CN106093876A - 分布式mimo雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于雷达技术领域，公开了一种分布式MIMO雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法，在保持正交宽主瓣相位编码信号带宽不变的条件下，能够获得低的自相关峰值旁瓣电平和峰值互相关电平；包括：确定正交宽主瓣相位编码信号中子相位编码信号的个数，每个子相位编码信号的码元长度，以及每个子相位编码信号经过脉冲压缩后的主瓣宽度控制量；根据正交宽主瓣相位编码信号中子相位编码信号的个数，每个子相位编码信号的码元长度，以及每个子相位编码信号经过脉冲压缩后的主瓣宽度控制量，构造关于正交宽主瓣相位编码信号的目标函数；求解关于正交宽主瓣相位编码信号的目标函数，得到正交宽主瓣相位编码信号。

Description

分布式MIMO雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法

技术领域

本发明涉及雷达技术领域，尤其涉及一种分布式MIMO雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法，具体的说是一种基于匹配滤波的分布式MIMO雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法，用于进一步降低自相关峰值旁瓣电平和峰值互相关电平。

背景技术

对于下一代雷达系统来说，MIMO(multiple-input multiple-out)雷达是一种非常有应用前景的雷达类型。MIMO雷达与相控阵雷达最大的不同是，MIMO雷达允许不同天线发射不同的信号，而相控阵雷达只能发射相同的信号。由于增加了发射信号的多样性，MIMO雷达可以获得更高的空间分辨率和更好的检测性能。根据发射天线之间的距离，MIMO雷达被分为两种类型，一种是集中式MIMO雷达，另一种是分布式MIMO雷达。

然而，对于分布式MIMO雷达，如果发射信号完全不相关，就能保证不同目标回波的相互干扰较小，从而可以很顺利地从目标回波中提取独立的目标信息。但是对于现实中的雷达系统，完全正交的信号是几乎不可能实现的。因此，通常我们尽可能的去降低信号的自相关峰值旁瓣电平(APSL)和不同信号之间的峰值互相关电平(PCCL)。

目前，有很多方法设计正交相位编码信号，如模拟退火、遗传算法、最小互熵法等等。但是随着雷达技术的不断发展，上述算法所设计的正交相位编码信号不能满足现实的需要。为了进一步降低APSL和PCCL，一种方法是增加码元个数，因为码元个数越多，可以获得 更多的自由度。但是如果发射信号的时宽固定，码元个数越多，信号所需的带宽就越大。在雷达搜索阶段，窄带信号可以具有更高的搜索效率。因此，在保持发射信号带宽不变的条件下，获得低的APSL和PCCL是非常有必要的。目前还没有提出针对此问题的宽主瓣正交相位编码信号设计方法。

发明内容

针对上述已有方法的缺点，本发明的目的在于提出一种分布式MIMO雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法，在保持正交宽主瓣相位编码信号带宽不变的条件下，来获得低的自相关峰值旁瓣电平和峰值互相关电平。

实现本发明目的的技术思路是：保持正交宽主瓣相位编码信号的带宽不变，以最小化正交宽主瓣相位编码信号脉冲压缩后的自相关峰值旁瓣电平，峰值互相关电平和逼近期望的主瓣形状为目标函数，设计正交宽主瓣相位编码信号。

为达到上述目的，本发明采用如下技术方案予以实现。

一种分布式MIMO雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法，所述方法包括如下步骤：

步骤1，确定正交宽主瓣相位编码信号中子相位编码信号的个数，每个子相位编码信号的码元长度，以及每个子相位编码信号经过脉冲压缩后的主瓣宽度控制量；

步骤2，根据正交宽主瓣相位编码信号中子相位编码信号的个数，每个子相位编码信号的码元长度，以及每个子相位编码信号经过脉冲压缩后的主瓣宽度控制量，构造关于所述正交宽主瓣相位编码信号的目标函数；

步骤3，求解所述关于所述正交宽主瓣相位编码信号的目标函数，得到所述正交宽主瓣相位编码信号。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：(a)对于分布式MIMO雷达，本发明由于增加了每个子相位编码信号的码元长度，从而在设计正交宽主瓣相位编码信号的过程中具有更大的自由度，因此优化设计得到的正交宽主瓣相位编码信号脉冲压缩后可以进一步降低距离旁瓣电平；(b)在正交宽主瓣相位编码信号的时宽一定的条件下，本发明由于在增加每个子相位编码信号码元长度的同时保持每个子相位编码信号脉冲压缩后的带宽不变，因此设计得到的正交宽主瓣相位编码信号结构更加复杂，增加了相位编码信号截获后被识别的难度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例提供的一种正交宽主瓣相位编码信号设计方法的流程示意图；

图2是本发明实施例提供的正交相位编码信号S的每个相位编码信号脉压后的主瓣幅度与第一相位编码信号的主瓣幅度对比图，其中，横坐标表示相对延时，单位us，纵坐标表示幅度，单位dB；

图3是本发明实施例提供的正交相位编码信号S的每个相位编码信号脉压后的主瓣相位与第一相位编码信号的主瓣相位对比图，其中，横坐标表示相对延时，单位us，纵坐标表示相位，单位°；

图4是本发明实施例提供的正交相位编码信号S的每个相位编码信号脉冲压缩后的结果图；其中，横坐标表示相对延时，单位us，纵坐标表示幅度，单位dB；

图5是本发明实施例提供的正交相位编码信号S中不同相位编码信号之间的相关性，其中，横坐标表示相对延时，单位us，纵坐标表示幅度，单位dB。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例提供一种分布式MIMO雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法，参照图1，所述方法包括如下步骤：

步骤1，确定正交宽主瓣相位编码信号中子相位编码信号的个数，每个子相位编码信号的码元长度，以及每个子相位编码信号经过脉冲压缩后的主瓣宽度控制量。

步骤1具体包括如下子步骤：

(1a)设定第一相位编码信号s的码元长度N₁；

(1b)根据所述第一相位编码s的码元长度N₁，确定所述正交宽主瓣相位编码信号S中的每个子相位编码信号的码元长度N_s，需要说明的是，正交宽主瓣相位编码信号S中的每个子相位编码信号的码元长度可以不同，为了方便公式表述，假设每个子相位编码信号的码元长度相同，且均为N_s，其中，N_s＝b×N₁，b为正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号码元长度的增加倍数，b取值为整数；

(1c)设定所述正交宽主瓣相位编码信号S中的每个子相位编码信号经过脉冲压缩后的主瓣宽度控制量M＝fix(δ×b)，其中，δ是经验系数，取值在(0.5-1.0)的范围内，fix(·)表示向下取整。经验系数δ取值为0.8。

这里确定设计正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号脉冲压缩后的主瓣宽度控制量M的取值公式M＝fix(δ×b)是一个经验公式。在实际中，根据该经验公式得到的M值可能存在显著改变每个子相位编码信号带宽的情况，此时需要人为对主瓣宽度控制量M的取值进行调整，M值调整的过程中遵循以下规律：增加主瓣宽度控制量M的取值，子相位编码信号脉冲压缩后的带宽会减小；减小主瓣宽度控制量M的取值，子相位编码信号脉冲压缩后的带宽会增加。因此，在确定主瓣宽度控制量M的取值时需要折中考虑主瓣逼近期望主瓣的程度和子相位编码信号脉冲压缩后的带宽的大小。

步骤2，根据正交宽主瓣相位编码信号中子相位编码信号的个数，每个子相位编码信号的码元长度，以及每个子相位编码信号经过脉冲压缩后的主瓣宽度控制量，构造关于所述正交宽主瓣相位编码信号的目标函数。

步骤2具体包括如下子步骤：

(2a)正交宽主瓣相位编码信号S表示为其中， 表示维数为N_s×N_t的复矩阵，s_i表示正交宽主瓣相位编码信号S中第i个子相位编码信号，i∈[1，N_t]；

(2b)对第i个子相位编码信号进行匹配滤波，得到第i个子相位编码信号在距离位移k处的匹配滤波结果其中，表示第i个子相位编码信号匹配滤波结果的旁瓣，表示第i个子相位编码信号匹配滤波结果的主瓣；k∈[-N_s+1，N_s-1]；且即关于k＝0共轭对称；

J_k为移位矩阵，J_k的具体表达式为

式中：()^T表示转置；0为全零矩阵；I表示单位矩阵。脉冲压缩后的旁瓣满足

式中：()^*表示取共轭。由上式可知，即主瓣的幅度关于零位移处对称，因此考虑k≠0的距离位移即可。正交宽主瓣相位编码信号S中，第i个子相位编码信号s_i和第j个子相位编码信号s_j在距离位移k处的相关性可以写为 表示子相位编码信号s_i和子相位编码信号s_j在距离位移k处的旁瓣。

为了展宽相位编码信号的主瓣，这里将k＝0附近的旁瓣也作为主瓣区域。假设将ρ_ik，k＝0，±1，±2，...，±M作为主瓣区域。由于的取值不跟随s_i变化，并且关于k＝0共轭对称，因此，在主瓣区域内只考虑k＝1，2，…，M的取值即可。

(2c)根据每个子相位编码信号经过脉冲压缩后的主瓣宽度控制量，确定第i个子相位编码信号匹配滤波结果中的主瓣区域，并对主瓣区域中的主瓣和旁瓣分别取模值，得到匹配滤波距离主瓣模值向量 t∈[0，M]；

(2d)确定第i个子相位编码信号匹配滤波结果中的旁瓣区域，并对旁瓣区域中的旁瓣分别取模值，得到第i个子相位编码信号的自相关旁瓣电平模值向量m∈[M+1，N_s-1]；

(2e)对第i个子相位编码信号和第j个子相位编码信号进行互相关，并对互相关结果中的各个旁瓣分别取模值，得到第i个子相位编码信号和第j个子相位编码信号的互相关旁瓣电平模值向量 l∈[-(N_s-1)，(N_s-1)]，j∈[1，N_t]，且j≠i；

(2f)确定正交宽主瓣相位编码信号S的期望主瓣向量b_m，其中， b_m为2×M+1维的列向量，匹配滤波距离主瓣模值向量 t∈[-M，M]；将期望主瓣向量b_m与匹配滤波距离主瓣模值向量差值取模值后记为主瓣差值向量，表达式为其中，w∈[1，N_t]，b(1)，b(2)，...，b(2M+1)为期望主瓣向量b_m中的元素；从而得到主瓣差值向量

需要补充的是，期望主瓣可以为矩形、sinc函数的主瓣，或者是未增加码元个数前的第一相位编码信号的主瓣。本实例中所述期望主瓣b_m的形状设置为所述第一相位编码信号的主瓣，将所述第一相位编码信号s的主瓣部分对应的函数值区间均匀地离散化为2×M+1维的列向量，并将所述列向量作为期望主瓣b_m的取值。

(2g)通过最小化正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号的自相关峰值旁瓣电平，最小化不同子相位编码信号之间的互相关峰值旁瓣电平和最小化主瓣差值最大值，构建目标函数：

s.t.|e_w|≤δ，w＝1，2，…，M

其中，δ是经验系数，取值在(0.5-1.0)的范围内，Φ为正交宽主瓣相位编码信号S的矩阵相位。

步骤3，求解所述关于所述正交宽主瓣相位编码信号的目标函数，得到所述正交宽主瓣相位编码信号。

对于上述准则的优化问题，可以使用现有的极小极大算法进行优化求解；这里使用一种基于最小p范数的极小极大优化算法进行求解。基于最小p范数的优化算法求解所述正交宽主瓣相位编码信号S的矩 阵相位Φ，进而得到正交宽主瓣相位编码信号S。目标函数中max|ρ_m|可写为|ρ_m|_∞，其中||||_∞表示无穷范数。最小化max|ρ_m|可以通过最小化|ρ_m|_p实现，伴随着p数值的增加，最小化一系列的|ρ_m|_p可近似等价为最小化|ρ_m|_∞，其中，||||_p表示p范数；同理可知，目标函数中可写为|ρ_ij|_p。

步骤3具体包括如下步骤：

基于最小p范数的优化算法求解所述正交相位编码信号S的矩阵相位Φ，进而得到正交相位编码信号S。

(3a)将目标函数转化为其中，相位矩阵Φ是正交宽主瓣相位编码信号S的相位构成，||·||_p表示p范数，互相关峰值旁瓣权系数α和逼近期望主瓣的峰值权系数β均为预先设定的正实数，用于折中自相关峰值旁瓣抑制效果、互相关峰值旁瓣抑制效果和主瓣逼近期望主瓣的效果，互相关峰值旁瓣权系数α和逼近期望主瓣的峰值权系数β在[0，1]进行选择，然后根据实际仿真结果中的主瓣逼近期望主瓣的效果，自相关峰值旁瓣电平和互相关峰值旁瓣电平的高低进行调整。

(3b)定义函数

(3c)设置所述相位矩阵Φ的初值Φ₀、最小下降量ε₁的初始值、以及迭代次数j的初始值、范数p的初值p₀、乘子μ的值以及所述函数f(Φ)的初值f₀；

(3d)使用相位矩阵Φ_j-1作为初始值，通过最小化函数f(Φ_j-1)求得优化结果相位矩阵Φ_j，令f_j＝f(Φ_j)；

通过使用文献[Wang Y C，Wang X，Liu H W，et al.On the Design of ConstantModulus Problng Signals for MIMO Radar Signal Processing[J].IEEE Transactionson Signal Processing，2012，60(8)：4432-4438.]的L-BFGS算法最小化函数f(Φ)，其中，L-BFGS算法更新次数q＝5，向量Φ_j-1作为L-BFGS算法的初始值，优化结果为向量Φ_j，令f_j＝f(Φ_j)

(₃e)如果|f_j-f_j-1|＜ε₁，则输出相位矩阵Φ_j，并停止循环；否则迭代次数j加1，且令范数p_j＝μp_j-1，并跳至子步骤(3d)继续执行；

(3f)确定所述相位矩阵Φ，进而构造所述正交相位编码信号S＝exp(1jΦ)。

本发明的效果可通过下面结合仿真实验进一步说明。

1.仿真参数：

第一相位编码信号s码元长度N₁＝64，正交宽主瓣相位编码信号S的每个子相位编码信号的码元长度增加倍数b＝4，则所设计的正交宽主瓣相位编码信号S的每个子相位编码信号的码元长度N_s＝256，主瓣宽度控制量M＝4，期望主瓣的形状为码元长度N₁＝64的第一相位编码信号s脉冲压缩后的主瓣形状，权系数α＝1，β＝0.27。

2.仿真内容

在仿真中，设定码元长度N₁＝64的第一相位编码信号s，正交宽主瓣相位编码信号S的每个子相位编码和第一相位编码信号s具有相同的时间宽度15.36us，采样频率均为100MHz。

仿真1，正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号脉冲压缩后的主瓣幅度、主瓣相位和距离旁瓣电平的仿真与分析。

(2a)正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号脉冲压缩后的主瓣幅度仿真与分析。

将第一相位编码信号s脉冲压缩后的主瓣取模值画成二维图，如图 2中线-*-所示；将正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号脉冲压缩后的主瓣结果取模值后画成二维图，如图2所示，其中线-ο-表示子相位编码信号s₁脉冲压缩后的主瓣幅度，线-x-表示子相位编码信号s₂脉冲压缩后的主瓣幅度，线-□-表示子相位编码信号s₃脉冲压缩后的主瓣幅度，线-+-表示子相位编码信号s₄脉冲压缩后的主瓣幅度。

由图2可知，在图中幅度值的-3dB处正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号脉冲压缩后的主瓣幅度均与第一相位编码信号s脉冲压缩后的主瓣幅度基本重合，即主瓣均与期望的主瓣宽度相等。因此，本发明设计的正交宽主瓣相位编码信号S每个子相位编码信号脉冲压缩后主瓣保持不变。

(2b)正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号脉冲压缩后的主瓣相位仿真与分析。

将第一相位编码信号s脉冲压缩后的主瓣相位画成二维图，转化成角度值，如图3中线-*-所示；将正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号脉冲压缩后的主瓣相位画成二维图，转化成角度值，如图3所示，其中线-ο-表示子相位编码信号s₁脉冲压缩后的主瓣相位，线-x-表示子相位编码信号s₂脉冲压缩后的主瓣相位，线-□-表示子相位编码信号s₃脉冲压缩后的主瓣相位，线-+-表示子相位编码信号s₄脉冲压缩后的主瓣相位。

由图3虚线可知，第一相位编码信号s脉冲压缩后的主瓣相位变化范围为[-6.616°，6.616°]，子相位编码信号s₁脉冲压缩后的主瓣相位变化范围[-0.7112°，0.7112°]，子相位编码信号s₂脉冲压缩后的主瓣相位变化范围[-0.04927°，0.04927°]，子相位编码信号s₃脉冲压缩后的主瓣相位变化范围[-0.2299°，0.2299°]，子相位编码信号s₄脉冲压缩后的主瓣相位变化范围 [-0.2588°，0.2588°]。可以看出，该发明提出的正交宽主瓣相位编码S中每个子相位编码信号脉冲压缩后的主瓣相位波动比第一相位编码信号s脉冲压缩后的主瓣相位波动范围小，符合实际对主瓣相位变化的要求。

(2c)正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号脉冲压缩后的幅度仿真与分析。

将第一相位编码信号s脉冲压缩后的幅度画成二维图，如图4中线-*-所示；将正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号脉冲压缩后的幅度画成二维图，如图4所示，其中线-ο-表示子相位编码信号s₁脉冲压缩后的幅度，线-x-表示子相位编码信号s₂脉冲压缩后的幅度，线-□-表示子相位编码信号s₃脉冲压缩后的幅度，线-+-表示子相位编码信号s₄脉冲压缩后的幅度。

由图4可知，正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号脉冲压缩后距离旁瓣电平比较平坦，峰值旁瓣电平为-32.2249dB。因此，本发明设计的正交宽主瓣相位编码信号s中每个子相位编码信号具有比较低的峰值旁瓣电平特性。

仿真2，正交宽主瓣相位编码信号S中不同子相位编码信号脉冲压缩后的距离旁瓣电平的仿真与分析。

将正交宽主瓣相位编码信号S中不同子相位编码信号脉冲压缩后的距离旁瓣电平取模值画成二维图，如图5示；其中，线-*-表示正交宽主瓣相位编码信号S中子相位编码信号s₁和子相位编码信号s₂的互相关系数取模值后画成的二维图，其中线-ο-表示子相位编码信号s₁和子相位编码信号s₃的互相关系数取模值后画成的二维图，线-x-表示子相位编码信号s₁和子相位编码信号s₄的互相关系数取模值后画成的二维图，线-□-表示子相位编码信号s₂和子相位编码信号s₃的互相关系数取模值后画成的二维图，线-+-表示子相位编码信号s₂和子相位编码信号 s₄的互相关系数取模值后画成的二维图，线-.-表示子相位编码信号s₃和子相位编码信号s₄的互相关系数取模值后画成的二维图。从图中可以看出，正交宽主瓣相位编码信号S中不同子相位编码信号有比较好的互相关特性，互相关峰值旁瓣电平为-19.5093dB。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (5)

1.一种分布式MIMO雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤：

步骤1，确定正交宽主瓣相位编码信号中子相位编码信号的个数，每个子相位编码信号的码元长度，以及每个子相位编码信号经过脉冲压缩后的主瓣宽度控制量；

步骤2，根据正交宽主瓣相位编码信号中子相位编码信号的个数，每个子相位编码信号的码元长度，以及每个子相位编码信号经过脉冲压缩后的主瓣宽度控制量，构造关于所述正交宽主瓣相位编码信号的目标函数；

步骤3，求解所述关于所述正交宽主瓣相位编码信号的目标函数，得到所述正交宽主瓣相位编码信号。

2.根据权利要求1所述的一种分布式MIMO雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法，其特征在于，步骤1具体包括如下子步骤：

(1a)设定第一相位编码信号s的码元长度N₁；

(1b)根据所述第一相位编码s的码元长度N₁，确定所述正交宽主瓣相位编码信号S中的每个子相位编码信号的码元长度N_s，其中，N_s＝b×N₁，b为正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号码元长度的增加倍数，b取值为整数；

(1c)设定所述正交宽主瓣相位编码信号S中的每个子相位编码信号经过脉冲压缩后的主瓣宽度控制量M＝fix(δ×b)，其中，δ是经验系数，取值在(0.5-1.0)的范围内，fix(·)表示向下取整。

3.根据权利要求2所述的一种分布式MIMO雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法，其特征在于，

经验系数δ取值为0.8。

4.根据权利要求1所述的一种分布式MIMO雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法，其特征在于，步骤2具体包括如下子步骤：

(2a)正交宽主瓣相位编码信号S表示为其中， 表示维数为N_s×N_t的复矩阵，s_i表示正交宽主瓣相位编码信号S中第i个子相位编码信号，i∈[1,N_t]；

(2b)对第i个子相位编码信号进行匹配滤波，得到第i个子相位编码信号在距离位移k处的匹配滤波结果其中，表示第i个子相位编码信号匹配滤波结果的旁瓣，表示第i个子相位编码信号匹配滤波结果的主瓣；k∈[-N_s+1,N_s-1]；且即关于k＝0共轭对称；

其中，0≤k≤N_s，()^T表示转置；0为全零矩阵；I表示单位矩阵；

(2c)根据每个子相位编码信号经过脉冲压缩后的主瓣宽度控制量，确定第i个子相位编码信号匹配滤波结果中的主瓣区域，并对主瓣区域中的主瓣和旁瓣分别取模值，得到匹配滤波距离主瓣模值向量t∈[0,M]；

(2d)确定第i个子相位编码信号匹配滤波结果中的旁瓣区域，并对旁瓣区域中的旁瓣分别取模值，得到第i个子相位编码信号的自相关旁瓣电平模值向量m∈[M+1,N_s-1]；

(2e)对第i个子相位编码信号和第j个子相位编码信号进行互相关，并对互相关结果中的各个旁瓣分别取模值，得到第i个子相位编码信号和第j个子相位编码信号的互相关旁瓣电平模值向量l∈[-(N_s-1),(N_s-1)]，j∈[1,N_t]，且j≠i；

(2f)确定正交宽主瓣相位编码信号S的期望主瓣向量b_m，其中，b_m为2×M+1维的列向量，匹配滤波距离主瓣模值向量t∈[0,M]；将期望主瓣向量b_m与匹配滤波距离主瓣模值向量差值取模值后记为主瓣差值向量其中，w∈[1,N_t]，b(1),b(2),...,b(2M+1)为期望主瓣向量b_m中的元素；从而得到主瓣差值向量

(2g)通过最小化正交宽主瓣相位编码信号S中每个子相位编码信号的自相关峰值旁瓣电平，最小化不同子相位编码信号之间的互相关峰值旁瓣电平和最小化主瓣差值最大值，构建目标函数：

$\begin{array}{cc}\underset{\mathrm{\Φ}}{\min }& \max \left[\begin{array}{c}\underset{q=1,2,...,N_t}{\max }\left|{\mathrm{\ρ}}_q\right|\\ \underset{i=1,2,...,N_t,j=1,2,...,N_t,i\≠j}{\max }\left|{\mathrm{\ρ}}_{ij}\right|\end{array}\right]\end{array}$

s.t.|e_w|≤δ,w＝1,2,…,M

其中，δ是经验系数，取值在(0.5-1.0)的范围内，Φ为正交宽主瓣相位编码信号S的矩阵相位。

5.根据权利要求4所述的一种分布式MIMO雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法，其特征在于，步骤3具体包括如下步骤：

(3b)定义函数f(Φ)＝||ρ_i||_p+α·||ρ_ij||_p+β·||e_i||_p；互相关峰值旁瓣权系数α和逼近期望主瓣的峰值权系数β均为预先设定的正实数；

(3c)设置所述相位矩阵Φ的初值Φ₀、最小下降量ε₁的初始值、以及迭代次数j的初始值、范数p的初值p₀、乘子μ的值以及函数f(Φ)的初值f₀；

（3d)通过最小化函数f(Φ_j-1)求得优化结果相位矩阵Φ_j，令f_j-1＝f(Φ_j-1)，f_j＝f(Φ_j)；

(3e)如果|f_j-f_j-1|<ε₁，则输出相位矩阵Φ_j，并停止循环；否则迭代次数j加1，且令范数p_j＝μp_j-1，并跳至子步骤(3d)继续执行；

(3f)确定所述相位矩阵Φ，根据相位矩阵Φ构造所述正交宽主瓣相位编码信号S＝exp(1jΦ)。