは、図５に示す
ような従来のインバータ制御回路２０Ａが備えているも
のと同様の三角波発振回路２６、電圧検出回路としての
トリガ回路３１、基準電圧源３２，３３、スイッチ手段
３４、コンパレータ３５及び可変電圧源３７を備えてお
り、トリガ回路３１と基準電圧源３２，３３とスイッチ
手段３４とコンパレータ３５とにより充電信号出力回路
が構成されている。さらに、インバータ制御回路２０Ｂ
はコンパレータ５１とＲＳフリップフロップ５２とを備
えている。
路２０Ｂの構成を示す回路図であり、図１において、イ
ンバータ制御回路２０Ｂの制御対象となるインバータ１
０は、図５に示すような従来のインバータ制御回路２０
Ａの制御対象としてのインバータと同様のものであり、
ｖA2は共振用インダクタ１１の両端間の電圧を示し、ｖ
B2はパワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電圧を示してい
る。そして、インバータ制御回路２０Ｂは、図５に示す
ような従来のインバータ制御回路２０Ａが備えているも
のと同様の三角波発振回路２６、電圧検出回路としての
トリガ回路３１、基準電圧源３２，３３、スイッチ手段
３４、コンパレータ３５及び可変電圧源３７を備えてお
り、トリガ回路３１と基準電圧源３２，３３とスイッチ
手段３４とコンパレータ３５とにより充電信号出力回路
が構成されている。さらに、インバータ制御回路２０Ｂ
はコンパレータ５１とＲＳフリップフロップ５２とを備
えている。
【００３４】上記実施例に係るインバータ制御回路２０
Ｂにおいては、図５における従来のインバータ制御回路
２０Ａのようにコンパレータ３６の出力電圧ｖJ がイン
バータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のゲートに直接に
入力されるのではなく、三角波発振回路２６が発振する
三角波としての発振電圧ｖG がコンパレータ５１の正入
力端子に印加され、コンパレータ５１の負入力端子には
可変電圧源３７により直流電圧Ｖｂが与えられ、該コン
パレータ５１の出力電圧ｖK がＲＳフリップフロップ５
２のリセット入力端子に入力され、コンパレータ３５の
出力電圧ｖI がＲＳフリップフロップ５２のセット入力
端子に入力され、該ＲＳフリップフロップ５２の出力端
子から出力される出力電圧ｖL がインバータ１０のパワ
ーＭＯＳＦＥＴ１３のゲートに入力される。
Ｂにおいては、図５における従来のインバータ制御回路
２０Ａのようにコンパレータ３６の出力電圧ｖJ がイン
バータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のゲートに直接に
入力されるのではなく、三角波発振回路２６が発振する
三角波としての発振電圧ｖG がコンパレータ５１の正入
力端子に印加され、コンパレータ５１の負入力端子には
可変電圧源３７により直流電圧Ｖｂが与えられ、該コン
パレータ５１の出力電圧ｖK がＲＳフリップフロップ５
２のリセット入力端子に入力され、コンパレータ３５の
出力電圧ｖI がＲＳフリップフロップ５２のセット入力
端子に入力され、該ＲＳフリップフロップ５２の出力端
子から出力される出力電圧ｖL がインバータ１０のパワ
ーＭＯＳＦＥＴ１３のゲートに入力される。
【００３５】なお、インバータ制御回路２０Ｂの構成要
素のうち従来のものと同様のものについては説明を省略
する。
素のうち従来のものと同様のものについては説明を省略
する。
【００３６】図２は上記実施例に係るインバータ制御回
路２０Ｂの動作を示す電圧波形図であり、図２に示すよ
うに、インバータ１０における共振用インダクタ１１の
両端間の電圧ｖA2が一度零電圧と交差して再び零電圧を
横切ったこと、即ち、パワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイ
ン電圧ｖB2が直流電圧Ｖａよりも小さくなったことをト
リガ回路３１が検出するとトリガ回路３１の出力電圧ｖ
F がローからハイに変化し、これによりスイッチ手段３
４が切り換えられてコンパレータ３５の負入力端子に低
い基準電圧Ｖｄが入力され、コンパレータ３５の出力電
圧ｖI がローからハイに変化する。このようにコンパレ
ータ３５の出力電圧ｖI がハイに変化したことによっ
て、三角波発振回路２６においてトランジスタ２１がタ
ーンオンされ発振用キャパシタ２４が充電状態に切り換
えられると同時に、ＲＳフリップフロップ５２がセット
されＲＳフリップフロップ５２の出力電圧ｖL がローか
らハイに変化しインバータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１
３がターンオンされる。
路２０Ｂの動作を示す電圧波形図であり、図２に示すよ
うに、インバータ１０における共振用インダクタ１１の
両端間の電圧ｖA2が一度零電圧と交差して再び零電圧を
横切ったこと、即ち、パワーＭＯＳＦＥＴ１３のドレイ
ン電圧ｖB2が直流電圧Ｖａよりも小さくなったことをト
リガ回路３１が検出するとトリガ回路３１の出力電圧ｖ
F がローからハイに変化し、これによりスイッチ手段３
４が切り換えられてコンパレータ３５の負入力端子に低
い基準電圧Ｖｄが入力され、コンパレータ３５の出力電
圧ｖI がローからハイに変化する。このようにコンパレ
ータ３５の出力電圧ｖI がハイに変化したことによっ
て、三角波発振回路２６においてトランジスタ２１がタ
ーンオンされ発振用キャパシタ２４が充電状態に切り換
えられると同時に、ＲＳフリップフロップ５２がセット
されＲＳフリップフロップ５２の出力電圧ｖL がローか
らハイに変化しインバータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１
３がターンオンされる。
【００３７】また、三角波発振回路２６の発振用キャパ
シタ２４が放電状態に切り換えられ発振電圧ｖG が上昇
し続けコンパレータ５１の負入力端子に印加されている
直流電圧Ｖｂよりも大きくなると、コンパレータ５１の
出力電圧ｖK はローからハイに変化しＲＳフリップフロ
ップ５２がリセットされＲＳフリップフロップ５２の出
力電圧ｖL がハイからローに変化しインバータ１０のパ
ワーＭＯＳＦＥＴ１３がターンオフされる。
シタ２４が放電状態に切り換えられ発振電圧ｖG が上昇
し続けコンパレータ５１の負入力端子に印加されている
直流電圧Ｖｂよりも大きくなると、コンパレータ５１の
出力電圧ｖK はローからハイに変化しＲＳフリップフロ
ップ５２がリセットされＲＳフリップフロップ５２の出
力電圧ｖL がハイからローに変化しインバータ１０のパ
ワーＭＯＳＦＥＴ１３がターンオフされる。
【００３８】以上のように、本実施例に係るインバータ
制御回路２０Ｂによると、コンパレータ３５の出力電圧
ｖI をセット入力としコンパレータ５１の出力電圧ｖK
をリセット入力とするＲＳフリップフロップ５２がイン
バータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のゲート駆動回路
として設けられることにより、三角波発振回路２６の発
振用キャパシタ２４が充電状態に切り換えられると同時
に遅延なくＲＳフリップフロップ５２はインバータ１０
のパワーＭＯＳＦＥＴ１３をオン状態に切り換えること
ができるため、インバータ１０の高周波化を図る場合に
も発振用キャパシタ２４を充電する時間がパワーＭＯＳ
ＦＥＴ１３のオン期間よりも小さければパワーＭＯＳＦ
ＥＴ１３をターンオン及びターンオフすることができ発
振用キャパシタ２４を充電する電流を増加させる必要が
ないので、三角波発振回路２６のトランジスタ２１のサ
イズを大きくする必要がなく且つトランジスタ２１の電
流能力を大きくする必要もない。
制御回路２０Ｂによると、コンパレータ３５の出力電圧
ｖI をセット入力としコンパレータ５１の出力電圧ｖK
をリセット入力とするＲＳフリップフロップ５２がイン
バータ１０のパワーＭＯＳＦＥＴ１３のゲート駆動回路
として設けられることにより、三角波発振回路２６の発
振用キャパシタ２４が充電状態に切り換えられると同時
に遅延なくＲＳフリップフロップ５２はインバータ１０
のパワーＭＯＳＦＥＴ１３をオン状態に切り換えること
ができるため、インバータ１０の高周波化を図る場合に
も発振用キャパシタ２４を充電する時間がパワーＭＯＳ
ＦＥＴ１３のオン期間よりも小さければパワーＭＯＳＦ
ＥＴ１３をターンオン及びターンオフすることができ発
振用キャパシタ２４を充電する電流を増加させる必要が
ないので、三角波発振回路２６のトランジスタ２１のサ
イズを大きくする必要がなく且つトランジスタ２１の電
流能力を大きくする必要もない。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１及び請求
項２の発明に係るインバータ制御回路によると、三角波
発振回路の発振用キャパシタを充電状態に切り換えるた
めの信号がＲＳフリップフロップのセット端子に入力さ
れ該ＲＳフリップフロップから出力される信号によりイ
ンバータのスイッチ手段をオン状態に切り換えることが
できるため、三角波発振回路の発振用キャパシタが充電
状態に切り換えられると同時に遅延なくインバータのス
イッチ手段をオン状態に切り換えることができる。これ
により、インバータの高周波化を図る場合においても三
角波発振回路の発振用キャパシタを充電する電流を増加
させる必要がないため、該発振用キャパシタの充電状態
と放電状態とを切り換えるために用いられるトランジス
タのサイズを大きくする必要はなく且つ該トランジスタ
の電流能力を大きくする必要もない。このため、従来の
ものに比べてサイズを小さくすることができ且つ消費電
力を低減することができる。
項２の発明に係るインバータ制御回路によると、三角波
発振回路の発振用キャパシタを充電状態に切り換えるた
めの信号がＲＳフリップフロップのセット端子に入力さ
れ該ＲＳフリップフロップから出力される信号によりイ
ンバータのスイッチ手段をオン状態に切り換えることが
できるため、三角波発振回路の発振用キャパシタが充電
状態に切り換えられると同時に遅延なくインバータのス
イッチ手段をオン状態に切り換えることができる。これ
により、インバータの高周波化を図る場合においても三
角波発振回路の発振用キャパシタを充電する電流を増加
させる必要がないため、該発振用キャパシタの充電状態
と放電状態とを切り換えるために用いられるトランジス
タのサイズを大きくする必要はなく且つ該トランジスタ
の電流能力を大きくする必要もない。このため、従来の
ものに比べてサイズを小さくすることができ且つ消費電
力を低減することができる。
【００４０】従って、本発明によるとサイズが小さく且
つ低消費電力である優れた高速のインバータ制御回路を
実現することができる。
つ低消費電力である優れた高速のインバータ制御回路を
実現することができる。
【図１】本発明の一実施例に係るインバータ制御回路を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】上記インバータ回路の動作を示す電圧波形図で
ある。
ある。
【図３】準Ｅ級共振型インバータを示す回路図である。
【図４】上記準Ｅ級共振型インバータの動作を示す電圧
及び電流の波形図である。
及び電流の波形図である。
【図５】従来のインバータ制御回路を示す回路図であ
る。
る。
【図６】上記従来のインバータ回路図の動作を示す電圧
波形図である。
波形図である。
１０ インバータ １１ 共振用インダクタ １２ 共振用キャパシタ １３ パワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチ手段） １６ 並列共振回路 ２０Ｂ インバータ制御回路 ２１ トランジスタ ２４ 発振用キャパシタ ２６ 三角波発振回路 ３１ トリガ回路（電圧検出回路） ３４ スイッチ手段 ３５ コンパレータ ５１ コンパレータ ５２ ＲＳフリップフロップ
Claims (2)
- 【請求項１】 共振用インダクタ及び共振用キャパシタ
が並列に接続されてなり一端に所定の第１の直流電圧が
印加された並列共振回路と該並列共振回路の他端に接続
されたスイッチ手段とを備えたインバータが上記第１の
直流電圧をチョップするように上記スイッチ手段のオン
状態とオフ状態とを切り換えるインバータ制御回路であ
って、 発振用キャパシタの充電状態と放電状態とが切り換えら
れることによって三角波を発振する三角波発振回路と、 上記インバータにおける並列共振回路とスイッチ手段と
を互いに接続した部位の電圧が上記第１の直流電圧より
も小さくなったことを検出すると上記三角波発振回路の
発振用キャパシタを充電状態に切り換えるための充電信
号を出力する充電信号出力回路と、 正入力端子に上記三角波発振回路から三角波を入力し負
入力端子に所定の第２の直流電圧を入力するコンパレー
タと、 リセット端子に上記コンパレータから出力された信号を
入力し、セット端子に上記充電信号出力回路から上記充
電信号を入力すると出力端子から上記インバータのスイ
ッチ手段をオン状態に切り換えるための信号を出力する
ＲＳフリップフロップとを備えていることを特徴とする
インバータ制御回路。 - 【請求項２】 共振用インダクタ及び共振用キャパシタ
が並列に接続されてなり一端に所定の第１の直流電圧が
印加された並列共振回路と該並列共振回路の他端に接続
された第１のスイッチ手段とを備えたインバータが上記
第１の直流電圧をチョップするように上記第１のスイッ
チ手段のオン状態とオフ状態とを切り換えるインバータ
制御回路であって、 発振用キャパシタの充電状態と放電状態とが切り換えら
れることによって三角波を発振する三角波発振回路と、 一方の入力端子に上記三角波発振回路から三角波を入力
し他方の入力端子に所定の第２及び第３の直流電圧を切
り換え可能に入力し出力端子から上記三角波発振回路の
発振用キャパシタを充電状態に切り換えるための充電信
号を出力することが可能な第１のコンパレータと、 上記インバータにおける並列共振回路と第１のスイッチ
手段とを互いに接続した部位の電圧が上記第１の直流電
圧よりも小さくなったことを検出すると電圧検出信号を
出力する電圧検出回路と、 該電圧検出回路から電圧検出信号が出力されると上記第
１のコンパレータがその出力端子から上記充電信号を出
力するように該第１のコンパレータの上記他方の入力端
子に入力される上記第２及び第３の直流電圧を切り換え
る第２のスイッチ手段と、 正入力端子に上記三角波発振回路から上記三角波を入力
し負入力端子に所定の第４の直流電圧を入力する第２の
コンパレータと、 リセット端子に上記第２のコンパレータから出力された
信号を入力し、セット端子に上記第１のコンパレータか
ら上記充電信号を入力すると出力端子から上記インバー
タの第１のスイッチ手段をオン状態に切り換えるための
信号を出力するＲＳフリップフロップとを備えているこ
とを特徴とするインバータ制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4346356A JPH06197554A (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | インバータ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4346356A JPH06197554A (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | インバータ制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06197554A true JPH06197554A (ja) | 1994-07-15 |
Family
ID=18382861
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4346356A Withdrawn JPH06197554A (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | インバータ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06197554A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20100056378A (ko) * | 2008-11-19 | 2010-05-27 | 후지필름 가부시키가이샤 | 필름의 권취 방법과 장치 및 필름 롤의 제조 방법 |
| JP2015534428A (ja) * | 2012-08-31 | 2015-11-26 | アルフレッド イー． マン ファウンデーション フォー サイエンティフィック リサーチ | 誘導電力伝送のためのフィードバック制御コイルドライバ |
| CN106972459A (zh) * | 2017-05-16 | 2017-07-21 | 湖南拓天节能控制技术股份有限公司 | 限流保护装置 |
-
1992
- 1992-12-25 JP JP4346356A patent/JPH06197554A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20100056378A (ko) * | 2008-11-19 | 2010-05-27 | 후지필름 가부시키가이샤 | 필름의 권취 방법과 장치 및 필름 롤의 제조 방법 |
| JP2015534428A (ja) * | 2012-08-31 | 2015-11-26 | アルフレッド イー． マン ファウンデーション フォー サイエンティフィック リサーチ | 誘導電力伝送のためのフィードバック制御コイルドライバ |
| CN106972459A (zh) * | 2017-05-16 | 2017-07-21 | 湖南拓天节能控制技术股份有限公司 | 限流保护装置 |
| CN106972459B (zh) * | 2017-05-16 | 2019-11-12 | 湖南拓天节能控制技术股份有限公司 | 限流保护装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
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