CN106059505A - 一种低噪声高输出电阻的跨导放大器 - Google Patents

Abstract

一种低噪声高输出电阻的跨导放大器，设有晶体管M₁、M₂、M₃，电感L_m、L_g，电容C_d、C_b、电阻R₁和R₂。输入信号连接M₁栅极，源极接地，偏置经R₁加在M₁栅极，M₁漏极与M₃源极、C_d和L_m的一端连接，C_d和L_m的另一端分别连接M₂栅极和源极，M₂源极与C_b的一端连接，C_b的另一端接地，R₂在V_dd与M₂的栅极之间，L_g在M₂的漏极与V_dd之间，M₂漏极连接M₃栅极，M₃漏极为电流输出端。由于引入反馈，加在M₃栅源间的电压得到增强，提高了等效跨导，输出电阻升高，而由M₃引入的噪声被抑制。本发明同时具有高跨导、高输出电阻和低噪声等特点，使其适合毫米波低噪声放大器等应用场合。

Description

一种低噪声高输出电阻的跨导放大器

技术领域

本发明涉及毫米波电路中的放大器，尤其是一种低噪声高输出电阻的跨导放大器，采用CMOS工艺，在毫米波电路中具有较大优势，设计结构简单，可使放大器同时获得低噪声及高增益特性，在具有与传统放大器相同的噪声与增益性能时，能极大地降低放大器的功耗。

背景技术

在毫米波低噪声放大器中，一方面希望其自身噪声系数尽量低，以对接收链路的噪声贡献最小，另一方面也希望其具有很高的增益以抑制后级电路的噪声影响。放大器的电压增益可由跨导与输出结点阻抗的乘积表示，其中输出结点阻抗既与负载阻抗有关，也与放大器自身输出阻抗有关。当采用电感电容谐振负载时，由于电感在毫米波频段品质因数(Q值)较高，其等效并联电阻较大，输出结点阻抗往往取决于放大器的输出电阻。因而，对毫米波放大器的要求是噪声低、跨导高和输出电阻高。

毫米波低噪声放大器通常采用的结构包括共源(CS)、共源共栅(cascode)以及电流复用共源-共源结构等。这几种结构各具优势与劣势：CS结构见图1，它具有一定的跨导且噪声最低，但在深亚微米CMOS工艺中，由沟道长度调制引入的输出电阻很低，限制了其电压放大能力；Cascode结构见图2，它由共源管与共栅管堆叠构成，L_m用于调谐掉中间结点的寄生电容，相比CS，Cascode的输出电阻高很多，并且在栅极反馈电感的作用下其跨导可接近CS结构的跨导，但共栅管引入的噪声很高，较大地恶化了噪声系数，并且其还存在潜在不稳定的问题；电流复用共源-共源结构见图3，它的两个共源管复用同一路电流，L_m也用于调谐掉中间结点的寄生电容，由于两个共源管的级联放大，其跨导可高于其它结构，噪声性能在CS与cascode之间，但与CS结构一样，其输出电阻很小，依然限制了它能获得的电压增益。

发明内容

本发明的目的是为克服现有技术之不足，提供一种低噪声高输出电阻的跨导放大器，采用的技术方案是：

一种低噪声高输出电阻的跨导放大器，其特征在于：设有共源晶体管M₁、正反馈晶体管M₂、输出晶体管M₃、级间调谐电感L_m、栅极反馈电感L_g、隔直电容C_d、旁路电容C_b以及偏置电阻R₁和R₂，其中，隔直电容C_d与旁路电容C_b均自谐振在工作频率上，偏置电阻R₁和R₂用于阻止交流信号流过；输入信号Vin连接共源晶体管M₁的栅极和偏置电阻R₁的一端，偏置电阻R₁的另一端连接直流偏置电压Vg，共源晶体管M₁的源极接地，共源晶体管M₁的漏极与输出晶体管M₃的源极、隔直电容C_d的一端以及级间调谐电感L_m的一端连接在一起，隔直电容C_d的另一端连接偏置电阻R₂的一端和正反馈晶体管M₂的栅极，级间调谐电感L_m的另一端连接正反馈晶体管M₂的源极和隔直电容C_d的一端，隔直电容C_d的另一端接地，正反馈晶体管M₂的漏极连接输出晶体管M₃的栅极和栅极反馈电感L_g的一端，栅极反馈电感L_g的另一端和偏置电阻R₂的另一端均连接直流电源V_dd，输出晶体管M₃的漏极为电流输出端；共源晶体管M₁、正反馈晶体管M₂和输出晶体管M₃均为NMOS管。

上述电阻跨导放大器电路中还可以增设两个电感L_g1和L_s，电感L_g1的两端分别连接输入信号Vin和共源晶体管M₁的栅极，电感L_s的两端分别连接共源晶体管M₁的源极和接地端。

上述电阻跨导放大器电路中所有的电感和电容采用片外或片上元件实现，所有的NMOS管均可以替换为双极晶体管或MOS管与双极晶体管混合使用。

本发明的优点及显著效果：

(1)在毫米波放大器设计中，如何同时取得低噪声和高增益一直是设计难题。在现有设计中噪声的降低与增益的提高主要是通过功耗来换取，并且噪声与增益的改善往往相矛盾，按照之前的分析，传统的结构无法同时具有低噪声与高增益。本发明采用电流复用的正反馈跨导结构，能够同时具有较低的噪声与较高的增益性能。相比传统的结构，它们能够获得的最小噪声系数NF_min(在60GHz附近)，见图5。

(2)使用本发明跨导放大器，可以在获得与传统结构相当的噪声和增益性能时，极大降低放大器的功耗。比如采用此结构的一个三级级联60GHz低噪声放大器，在具有14.9dB的增益和5.7dB的噪声系数时，其功耗仅为9.6mW，而相关文献中报道的指标接近的电路功耗达到了24mW。

附图说明

图1是传统共源结构的电路原理图；

图2是传统共源共栅结构的电路原理图；

图3是传统电流复用共源-共源结构的电路原理图；

图4是本发明跨导放大器的电路原理图；

图5是传统共源结构、传统共源共栅结构、传统电流复用共源-共源结构及本发明跨导放大器能获得的最小噪声系数NF_min曲线(在60GHz附近)比较；

图6是图4中跨导放大器的小信号等效电路；

图7是图4中跨导放大器的输出电阻分析电路。

图8是图4中跨导放大器的噪声分析电路。

具体实施方式

本发明中跨导放大器最佳性能的获得需要通过仔细选择每个元件的参数值来实现。

参看图4，本发明低功耗低噪声高增益的跨导放大器，设有共源晶体管M₁、正反馈晶体管M₂、输出晶体管M₃、级间调谐电感L_m、栅极反馈电感L_g、隔直电容C_d、旁路电容C_b与偏置电阻R₁和R₂。其中，隔直电容C_d与旁路电容C_b均自谐振在工作频率上，在交流分析时可将它们忽略；偏置电阻R₁和R₂用于阻止交流信号流过，其典型值在10K欧姆量级。输入信号与M₁的栅极相连，M₁的源极接地，其直流偏置电压通过R₁加在其栅极，M₁的漏极同时与M₃的源极、C_d的一端和L_m的一端连接。C_d和L_m的另一端分别连接M₂的栅极和源极，M₂的源极也与C_b的一端连接，C_b的另一端接地。电阻R₂在直流电源V_dd与M₂的栅极之间为M₂栅极提供偏置。电感L_g连接在M₂的漏极与电源V_dd之间，同时M₂的漏极连接M₃的栅极，把M₃的漏极作为电流输出端，并通过外部电感最终也连接到电源V_dd上。

共源晶体管M₁将输入的射频电压信号转换成射频交流电流，此电流在M₁的漏极产生与输入电压反相的交流电压；在M₁的漏极节点，电感L_m与该节点的总电容谐振在工作频率上，而正反馈晶体管M₂的漏极电压与M₁的漏极电压反相，这两个电压分别作用于输出晶体管M₃的栅极与漏极，增强了M₃的栅源电压，吸引更多的射频电流流入其源极并最终流向输出端，进而获得较高的等效跨导。

在输出晶体管M₃的漏极加入一个正的电压，M₃的源极电位也随着升高，这个电压同时加在M₂的栅极上，经M₂放大后在M₂的漏极产生负的电压，降低了M₃栅极的电位，也使M₃的漏极电流减小，这种反馈作用使得其具有极高的输出电阻。

在本发明跨导放大器中，存在三个晶体管M₁～M₃，它们都产生噪声。M₁的噪声可按传统共源晶体管的噪声分析方法分析。由于M₁与M₂本质上是级联关系，M₂的噪声很大程度地被M₁的增益所抑制。对于M₃，将其内部噪声源用一个串联电压源与一个并联电流源等效到其栅极，无论是串联电压源还是并联电流源使得M₃栅极电位升高时，其源极电位也即M₂的栅极电位也随之升高，而M₂的漏极电位下降，使M₃的栅极电位最终返回平衡值，即M₃的噪声被电路本身的反馈作用所抑制，使得整个跨导器的噪声系数接近电流复用共源-共源结构或共源结构的噪声系数。

在M₁的栅极和源极还可以增设两个电感L_g1和L_s，L_g1的两端分别连接输入端和M₁的栅极，L_s的两端分别连接M₁的源极和地。当这种跨导放大器用于低噪声放大器的第一级时，L_g1和L_s可以帮助实现输入端的阻抗匹配，而不影响之前的分析。

上述电路结构中流过M₂与M₃的直流电流之和等于M₁的直流电流，起正反馈作用的M₂复用了一部分M₁的直流电流，因此称其为电流复用的正反馈放大器结构。下面描述其设计优化过程。首先M₁尺寸的确定取决于工作频段和前级需要的负载阻抗值，由于本跨导放大器的输入阻抗为容性，通常需要前级的输出端带有电感从而达到谐振，当此跨导放大器作为低噪声放大器初级时，需要加入源极退化电感以满足阻抗匹配要求，按照传统的设计方法即可确定M₁的尺寸。在图4中，M₂和M₃的栅源电压相同且均设为V_Gs，而它们的漏极电流之和等于M₁的漏极电流I_D1，因此：

$\frac{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{ox}}{2L_e}(W_2+W_3){(V_{GS}-V_{TH})}^2=I_{D1}---\left(1\right)$

上式中μ_n和C_ox为工艺常数，L_e为有效沟道长度，W₂和W₃分别为M₂和M₃的宽度，V_TH为阈值电压。令K＝μ_nC_ox/L_e，则M₂和M₃的跨导g_m2和g_m3可表示为：

g_m2＝KW₂(V_GS-V_TH) (2)

g_m3＝KW₃(V_GS-V_TH) (3)

可以看出M₂和M₃的跨导之比等于其宽度之比。将以上两式代入式(1)得到：

$\frac{1}{2K}(\frac{g_{m2}^2}{W_2}+\frac{g_{m3}^2}{W_3})=I_{D1}---\left(4\right)$

根据以上各式，可求解出g_m2和g_m3分别为：

$g_{m2}=\sqrt{\frac{2{\mathrm{KI}}_{D1}{W}_2^2}{W_2+W_3}}---\left(5\right)$

$g_{m3}=\sqrt{\frac{2{\mathrm{KI}}_{D1}{W}_3^2}{W_2+W_3}}---\left(6\right)$

图4结构的小信号等效电路参看图6，其中由于C_b和C_d都自谐振在工作频率上，因而没有考虑，图中的C_gs1至C_gs3分别为M₁至M₃的栅源电容，r_ds1和r_ds2分别为M₁和M₂的漏极输出电阻，由沟道长度调制引入，R_m和R_g分别为L_m和L_g的等效并联电阻，由有限的电感Q值引入。下面计算其等效跨导g_eq，即输出电流i_out与输入电压v_in的比值。令R_d1＝R_m//r_ds1，R_d2＝R_g//r_ds2。由图6得到：

$g_{eq}=\frac{g_{m1}{g}_{m3}(\frac{1}{{\mathrm{j\ωL}}_g}+\frac{1}{R_{d2}}+g_{m2})}{({\mathrm{j\ωC}}_{gs2}+\frac{1}{{\mathrm{j\ωL}}_m}+\frac{1}{R_{d1}})({\mathrm{j\ωC}}_{gs3}+\frac{1}{{\mathrm{j\ωL}}_g}+\frac{1}{R_{d2}})+({\mathrm{j\ωC}}_{gs3}+g_{m3})(\frac{1}{{\mathrm{j\ωL}}_g}+\frac{1}{R_{d2}}+g_{m2})}---\left(7\right)$

为简化上式，这里做三个假设：①、g_m2R_d2＞＞1，即M₂的增益远大于1；②、ω_oC_gs2＝1/(ω_oL_m)＜＜g_m2＝ω_TC_gs2和ω_oC_gs3＝1/(ω_oL_g)＜＜g_m3＝ω_TC_gs3，ω_o和ω_T分别为工作角频率和晶体管截止角频率；③、g_m2≥g_m3，这样jω_oC_gs3与g_m2相加时可被忽略。由以上假设得到：

$g_{eq}=\frac{g_{m1}{g}_{m2}{g}_{m3}{R}_{d1}{R}_{d2}}{1+g_{m2}{g}_{m3}{R}_{d1}{R}_{d2}}---\left(8\right)$

当M₁的尺寸及偏置条件确定后，为了使g_eq最大，即g_eq趋近于M₁的跨导g_m1，需要使g_m2g_m3R_d1R_d2最大。R_d1是M₁漏极输出电阻r_ds1和L_m等效并联电阻R_m的并联值，为获得较高的偏置电流而电压消耗较小，M₁的宽度W₁一般较大，使r_ds1较小，典型值为100-200Ω，而L_m的典型值为100pH，Q值为20，其等效并联电阻R_m为750Ω，可假定R_d1主要由r_ds1决定，当M₁确定后其值保持不变。R_d2是M₂漏极输出电阻r_ds2和L_g等效并联电阻R_g的并联值，由于M₂的宽度W₂较小，这两个电阻可相比拟。当L_g的品质因数Q恒定时，R_g与L_g成正比，而L_g与C_gs3的乘积恒定(谐振在ω_o)，因而R_g与C_gs3或W₃成反比，设其比例系数为α。r_ds2由M₂的沟道长度调制引入，它与W₂成反比，设其比例系数为β。根据以上的假设可写出：

$R_g={\mathrm{\ωL}}_{g}Q=\frac{Q}{{\mathrm{\ωC}}_{gs3}}=\frac{Q}{\mathrm{\ω}\·\frac{2}{3}{W}_3{L}_e{C}_{ox}}=\mathrm{\α}\frac{1}{W_3}---\left(9\right)$

$r_{ds2}=\frac{1}{\frac{1}{2}{\mathrm{KW}}_2{(V_{GS}-V_{TH})}^2\mathrm{\λ}}=\mathrm{\β}\frac{1}{W_2}---\left(10\right)$

结合式(5)和(6)得到：

$g_{m2}{g}_{m3}{R}_{d2}=\frac{2{\mathrm{KI}}_{D1}}{W_2+W_3}{W}_2{W}_3\frac{\mathrm{\α}\frac{1}{W_3}\mathrm{\β}\frac{1}{W_2}}{\mathrm{\α}\frac{1}{W_3}+\mathrm{\β}\frac{1}{W_2}}---\left(11\right)$

上式可简化为：

$g_{m2}{g}_{m3}{R}_{d2}=2{\mathrm{KI}}_{D1}\frac{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}{\mathrm{\α}+\mathrm{\α}\frac{W_2}{W_3}+\mathrm{\β}+\mathrm{\β}\frac{W_3}{W_2}}---\left(12\right)$

上式达到最大值需满足：

$\frac{W_3}{W_2}=\sqrt{\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\β}}}---\left(13\right)$

其中，λ为沟道长度调制系数，而α＝3Q/2ω_oL_eC_ox；β＝2/K(V_GS-V_TH)²λ。由上式可确定M₃和M₂的宽度之比，而宽度的绝对值需根据工作频段进一步确定，宽度值之和W₂+W₃要结合电路的直流工作点，其最小值应确保M₁仍然工作在饱和区。L_m和L_g可根据上面的假设②确定。最后，由于隔直电容C_d与旁路电容C_b均自谐振在工作频率上，它们的值由工艺决定。至此，电路中的所有元件参数已被决定，式(13)说明这时其具有跨导最大值，下面说明同样条件下放大器的输出电阻与噪声特性都处在最优状态。

参看图7，为得到放大器的输出电阻，在图4输出端加一个正电压源v_i，这时M₃漏极电压为正，致使M₃漏极电流增大，根据图中标注的各点电压极性，得到M₃栅极电压降低，抑制了其漏极电流增大，因而提高了其输出电阻。由于此反馈环路中形成电压负反馈，当开环增益最高时反馈最强，输出电阻最高，而其开环增益为g_m2g_m3R_d1R_d2，因而同样满足式(13)时其输出电阻取最大值。

放大器的噪声主要由三个晶体管产生，其中共源管M₁的贡献最大，其产生的噪声可由传统共源结构的设计方法优化，而M₂与M₁形成电流复用的级联结构，其噪声被M₁的增益抑制，在输出端不形成主要影响。下面分析M₃的噪声贡献，为此，将其内部噪声源等效为栅极串联电压源与并联电流源。参见图8，当噪声在其栅极产生一个正的电压增量时，各点电压的符号如图中所标注，这时由于反馈作用最终导致其栅极电压下降，噪声得到抑制，同样这里的开环增益也为g_m2g_m3R_d1R_d2，同样满足式(13)时M₃对噪声的贡献最小。这时本跨导放大器结构的最小噪声系数NF_min与电流复用共源-共源结构接近，并且仅略高于共源结构，参见图5，证明其适合于低噪声尤其是毫米波频段的低噪声放大器应用。

根据以上分析，由于反馈的引入，本发明中的跨导放大器结构可同时满足较高跨导，高输出电阻和较低噪声的要求，是比较理想的跨导结构。将其与传统的共源、共源共栅及电流复用共源-共源结构的跨导、输出电阻和噪声性能按优、中、差作比较，见下表。

本发明中的元件均可采用芯片上或芯片外形式，并不影响本发明的使用。电路中所用所有MOS管均可替换为双极晶体管，也可MOS管与双极晶体管混合使用，电路实现功能不变。

Claims (3)

1.一种低噪声高输出电阻的跨导放大器，其特征在于：设有共源晶体管M₁、正反馈晶体管M₂、输出晶体管M₃、级间调谐电感L_m、栅极反馈电感L_g、隔直电容C_d、旁路电容C_b以及偏置电阻R₁和R₂，其中，隔直电容C_d与旁路电容C_b均自谐振在工作频率上，偏置电阻R₁和R₂用于阻止交流信号流过；输入信号Vin连接共源晶体管M₁的栅极和偏置电阻R₁的一端，偏置电阻R₁的另一端连接直流偏置电压Vg，共源晶体管M₁的源极接地，共源晶体管M₁的漏极与输出晶体管M₃的源极、隔直电容C_d的一端以及级间调谐电感L_m的一端连接在一起，隔直电容C_d的另一端连接偏置电阻R₂的一端和正反馈晶体管M₂的栅极，级间调谐电感L_m的另一端连接正反馈晶体管M₂的源极和隔直电容C_d的一端，隔直电容C_d的另一端接地，正反馈晶体管M₂的漏极连接输出晶体管M₃的栅极和栅极反馈电感L_g的一端，栅极反馈电感L_g的另一端和偏置电阻R₂的另一端均连接直流电源V_dd，输出晶体管M₃的漏极为电流输出端并通过外部电感最终也连接到电源V_dd上，共源晶体管M₁、正反馈晶体管M₂和输出晶体管M₃均为NMOS管。

2.根据权利要求1所述的低噪声高输出电阻的跨导放大器，其特征在于：增设两个电感L_g1和L_s，电感L_g1的两端分别连接输入信号Vin和共源晶体管M₁的栅极，电感L_s的两端分别连接共源晶体管M₁的源极和接地端。

3.根据权利要求1或2所述的低噪声高输出电阻的跨导放大器，其特征在于：

所说跨导放大器电路中所有的电感和电容采用片外或片上元件实现；所说跨导放大器电路中的所有NMOS管均能够替换为双极晶体管或MOS管与双极晶体管混合使用。