JPH05242979A - ガス放電ランプを点灯させるための自励パルス発生回路 - Google Patents
ガス放電ランプを点灯させるための自励パルス発生回路Info
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- Power Engineering (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Lighting Device Outwards From Vehicle And Optical Signal (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 飽和可能な変圧器を用いず、かつバイポーラ
トランジスタを用いずに構成する。 【構成】 回路は、直流電源(Vb)に接続される二つの
分岐回路(a,b)を備え、又、個々の一次巻き線(4
a,4b)と直列に接続される電子スイッチ手段(3a,
3b)を備え、分岐回路(a,b)の一次巻き線(4a,4
b)は、ランプ(L)に接続される一つの二次巻き線に誘
導的に結合されている、インバータ(1)を含む。ランプ
と直列に接続され、周波数によってインピーダンスが変
化するインピーダンス(7)とランプと直列に接続され
る。ランプ(L)と直列の電流検出用抵抗(9)に接続され
た制御回路(11)は、電子スイッチ手段(3a,3b)を
交互に導通させ、これにより、外部制御信号に依存する
周波数の交流電圧を二次巻き線(5)に導く。
トランジスタを用いずに構成する。 【構成】 回路は、直流電源(Vb)に接続される二つの
分岐回路(a,b)を備え、又、個々の一次巻き線(4
a,4b)と直列に接続される電子スイッチ手段(3a,
3b)を備え、分岐回路(a,b)の一次巻き線(4a,4
b)は、ランプ(L)に接続される一つの二次巻き線に誘
導的に結合されている、インバータ(1)を含む。ランプ
と直列に接続され、周波数によってインピーダンスが変
化するインピーダンス(7)とランプと直列に接続され
る。ランプ(L)と直列の電流検出用抵抗(9)に接続され
た制御回路(11)は、電子スイッチ手段(3a,3b)を
交互に導通させ、これにより、外部制御信号に依存する
周波数の交流電圧を二次巻き線(5)に導く。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、特に車のヘッドランプ
に対して使用されるガス放電ランプを点灯させるための
自励パルス発生回路に関する。より詳しくは、本発明の
自励パルス発生回路は、直流電源に接続される二つの分
岐回路を備え、又、個々の一次巻き線と直列に接続され
る電子スイッチ手段を備え、分岐回路の一次巻き線は、
ランプに接続される一つの二次巻き線に誘導的に結合さ
れている、インバータと、ランプと直列に接続され、周
波数によってインピーダンスが変化するインピーダンス
と、二次巻き線の端子に交流電圧が生じるように電子ス
イッチ手段を交互に導通させ、そして、インピーダンス
を変え、これにより、ランプに流れる電流を変化させる
ために、交流電圧の周波数を変えるための制御信号を受
ける制御入力端子を有する、制御回路とを備える。
に対して使用されるガス放電ランプを点灯させるための
自励パルス発生回路に関する。より詳しくは、本発明の
自励パルス発生回路は、直流電源に接続される二つの分
岐回路を備え、又、個々の一次巻き線と直列に接続され
る電子スイッチ手段を備え、分岐回路の一次巻き線は、
ランプに接続される一つの二次巻き線に誘導的に結合さ
れている、インバータと、ランプと直列に接続され、周
波数によってインピーダンスが変化するインピーダンス
と、二次巻き線の端子に交流電圧が生じるように電子ス
イッチ手段を交互に導通させ、そして、インピーダンス
を変え、これにより、ランプに流れる電流を変化させる
ために、交流電圧の周波数を変えるための制御信号を受
ける制御入力端子を有する、制御回路とを備える。
【0002】
【従来の技術】この種の公知の自励パルス発生回路にお
いては、インバータは、変圧器を具備する発振器を有す
るタイプのものであり、その変圧器のコアーは飽和可能
なものである。その変圧器はランプと直列に接続される
巻き線を備え、そして更に別の巻き線と誘導的に結合さ
れており、その巻き線は、インバータの二つの分岐回路
にある電子スイッチの状態を制御する端子に接続され
る。各電子スイッチは、多数のバイポーラトランジスタ
を含む。
いては、インバータは、変圧器を具備する発振器を有す
るタイプのものであり、その変圧器のコアーは飽和可能
なものである。その変圧器はランプと直列に接続される
巻き線を備え、そして更に別の巻き線と誘導的に結合さ
れており、その巻き線は、インバータの二つの分岐回路
にある電子スイッチの状態を制御する端子に接続され
る。各電子スイッチは、多数のバイポーラトランジスタ
を含む。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】上述した公知の自励パ
ルス発生回路はいくつかの欠点を有する。第1に、飽和
可能なコアからなる変圧器は高価、かつ微妙で問題の多
い部品である。事実、一様かつ一定の電気的および磁気
的特性を有する部品を大量生産することは困難である。
ルス発生回路はいくつかの欠点を有する。第1に、飽和
可能なコアからなる変圧器は高価、かつ微妙で問題の多
い部品である。事実、一様かつ一定の電気的および磁気
的特性を有する部品を大量生産することは困難である。
【0004】公知の自励パルス発生回路の欠点は、バイ
ポーラトランジスタの使用にある。事実、これらのトラ
ンジスタは、流せる最大電流に関して固有の限界がある
ため、インバータの二つの分岐回路の各々は、これらの
トランジスタを多数必要とする。更には、トランジスタ
は、特にスイッチング期間のパワー損失の観点から問題
を呈する。
ポーラトランジスタの使用にある。事実、これらのトラ
ンジスタは、流せる最大電流に関して固有の限界がある
ため、インバータの二つの分岐回路の各々は、これらの
トランジスタを多数必要とする。更には、トランジスタ
は、特にスイッチング期間のパワー損失の観点から問題
を呈する。
【0005】本発明の目的は、上述した問題を解決でき
る自励パルス発生回路を提供することにある。
る自励パルス発生回路を提供することにある。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、その目
的は、上述したタイプの自励パルス発生回路によって達
成され、その重要な特質は、電流検出用抵抗がランプと
直列に接続され、制御回路がその抵抗に接続されてお
り、該制御回路は:抵抗の端子に生じた電圧信号と同位
相および逆位相の第1および第2の方形波を出力するた
めに、抵抗の端子に接続されている信号処理回路と、第
1および第2の方形波に同期して第1および第2の傾斜
信号を供給する積分回路と、第1および第2の傾斜信号
を、制御信号によって可変の基準レベルと比較し、そし
て、第1および第2の各傾斜信号のスタートから各傾斜
が基準レベルに到達するまで、または傾斜が基準レベル
に到達しない時は傾斜の終点までの間に、第1および第
2の分岐回路の電子スイッチをそれぞれ導通させる、比
較および処理回路とを備える。
的は、上述したタイプの自励パルス発生回路によって達
成され、その重要な特質は、電流検出用抵抗がランプと
直列に接続され、制御回路がその抵抗に接続されてお
り、該制御回路は:抵抗の端子に生じた電圧信号と同位
相および逆位相の第1および第2の方形波を出力するた
めに、抵抗の端子に接続されている信号処理回路と、第
1および第2の方形波に同期して第1および第2の傾斜
信号を供給する積分回路と、第1および第2の傾斜信号
を、制御信号によって可変の基準レベルと比較し、そし
て、第1および第2の各傾斜信号のスタートから各傾斜
が基準レベルに到達するまで、または傾斜が基準レベル
に到達しない時は傾斜の終点までの間に、第1および第
2の分岐回路の電子スイッチをそれぞれ導通させる、比
較および処理回路とを備える。
【0007】本発明の別の特質および利点は、以下の記
述および添付した図面からより明確になるであろう。
述および添付した図面からより明確になるであろう。
【0008】
【実施例】図1において、車のヘッドランプに使用でき
るガス放電ランプはLで示される。そのランプは、イン
バータを含む自励パルス動作回路1に接続される。イン
バータは、端子2とアースとの間に2個の分岐回路a,
bを有する。その分岐回路は、それぞれ、再通電用のツ
ェナーダイオードZa,Zbを備えたMOSFETトラ
ンジスタ3a,3bを備える。二つの一次巻き線4a,
4bは、二つの分岐回路内のトランジスタ3a,3bの
ドレイン−ソース経路と直列に接続される。これらの巻
き線は、一つの二次巻き線5に誘導的に結合され、これ
らの巻き線が変圧器6を形成する。二次巻き線5は、ア
ースとL−C共振インピーダンス7との間に接続され、
このインピーダンス7はランプLと直列に接続される。
キャパシタ8がランプLと並列に接続される。電流セン
サとして機能する抵抗9はランプLとアースとの間に接
続される。
るガス放電ランプはLで示される。そのランプは、イン
バータを含む自励パルス動作回路1に接続される。イン
バータは、端子2とアースとの間に2個の分岐回路a,
bを有する。その分岐回路は、それぞれ、再通電用のツ
ェナーダイオードZa,Zbを備えたMOSFETトラ
ンジスタ3a,3bを備える。二つの一次巻き線4a,
4bは、二つの分岐回路内のトランジスタ3a,3bの
ドレイン−ソース経路と直列に接続される。これらの巻
き線は、一つの二次巻き線5に誘導的に結合され、これ
らの巻き線が変圧器6を形成する。二次巻き線5は、ア
ースとL−C共振インピーダンス7との間に接続され、
このインピーダンス7はランプLと直列に接続される。
キャパシタ8がランプLと並列に接続される。電流セン
サとして機能する抵抗9はランプLとアースとの間に接
続される。
【0009】インバータ1を再び参照すると、一次巻き
線4a,4bが相互接続される端子2は、制御スイッチ
10の手段を介して直流電源Vb(例えば車のバッテリ
ー)に接続される。
線4a,4bが相互接続される端子2は、制御スイッチ
10の手段を介して直流電源Vb(例えば車のバッテリ
ー)に接続される。
【0010】トランジスタ3a,3bのゲート端子は、
電子制御回路11の対応する出力部に接続される。この
回路は、ランプLに流すべき電流を示す外部制御信号を
受けるための入力端子11aを有する。例えば、その電
流は、ランプがスイッチオンされた直後は、急速に温た
めることができるように、より大きくなっている。
電子制御回路11の対応する出力部に接続される。この
回路は、ランプLに流すべき電流を示す外部制御信号を
受けるための入力端子11aを有する。例えば、その電
流は、ランプがスイッチオンされた直後は、急速に温た
めることができるように、より大きくなっている。
【0011】以下の説明でより明白になるであろうが、
スイッチ10がオンされた時、インバータ1は、直流電
源Vbに接続される。制御回路11は、トランジスタ3
a,3bを交互に導通させ、変圧器6の2次巻き線5の
端子に交番電圧が生じる。この電圧は、インピーダンス
7を通してランプLおよび抵抗9に交流電流を生じさせ
る。制御回路11は、制御入力端子11aに印加される
信号に依存して交流電流の周波数を決定する。
スイッチ10がオンされた時、インバータ1は、直流電
源Vbに接続される。制御回路11は、トランジスタ3
a,3bを交互に導通させ、変圧器6の2次巻き線5の
端子に交番電圧が生じる。この電圧は、インピーダンス
7を通してランプLおよび抵抗9に交流電流を生じさせ
る。制御回路11は、制御入力端子11aに印加される
信号に依存して交流電流の周波数を決定する。
【0012】2次巻き線5に生じた交流電圧の周波数に
おける変化は、共振回路7のインピーダンスに変化を与
える。その結果、ランプおよび抵抗9を流れる交流電流
は対応して変化する。
おける変化は、共振回路7のインピーダンスに変化を与
える。その結果、ランプおよび抵抗9を流れる交流電流
は対応して変化する。
【0013】図2および図7において、抵抗9へ流れる
電流はILで示される。この電流は、実質的にランプL
を流れる電流に等しい。制御回路11は、信号ILを処
理するための回路12を含む。以下の記述でより明白と
なるように、回路12は、信号ILと同じ周波数である
が、それと同相および逆相の2個の方形波BおよびCを
出力する。
電流はILで示される。この電流は、実質的にランプL
を流れる電流に等しい。制御回路11は、信号ILを処
理するための回路12を含む。以下の記述でより明白と
なるように、回路12は、信号ILと同じ周波数である
が、それと同相および逆相の2個の方形波BおよびCを
出力する。
【0014】信号BおよびCは、三角波を発生させるた
めに積分または発生回路13の入力部に印加される。こ
の回路は、図2および図7で示される二つの傾斜信号
D,Eを出力する。実際では、三角波信号D,Eの傾斜
は、信号B,Cの正のパルスに呼応する。
めに積分または発生回路13の入力部に印加される。こ
の回路は、図2および図7で示される二つの傾斜信号
D,Eを出力する。実際では、三角波信号D,Eの傾斜
は、信号B,Cの正のパルスに呼応する。
【0015】回路13の出力部は、信号D,Eを基準レ
ベルsaと比較する比較回路14の対応する入力部に接
続され、基準レベルsaは制御回路11の入力端子11
aに印加される外部制御信号に依存して変化する。
ベルsaと比較する比較回路14の対応する入力部に接
続され、基準レベルsaは制御回路11の入力端子11
aに印加される外部制御信号に依存して変化する。
【0016】比較回路14は、ロジック回路15の入力
部に印加される、二つの信号F,Gを出力し、このロジ
ック回路15は、トランジスタ3a,3bの状態を制御
するために、これらのトランジスタのゲートに印加され
る信号J,Kを出力する。
部に印加される、二つの信号F,Gを出力し、このロジ
ック回路15は、トランジスタ3a,3bの状態を制御
するために、これらのトランジスタのゲートに印加され
る信号J,Kを出力する。
【0017】図3は、抵抗9の端子に生じた信号を処理
するための回路12の実施例を示す。この実施例では、
回路12は、増幅回路17に接続されるR−Cフィルタ
16を含み、増幅回路17は、受け取った信号を増幅
し、そして、その信号が一方向、例えば完全に正となる
ように、そのレベルを(オフセットを適用することによ
り)シフトさせるための演算増幅器18で形成される。
するための回路12の実施例を示す。この実施例では、
回路12は、増幅回路17に接続されるR−Cフィルタ
16を含み、増幅回路17は、受け取った信号を増幅
し、そして、その信号が一方向、例えば完全に正となる
ように、そのレベルを(オフセットを適用することによ
り)シフトさせるための演算増幅器18で形成される。
【0018】その増幅回路17は、比較器20を用いて
公知の方法で形成された方形波回路19に接続される。
動作時、信号ILと同相で同じ周波数である、図3およ
び図7で示された方形波信号が回路19の出力部に生じ
る。
公知の方法で形成された方形波回路19に接続される。
動作時、信号ILと同相で同じ周波数である、図3およ
び図7で示された方形波信号が回路19の出力部に生じ
る。
【0019】方形波回路の出力は、単に2個のEXOR
ゲート22,23を含むロジック回路21の入力部に接
続される。EXORゲート22の一方の入力部は、方形
波回路19の出力部に接続され、他方の入力部はアース
に接続される。
ゲート22,23を含むロジック回路21の入力部に接
続される。EXORゲート22の一方の入力部は、方形
波回路19の出力部に接続され、他方の入力部はアース
に接続される。
【0020】EXORゲート23の一方の入力部は、方
形波回路19の出力部に接続され、他方の入力部は、直
流電源Vccに接続され、その電圧値は“ハイ”のロジッ
クレベルに相当する。
形波回路19の出力部に接続され、他方の入力部は、直
流電源Vccに接続され、その電圧値は“ハイ”のロジッ
クレベルに相当する。
【0021】EXORゲート22,23はそれ故、図3
および図7で示す信号B,Cを出力する。信号Bは、信
号Aと同じ周波数で、かつ同位相であるが、信号Cは信
号Bの逆相である。
および図7で示す信号B,Cを出力する。信号Bは、信
号Aと同じ周波数で、かつ同位相であるが、信号Cは信
号Bの逆相である。
【0022】図4に示した三角波または傾斜信号を発生
するための回路13の具体例は、二つの電流発生器2
4,25を含む。その電流発生器は、4個のスイッチ2
6ないし29を介して二つのキャパシタC1,C2に接
続される。
するための回路13の具体例は、二つの電流発生器2
4,25を含む。その電流発生器は、4個のスイッチ2
6ないし29を介して二つのキャパシタC1,C2に接
続される。
【0023】以下の説明で明白になる理由のために、電
流発生器24は、充電用発生器として定義され、そし
て、特にスイッチ26の手段によりキャパシタC1に接
続でき、又、スイッチ28の手段によりキャパシタC2
に接続できる。
流発生器24は、充電用発生器として定義され、そし
て、特にスイッチ26の手段によりキャパシタC1に接
続でき、又、スイッチ28の手段によりキャパシタC2
に接続できる。
【0024】以下、充電電流発生器として定義される電
流発生器25は、スイッチ27の手段によりキャパシタ
C1に接続でき、又、スイッチ29の手段によりキャパ
シタC2に接続できる。
流発生器25は、スイッチ27の手段によりキャパシタ
C1に接続でき、又、スイッチ29の手段によりキャパ
シタC2に接続できる。
【0025】スイッチ26および29は、信号Bによっ
て制御され、スイッチ27および28は信号Cによって
制御される。
て制御され、スイッチ27および28は信号Cによって
制御される。
【0026】信号Bが“ハイ”レベルの時、電流発生器
24はその結果、キャパシタC1に接続される。この発
生器により供給された電流は、キャパシタC1を充電
し、そして、その端子電圧が図7の信号Dの波形のスロ
ープでもって直線的に増大する。同時に、電流発生器2
5は、キャパシタC2に接続され、そのキャパシタを放
電させる。都合良く、発生器25は、充電電流よりより
多くの電流を発生するように構成されているので、放電
は殆ど瞬時になされ、たいていの場合、充電よりもより
高速である。
24はその結果、キャパシタC1に接続される。この発
生器により供給された電流は、キャパシタC1を充電
し、そして、その端子電圧が図7の信号Dの波形のスロ
ープでもって直線的に増大する。同時に、電流発生器2
5は、キャパシタC2に接続され、そのキャパシタを放
電させる。都合良く、発生器25は、充電電流よりより
多くの電流を発生するように構成されているので、放電
は殆ど瞬時になされ、たいていの場合、充電よりもより
高速である。
【0027】信号Bが“ロー”レベルの時、スイッチ2
6および29は開であり、スイッチ27および28は閉
である。この段階で、キャパシタC2はそれ故、充電さ
れ、キャパシタC1は急速に放電される。
6および29は開であり、スイッチ27および28は閉
である。この段階で、キャパシタC2はそれ故、充電さ
れ、キャパシタC1は急速に放電される。
【0028】最後に、回路13は、図7で示した交互に
傾斜している、二つの電圧信号DおよびEを出力する。
この図でわかるように、信号DまたはEの各々の傾斜の
スタート点は、電流ILのゼロクロス点と合致する。更
には、各信号DおよびEの傾斜は、信号ILのその後の
ゼロクロス点で終わる。
傾斜している、二つの電圧信号DおよびEを出力する。
この図でわかるように、信号DまたはEの各々の傾斜の
スタート点は、電流ILのゼロクロス点と合致する。更
には、各信号DおよびEの傾斜は、信号ILのその後の
ゼロクロス点で終わる。
【0029】信号DおよびEは、比較回路14の入力部
に印加される。図5でわかるように、この回路は反転用
しきい値比較回路30,31を含む。比較回路部30
は、比較回路32、比較回路の非反転入力部と出力部と
の間の抵抗33、および直流電源Vccおよび比較回路の
出力部との間の抵抗34を含む。
に印加される。図5でわかるように、この回路は反転用
しきい値比較回路30,31を含む。比較回路部30
は、比較回路32、比較回路の非反転入力部と出力部と
の間の抵抗33、および直流電源Vccおよび比較回路の
出力部との間の抵抗34を含む。
【0030】しきい値比較回路31は、比較回路35、
比較回路の非反転入力部と出力部との間の抵抗36、お
よび直流電源Vccおよび比較回路の出力部との間の抵抗
37を含む。制御回路(図1)の制御入力端子11aは、
比較回路(図5)の比較回路32,35の非反転入力部に
接続される。しきい値比較回路30,31のしきい値
は、制御入力端子11aへの外部電圧信号の印加により
変化できる。図7において、しきい値レベルはsaで示
される。動作時、図5および図7の信号F,Gは、それ
故、しきい値比較回路30,31の出力部に存在し、こ
れらの信号は、信号DおよびEが個々のしきい値以下に
留まる限り、“ハイ”に留まる。
比較回路の非反転入力部と出力部との間の抵抗36、お
よび直流電源Vccおよび比較回路の出力部との間の抵抗
37を含む。制御回路(図1)の制御入力端子11aは、
比較回路(図5)の比較回路32,35の非反転入力部に
接続される。しきい値比較回路30,31のしきい値
は、制御入力端子11aへの外部電圧信号の印加により
変化できる。図7において、しきい値レベルはsaで示
される。動作時、図5および図7の信号F,Gは、それ
故、しきい値比較回路30,31の出力部に存在し、こ
れらの信号は、信号DおよびEが個々のしきい値以下に
留まる限り、“ハイ”に留まる。
【0031】信号FおよびGは、ロジック回路15に印
加され、その具体例は図6に示される。
加され、その具体例は図6に示される。
【0032】本実施例では、回路15は、二つのNAN
Dロジックゲート38,39を含む。NANDゲート3
8の一方の入力部は、信号Fを受け取り、他の入力部
は、EXOR回路22よりの信号Bを受け取る。
Dロジックゲート38,39を含む。NANDゲート3
8の一方の入力部は、信号Fを受け取り、他の入力部
は、EXOR回路22よりの信号Bを受け取る。
【0033】NANDゲート39の一方の入力部は、信
号Gを受け取り、他の入力部は、EXOR回路23より
の信号Cを受け取る。
号Gを受け取り、他の入力部は、EXOR回路23より
の信号Cを受け取る。
【0034】波形の一例を図7に示している個々の信号
HおよびIは、この結果、NANDゲート38および3
9の出力部に現れる。
HおよびIは、この結果、NANDゲート38および3
9の出力部に現れる。
【0035】NANDゲート38,39の出力部は、2
値回路40のセット端子(S)とリセット端子(R)とに接
続される。都合良く、これは、セット/リセット状態に
なるDタイプのフリップフロップ回路であり、そのデー
タ入力端子(D)およびそのクロック入力端子(CK)は、
抵抗41を介して電源Vccに接続される。2値回路40
は、二つの信号を出力し、それらの形状は信号Hおよび
Iのものと実質的に符合する。この回路は、しかしなが
ら、信号が正確な順序で切り替えられることを確実にす
る。
値回路40のセット端子(S)とリセット端子(R)とに接
続される。都合良く、これは、セット/リセット状態に
なるDタイプのフリップフロップ回路であり、そのデー
タ入力端子(D)およびそのクロック入力端子(CK)は、
抵抗41を介して電源Vccに接続される。2値回路40
は、二つの信号を出力し、それらの形状は信号Hおよび
Iのものと実質的に符合する。この回路は、しかしなが
ら、信号が正確な順序で切り替えられることを確実にす
る。
【0036】2値回路40の出力端子QおよびQ'は、
個々にロジックインバータ42,43を介してトランジ
スタ3aおよび3bのゲートに接続される。
個々にロジックインバータ42,43を介してトランジ
スタ3aおよび3bのゲートに接続される。
【0037】そのインバータはその結果、図7で示した
波形の駆動信号JおよびKを出力する。
波形の駆動信号JおよびKを出力する。
【0038】図1に関して述べたように、信号Jおよび
Kは、トランジスタ3aおよび3bを交互に導通させ
る。
Kは、トランジスタ3aおよび3bを交互に導通させ
る。
【0039】動作時、もし、ランプLを流れている電流
が増大した時、制御回路11の入力端子11aへの外部
制御信号は、しきい値比較回路30,31のしきい値レ
ベルsaを上げる。この与えられるしきい値レベルに対
する限界は、図7のグラフの右部で示したように、傾斜
信号D,Eが到達する最大振幅値を上回る。この場合、
傾斜信号は、しきい値レベルに到達せず、信号Fおよび
Gは“ハイ”レベルに留まる。信号HとI、従って信号
JとKも正確に反対になる。
が増大した時、制御回路11の入力端子11aへの外部
制御信号は、しきい値比較回路30,31のしきい値レ
ベルsaを上げる。この与えられるしきい値レベルに対
する限界は、図7のグラフの右部で示したように、傾斜
信号D,Eが到達する最大振幅値を上回る。この場合、
傾斜信号は、しきい値レベルに到達せず、信号Fおよび
Gは“ハイ”レベルに留まる。信号HとI、従って信号
JとKも正確に反対になる。
【0040】この状況では、電流ILがゼロをクロスし
てから次に電流がゼロをクロスするまでインバータのト
ランジスタ3a,3bは導通にされる。
てから次に電流がゼロをクロスするまでインバータのト
ランジスタ3a,3bは導通にされる。
【0041】本発明の要旨から逸脱することなく、開示
され図示された、単に制限するものでない例に関して幅
広く変化しても、本発明の原理は同じである。
され図示された、単に制限するものでない例に関して幅
広く変化しても、本発明の原理は同じである。
【0042】特に、本発明による回路は、少なくとも部
分的に集積化されたデジタル回路またはマイクロプロセ
ッサ素子を用いてもよい。アナログの積分回路および比
較回路に代えて、デジタルカウンタおよび比較回路が使
用されてもよい。
分的に集積化されたデジタル回路またはマイクロプロセ
ッサ素子を用いてもよい。アナログの積分回路および比
較回路に代えて、デジタルカウンタおよび比較回路が使
用されてもよい。
【0043】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、飽和可
能な変圧器を用いずに構成したので、安価かつ性能が一
定化し、又、バイポーラトランジスタを用いずに構成し
たので、トランジスタの個数を低減できる。
能な変圧器を用いずに構成したので、安価かつ性能が一
定化し、又、バイポーラトランジスタを用いずに構成し
たので、トランジスタの個数を低減できる。
【図1】 本発明の自己パルス発生回路のブロック図
【図2】 図1の自己パルス発生回路の制御回路の内部
構成を示した回路図
構成を示した回路図
【図3】 図2の制御回路の信号処理回路の詳細構成の
1実施例を示した回路図
1実施例を示した回路図
【図4】 図2の三角波または傾斜信号発生回路の1実
施例をブロック的で示した回路図
施例をブロック的で示した回路図
【図5】 図2の制御回路に含まれる比較回路の1実施
例を示した回路図
例を示した回路図
【図6】 図2の制御回路に含まれるロジック回路の1
実施例を示した回路図
実施例を示した回路図
【図7】 本発明による回路の動作時に表れる12個の
信号波形図
信号波形図
1 インバータ 2 端子 3a トランジスタ 4a 一次巻き線 5 二次巻き線 6 変圧器 7 インピーダンス 8 キャパシタ 9 抵抗 10 制御スイッチ 11 制御回路 11a 制御入力端子 12 信号処理回路 13 三角波信号発生回路 14 比較回路 15 ロジック回路 16 R−Cフィルタ 17 増幅回路 18 演算増幅器 19 方形波整形回路 20 比較回路 22 EXORゲート 24 電流発生器 26 スイッチ 30 比較回路 L ランプ C1 キャパシタ
Claims (7)
- 【請求項1】 特に車で使用されるガス放電ランプを点
灯させるための自励パルス発生回路であって、 直流電源(Vb)に接続される二つの分岐回路(a,b)を
備え、又、個々の一次巻き線(4a,4b)と直列に接続
される電子スイッチ手段(3a,3b)を備え、分岐回路
(a,b)の一次巻き線(4a,4b)は、ランプ(L)に接
続される一つの二次巻き線に誘導的に結合されている、
インバータ(1)と、 ランプと直列に接続され、周波数によってインピーダン
スが変化するインピーダンス(7)と、 二次巻き線(5)の端子に交流電圧が生じるように電子ス
イッチ手段(3a,3b)を交互に導通させ、そして、イ
ンピーダンス(7)を変え、これにより、ランプ(L)に流
れる電流(IL)を変化させるために、交流電圧の周波数
を変えるための制御信号を受ける制御入力部(11a)を
有する、制御回路(11)と、を備え、前記電流検出用抵
抗(9)は、ランプ(L)と直列に接続され、制御回路(1
1)は抵抗(9)に接続され、該制御回路(12)は:抵抗
(9)の端子に生じた電圧信号と同位相および逆位相の第
1および第2の方形波(B,C)を出力するために、抵抗
(9)の端子に接続されている信号処理回路(12)と、 第1および第2の方形波(B,C)に同期して第1および
第2の傾斜信号(D,E)を供給する積分回路(13)と、 第1および第2の傾斜信号(D,E)を、制御信号によっ
て可変の基準レベル(sa)と比較し、そして、第1およ
び第2の各傾斜信号(D,E)のスタートから各傾斜が基
準レベル(sa)に到達するまで、または傾斜が基準レベ
ル(sa)に到達しない時は傾斜の終点までの間に、第1
および第2の分岐回路(a,b)の電子スイッチ(3a,
3b)をそれぞれ導通させる、比較および処理回路(1
4,15)とを備えたことを特徴とする自励パルス発生
回路。 - 【請求項2】 信号処理回路(12)は:抵抗(9)の端子
に生じた電圧信号のレベルをシフトさせ、かつ1方向に
するためのオフセット回路(17)と、 オフセット回路(17)より供給される信号と同じ周波数
で同期した方形波信号(A)を供給するために、オフセッ
ト回路(17)に接続された方形波整形回路(19)と、 動作時にローレベルに保たれる第1の入力部および、方
形波整形回路(19)の出力部に接続される第2の入力部
を有する第1のEXORロジック回路(22)と、 動作時にハイレベルに保たれる第1の入力部および、方
形波整形回路(19)の出力部に接続される第2の入力部
を有する第1のEXORロジック回路(23)とを備える
請求項1記載の自励パルス発生回路。 - 【請求項3】 積分回路(13)は:キャパシタ手段(C
1,C2)と、 キャパシタ手段(C1,C2)に選択的に接続され、充電
電流より放電電流が大きい、充電電流を発生するための
手段(24)および放電電流を発生するための手段(25)
と、 キャパシタ手段(C1,C2)と充電および放電手段(2
4,25)との間に挿入され、第1および第2の方形波
信号(B,C)により駆動される、スイッチング手段(2
6−29)とを備える請求項1または2記載の自励パル
ス発生回路。 - 【請求項4】 キャパシタ手段は、第1および第2のキ
ャパシタ(C1,C2)を含み、該キャパシタは、充電電
流を発生させるために手段(24)と、放電電流を発生さ
せるために手段(25)とに交互に接続される請求項3記
載の自励パルス発生回路。 - 【請求項5】 比較および処理手段(14,15)は:第
1および第2のキャパシタ(C1,C2)の端子電圧を、
制御信号により可変の基準電圧(sa)と比較するための
第1および第2のしきい値比較回路(30,31)と、 第1のEXOR回路(22)の出力部と、第1のしきい値
比較回路(30)とにそれぞれ接続された、第1および第
2の入力部を備えた第1のNAND回路(38)と、 第2のEXOR回路(23)の出力部と、第2のしきい値
比較回路(31)とにそれぞれ接続された、第1および第
2の入力部を備えた第1のNAND回路(39)とを備え
た請求項2ないし4のいずれかに記載の自励パルス発生
回路。 - 【請求項6】 NAND回路(38,39)の出力部は2
系統の回路(40)のセット入力部(S)およびリセット入
力端子(R)とにそれぞれ接続され、該回路の出力部
(Q,Q')は、電子スイッチ手段(3a,3b)の状態を
制御する端子に接続される請求項5記載の自励パルス発
生回路。 - 【請求項7】 電子スイッチ手段は、二つのMOSFE
Tトランジスタ(3a,3b)を含む請求項1ないし6の
いずれかに記載の自励パルス発生回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
IT91A000549 | 1991-07-12 | ||
ITTO910549A IT1250807B (it) | 1991-07-12 | 1991-07-12 | Circuito auto-oscillante per il comando di una lampada a scarica di gas, particolarmente per l'impiego a bordo di un autoveicolo. |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05242979A true JPH05242979A (ja) | 1993-09-21 |
Family
ID=11409484
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18356492A Pending JPH05242979A (ja) | 1991-07-12 | 1992-07-10 | ガス放電ランプを点灯させるための自励パルス発生回路 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0528769B1 (ja) |
JP (1) | JPH05242979A (ja) |
DE (1) | DE69213138T2 (ja) |
ES (1) | ES2092083T3 (ja) |
IT (1) | IT1250807B (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN100381020C (zh) * | 2003-01-29 | 2008-04-09 | 美国芯源系统股份有限公司 | 全波检测放大器及其相配的放电灯逆变器 |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4224996A1 (de) * | 1992-07-29 | 1994-02-03 | Hella Kg Hueck & Co | Vorschaltgerät zum Betreiben von Hochdruck-Gasentladungslampen mit niederfrequenter, rechteckförmiger Spannung in Kraftfahrzeugen |
DE102008023603A1 (de) * | 2008-05-14 | 2009-11-19 | Hella Kgaa Hueck & Co. | Vorschaltgerät für Gasentladungslampen für den Betrieb an einer Gleichspannung |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4060752A (en) * | 1976-03-01 | 1977-11-29 | General Electric Company | Discharge lamp auxiliary circuit with dI/dt switching control |
DE2934942A1 (de) * | 1979-08-29 | 1981-04-02 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltungsanordnung zum zuenden und betrieb einer gasentladungsroehre |
FI63314C (fi) * | 1981-06-08 | 1983-05-10 | Helvar Oy | Elektroniskt foerkopplingsdon foer gasurladdningslampa |
DE3149526A1 (de) * | 1981-12-14 | 1983-06-23 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum betrieb von hochdruck-gasentladungslampen |
US4585974A (en) * | 1983-01-03 | 1986-04-29 | North American Philips Corporation | Varible frequency current control device for discharge lamps |
GB2204751B (en) * | 1987-04-22 | 1991-06-26 | Davis Group Ltd | Discharge lamp circuits |
DE3719357A1 (de) * | 1987-06-10 | 1988-12-29 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltungsanordnung zum betrieb einer entladungslampe an einer niedervolt-spannungsquelle |
US5065072A (en) * | 1989-03-31 | 1991-11-12 | Valeo Vision | Power supply circuit for an arc lamp, in particular for a motor vehicle headlight |
DE3928809A1 (de) * | 1989-08-31 | 1991-03-07 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum speisen einer last |
-
1991
- 1991-07-12 IT ITTO910549A patent/IT1250807B/it active IP Right Grant
-
1992
- 1992-07-07 DE DE69213138T patent/DE69213138T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-07-07 ES ES92830358T patent/ES2092083T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1992-07-07 EP EP92830358A patent/EP0528769B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-07-10 JP JP18356492A patent/JPH05242979A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN100381020C (zh) * | 2003-01-29 | 2008-04-09 | 美国芯源系统股份有限公司 | 全波检测放大器及其相配的放电灯逆变器 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE69213138D1 (de) | 1996-10-02 |
EP0528769B1 (en) | 1996-08-28 |
ES2092083T3 (es) | 1996-11-16 |
EP0528769A2 (en) | 1993-02-24 |
ITTO910549A1 (it) | 1993-01-12 |
IT1250807B (it) | 1995-04-21 |
DE69213138T2 (de) | 1997-01-16 |
ITTO910549A0 (it) | 1991-07-12 |
EP0528769A3 (en) | 1995-09-06 |
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