CN106031114B - 正交合成和调节 - Google Patents

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Abstract

本公开的某些方面提供了用于执行正交合成和调节的方法和装置。一种示例电路可以包括第一至第四混频电路。第一混频电路可以将射频信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号。第二混频电路可以将射频(RF)信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号，第二本地振荡信号与第一本地振荡信号大约异相90°。第三和第四混频电路可以将RF信号分别与第二和第一信号相乘以分别生成第三和第四变频信号。第一合成电路可以将第一和第三变频信号进行合成，并且第二合成电路可以将第二和第四变频信号进行合成。

Description

正交合成和调节
在35 U.S.C.§119之下的优先权要求
本申请要求2014年2月19日提交的美国临时专利申请序列号No.61/941,908以及2014年8月21日提交的美国专利申请No.14/465,442的权益，这两个申请通过引用以它们的整体并入本文。
技术领域
本公开的某些方面一般性地涉及射频(RF)电子电路，并且更特别地涉及正交合成和调节。
背景技术
无线通信网络被广泛部署以提供各种通信服务，诸如电话、视频、数据、消息收发、广播等。通常为多接入网络的这些网络通过共享可用的网络资源来支持针对多个用户的通信。例如，一个网络可以是3G(第三代移动电话标准和技术)系统，其可以经由各种3G无线电接入技术(RAT)中的任一种RAT来提供网络服务，各种3G RAT包括EVDO(演进数据优化)、1xRTT(1代无线电传输技术，或简单地称作1x)、W-CDMA(宽带码分多址)、UMTS-TDD(通用移动电信系统-时分双工)、HSPA(高速分组接入)、GPRS(通用分组无线电服务)、或EDGE(全球演进的增强数据速率)。3G网络是广域蜂窝电话网络，其演进为除了语音呼叫之外还并入了高速互联网接入和视频电话。此外，3G网络可以更多地被建立并且提供比其他网络系统更大的覆盖区域。这样的多接入网络还可以包括码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交频分多址(OFDAM)系统、单载波FDMA(SC-FDMA)网络、第3代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)网络、以及长期演进高级(LTE-A)网络。
无线通信网络可以包括多个基站，它们能够支持针对多个移动站的通信。移动站(MS)可以经由下行链路和上行链路与基站(BS)进行通信。下行链路(或正向链路)是指从基站到移动站的通信链路，并且上行链路(或反向链路)是指从移动站到基站的通信链路。基站可以在下行链路上向移动站发射数据和控制信息和/或可以在上行链路上从移动站点接收数据和控制信息。
发明内容
本公开的某些方面一般性地涉及射频(RF)电路中的正交合成和调节。关于彼此异相90°(或接近于90°)的信号经常被称作是“正交的”。
本公开的某些方面提供了一种用于变频和正交合成的电路。该电路一般包括：第一混频电路，被配置为将射频(RF)信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号；第二混频电路，被配置为将RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号，其中第二本地振荡信号关于第一本地振荡信号大约异相90°；第三混频电路，被配置为将RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第三变频信号；第四混频电路，被配置为将RF信号与第一本地振荡信号相乘以生成第四变频信号；第一合成电路，被配置为将第一变频信号与第三变频信号进行合成；以及第二合成电路，被配置为将第二变频信号与第四变频信号进行合成。
根据某些方面，该电路进一步包括：第一缩放电路，介于第三混频电路与第一合成电路之间，并且被配置为对第三变频信号进行缩放以具有第一变频信号的分数的振幅；以及第二缩放电路，介于第四混频电路与第二合成电路之间，并且被配置为对第四变频信号进行缩放以具有第二变频信号的分数的振幅。在这种情况下，第一或第二缩放电路中的至少一个缩放电路的增益可以是可编程的。第一或第二缩放电路中的至少一个缩放电路可以被配置为分别将第三或第四变频信号的相位进行反转。第一或第二缩放电路中的至少一个缩放电路的相位反转可以是可编程的。
根据某些方面，第一和第二合成电路包括用于对相应信号进行电流求和的求和节点。
根据某些方面，第三和第四混频电路中的至少一个混频电路是可编程的。
根据某些方面，第一和第二本地振荡信号以及第一、第二、第三和第四变频信号是差分信号。在这种情况下，RF信号可以是差分信号。
根据某些方面，RF信号可以从跨导放大器被接收。
根据某些方面，第一和第二振荡信号或者第一和第二混频电路中的至少一项之间的相位不平衡在第一和第二合成电路的输出处可能被校正或者至少被调节。
根据某些方面，该电路进一步包括：第一基带电路，用于处理第一和第三变频信号的合成；以及第二基带电路，用于处理第二和第四变频信号的合成。以这种方式，第一和第二基带电路之间的相位不平衡在第一和第二合成电路的输出处可能已经被校正或者至少被调节。
本公开的某些方面提供了一种用于变频和正交合成的方法。该方法一般包括：将RF信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号；将RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号，其中第二本地振荡信号关于第一本地振荡信号大约异相90°；将RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第三变频信号；将RF信号与第一本地振荡信号相乘以生成第四变频信号；将第一和第三变频信号进行合成；以及将第二和第四变频信号进行合成。
本公开的某些方面提供了一种用于变频和正交合成的装置。该装置一般包括：用于将RF信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号的部件；用于将RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号的部件，其中第二本地振荡信号关于第一本地振荡信号大约异相90°；用于将RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第三变频信号的部件；用于将RF信号与第一本地振荡信号相乘以生成第四变频信号的部件；用于将第一和第三变频信号进行合成的部件；以及用于将第二和第四变频信号进行合成的部件。
本公开的某些方面提供了一种用于变频和正交合成的电路。该电路一般包括第一混频电路，被配置为将RF信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号；第二混频电路，被配置为将RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号，其中第二本地振荡信号关于第一本地振荡信号大约异相90°；第一合成电路，被配置为将第一变频信号与第二变频信号的一部分进行合成；以及第二合成电路，被配置为将第二变频信号与第一变频信号的一部分进行合成。
根据某些方面，该电路进一步包括以下至少一项：(1)第一缩放电路，介于第二混频电路与第一合成电路之间，并且被配置为对第二变频信号的该部分进行缩放以具有第一变频信号的分数的振幅；或者(2)第二缩放电路，介于第一混频电路与第二合成电路之间，并且被配置为对第一变频信号的该部分进行缩放以具有第二变频信号的分数的振幅。在这种情况下，第一或第二缩放电路中的至少一个缩放电路的增益可以是可编程的。第一或第二缩放电路中的至少一个缩放电路可以被配置为分别将第二或第一变频信号的该部分的相位进行反转。第一或第二缩放电路中的该至少一个缩放电路的相位反转可以是可编程的。针对某些方面，第一或第二缩放电路中的该至少一个缩放电路可以通过第一或第二本地振荡信号中的至少一个本地振荡信号而选择性地被启用。
根据某些方面，第一和第二合成电路包括用于对相应信号进行电流求和的求和节点。
根据某些方面，第一和第二本地振荡信号以及第一和第二变频信号是差分信号。RF信号可以是单端或差分信号。
根据某些方面，RF信号可以从跨导放大器被接收。
根据某些方面，第一和第二本地振荡信号或者第一和第二混频电路中的至少一项之间的相位不平衡在第一和第二合成电路的输出处可能被校正或者至少被调节。
根据某些方面，该电路进一步包括：第一基带电路，被配置为处理第一变频信号与第二变频信号的该部分的合成；以及第二基带电路，被配置为处理第二变频信号与第一变频信号的该部分的合成。以这种方式，在第一变频信号和第二变频信号的该部分的合成时、以及在第二变频信号和第一变频信号的该部分的合成时，第一和第二基带电路之间的相位不平衡可能已经被校正或者至少被调节。
本公开的某些方面提供了一种用于变频和正交合成的方法。该方法一般包括：将RF信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号；将RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号，其中第二本地振荡信号关于第一本地振荡信号大约异相90°；将第一变频信号与第二变频信号的一部分进行合成；以及将第二变频信号与第一变频信号的一部分进行合成。
本公开的某些方面提供了一种用于变频和正交合成的装置。该装置一般包括：用于将RF信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号的部件；用于将RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号的部件，其中第二本地振荡信号关于第一本地振荡信号大约异相90°；用于将第一变频信号与第二变频信号的一部分进行合成的部件；以及用于将第二变频信号与第二变频信号的一部分进行合成的部件。
附图说明
因此，本公开的上文记载的特征能够详细被理解的方式、上文简要概述的更为特定的描述可以参考各方面而被得到，这些方面中的一些方面在附图中被图示。然而，要注意，附图仅图示了本公开的某些典型的方面，并且因此不被认为是对其范围的限制，因为本描述可以准许其他等同有效的方面。
图1图示了依据本公开的某些方面的示例无线通信网络。
图2是依据本公开的某些方面的示例接入点(AP)和用户终端的框图。
图3是依据本公开的某些方面的示例收发器前端的框图。
图4A-图4D分别图示了依据本公开的某些方面的正交信号之间没有相位不平衡、正交信号之间的相位不平衡、对正交信号的单工相位校正、以及对正交信号的双工相位校正。
图5图示了依据本公开的某些方面的使用辅助混频器的示例概念性相位不平衡调节电路。
图6A是依据本公开的某些方面的图5的相位不平衡调节电路的示例实施方式的示意图。
图6B是依据本公开的某些方面的图6A的具有固定和可变辅助混频器的相位不平衡调节电路的示例实施方式的示意图、以及该调节的一种示例效果的简化图示。
图7是依据本公开的某些方面的带有使用辅助混频器的示例相位不平衡调节电路的信号方程的框图。
图8图示了依据本公开的某些方面的与图6A中的实施方式相对应的利用相关联相位校正信号方程的示例双工相位校正。
图9是依据本公开的某些方面的具有使用辅助混频器的相位不平衡调节电路的示例射频前端(RFFE)的示意图。
图10是依据本公开的某些方面的具有使用混频器输出正交信号的部分合成的相位不平衡调节电路的示例RFFE的示意图。
图11是依据本公开的某些方面的带有使用混频器输出正交信号的部分合成的示例相位不平衡调节电路的信号方程的框图。
图12A和图12B是依据本公开的某些方面的相位不平衡调节电路的示例实施方式的示意图，其中本地振荡器(LO)信号对部分合成进行控制。
图13图示了依据本公开的某些方面的可以利用图10中的实施方式执行的示例相位校正。
图14图示了依据本公开的某些方面的示例双重平衡混频器。
图15A-图15F图示了依据本公开的某些方面的具有各种示例极性和/或增益控制电路的示例混频器实施方式。
图16和图17是依据本公开的某些方面的用于在校正相位不平衡的工作中进行正交合成和调节的示例操作的流程图。
具体实施方式
下文对本公开的各种方面进行描述。应当明显的是，本文的教导可以用各种各样的形式来体现，并且本文所公开的任何具体结构、功能或其二者仅是代表性的。基于本文的教导，本领域的技术人员应当意识到，本文所公开的方面可以独立于任何其他方面而被实施，并且这些方面中的两个或更多方面可以用各种方式被组合。例如，可以使用本文所阐述的任何数目的方面来实施装置或者实行方法。另外，除了本文所阐述的方面中的一个或多个方面之外或者与之不同地，可以使用其他结构、功能、或者结构和功能来实施这样的装置或者实行这样的方法。此外，方面可以包括权利要求的至少一个元素。
词语“示例性”在本文中被用来意指“用作示例、实例、或说明”。本文被描述为是“示例性”的任何方面并非必然被解释为相对于其他方面是优选的或有利的。
本文所描述的技术可以结合各种无线技术而被使用，诸如码分多址(CDMA)、正交频分复用(OFDM)、时分多址(TDMA)、空分多址(SDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)、时分同步码分多址(TD-SCDMA)等。多个用户终端能够经由不同的(1)针对CDMA的正交代码信道、(2)针对TDMA的时隙、或者(3)针对OFDM的子带而并发地发射/接收数据。CDMA系统可以实施IS-2000、IS-95、IS-856、宽带CDMA(W-CDMA)、或者一些其他标准。OFDM系统可以实施电气和电子工程师协会(IEEE)802.11(无线局域网(WLAN))、IEEE 802.16(全球微波接入互操作性(WiMAX))、长期演进(LTE)(例如，以TDD模式和/或FDD模式)、或者一些其他标准。TDMA系统可以实施全球移动通信系统(GSM)或者一些其他标准。这些各种标准在本领域中是已知的。本文所描述的技术也可以被实施在使用射频(RF)技术的任何各种其他适合的无线系统中，RF技术包括全球导航卫星系统(GNSS)、蓝牙、IEEE 802.15(无线个域网(WPAN))、近场通信(NFC)、小小区、调频(FM)等。
示例无线系统
图1图示了具有接入点和用户终端的无线通信系统100。为了简单，图1中仅示出了一个接入点110。接入点(AP)一般是与用户终端进行通信的固定站，并且也可以被称作基站(BS)、演进型节点B(eNB)、或者一些其他术语。用户终端(UT)可以是固定的或移动的，并且也可以被称作移动站(MS)、接入终端、用户设备(UE)、站(STA)、客户端、无线设备、或者一些其他术语。用户终端可以是无线设备，诸如蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、手持式设备、无线调制解调器、膝上型计算机、平板计算机、个人计算机等。
接入点110可以在任何给定时刻在下行链路和上行链路上与一个或多个用户终端120进行通信。下行链路(即，正向链路)是从接入点到用户终端的通信链路，并且上行链路(即，反向链路)是从用户终端到接入点的通信链路。用户终端还可以端到端地与另一用户终端进行通信。系统控制器130耦合至接入点并且为接入点提供协调和控制。
系统100采用多发射和多接收天线用于下行链路和上行链路上的数据传输。接入点110可以被装备有数目Nap的天线来实现用于下行链路传输的发射分集和/或用于上行链路传输的接收分集。所选择的用户终端120的集合Nu可以接收下行链路传输并且发射上行链路传输。每个所选择的用户终端向接入点发射特定于用户的数据和/或从接入点接收特定于用户的数据。一般而言，每个所选择的用户终端可以被装备有一个或多个天线(即，Nut≥1)。Nu个所选择的用户终端能够具有相同或不同数目的天线。
无线系统100可以是时分双工(TDD)系统或频分双工(FDD)系统。对于FDD系统而言，下行链路和上行链路可以共享相同的频带。对于FDD系统而言，下行链路和上行链路使用不同的频带。系统100还可以利用单个载波或多个载波用于传输。每个用户终端可以被装备有单个天线(例如，为了保持成本下降)或多个天线(例如，在附加成本能够被支持的场合)。
图2示出了无线系统100中的接入点110和两个用户终端120m和120x的框图。接入点110被装备有Nap个天线224a至224ap。用户终端120m被装备有Nut,m个天线252ma至252mu，并且用户终端120x被装备有Nut,x个天线252xa至252xu。接入点110针对下行链路是发射实体并且针对上行链路是接收实体。每个用户终端120针对上行链路是发射实体并且针对下行链路是接收实体。如本文所使用的，“发射实体”是能够经由频率信道发射数据的独立操作的装置或设备，并且“接收实体”是能够经由频率信道接收数据的独立操作的装置或设备。在以下的描述中，下标“dn”表示下行链路，下标“up”表示上行链路，Nup个用户终端被选择用于上行链路上的同时传输，Ndn个用户终端被选择用于下行链路上的同时传输，Nup可以等于或者可以不等于Ndn，并且Nup和Ndn可以是静态数值或者能够针对每个调度间隔而变化。波束调向或一些其他空间处理技术可以被使用在接入点和用户终端处。
在上行链路上，在每个被选择用于上行链路传输的用户终端120处，TX数据处理器228从数据源286接收业务数据并且从控制器280接收控制数据。TX数据处理器288基于与针对用户终端所选择的速率相关联的编码和调制方案来处理(例如，编码、交错和调制)针对用户终端的业务数据{dup}，并且为Nut,m个天线之一提供数据符号流{sup}。收发器前端(TX/RX)254(也被称作射频前端(RFFE))接收并处理相应符号流(例如，转换到模拟、放大、滤波和上变频)以生成上行链路信号。收发器前端254还可以例如经由RF开关将上行链路信号路由至Nut,m个天线之一以用于发射分集。控制器280可以控制收发器前端254内的路由。
数目Nup的用户终端可以被调度用于上行链路上的同时传输。这些用户终端中的每个用户终端将它的经处理的符号流的集合在上行链路上发射给接入点。
在接入点110处，Nap个天线224a至224ap从所有Nup个在上行链路上进行发射的用户终端接收上行链路信号。为了接收分集，收发器前端222可以选择从天线224之一所接收的信号以用于处理。针对本公开的某些方面，从多个天线224所接收的信号的组合可以被组合用于增强型接收分集。接入点的收发器前端222还执行与用户终端的收发器前端254所执行的处理互补的处理，并且提供所恢复的上行链路数据符号流。所恢复的上行链路数据符号流是用户终端所发射的数据符号流{sup}的估计。RX数据处理器242依据针对所恢复的上行链路数据符号流所使用的速率来处理(例如，解调、去交错和解码)该流以获得经解码的数据。针对每个用户终端的经解码的数据可以被提供给数据汇244用于存储，和/或被提供给控制器230用于进一步处理。
在下行链路上，在接入点110处，TX数据处理器210针对被调度用于下行链路传输的Ndn个用户终端从数据源208接收业务数据，从控制器230接收控制数据，并且可能从调度器234接收其他数据。各种类型的数据可以在不同的发射信道上被发送。TX数据处理器210基于针对每个用户终端所选择的速率来处理(例如，编码、交错和调制)针对该用户终端的业务数据。TX数据处理器210可以针对Ndn个用户终端中的一个或多个用户终端提供下行链路数据符号流，用以从Nap个天线之一被发射。收发器前端222接收并处理(例如，转换到模拟、放大、滤波和上变频)符号流以生成下行链路信号。收发器前端222还可以例如经由RF开关将下行链路信号路由至Nap个天线224中的一个或多个天线以用于发射分集。控制器230可以控制收发器前端222内的路由。
在每个用户终端120处，Nut,m个天线252从接入点110接收下行链路信号。为了用户终端120处的接收分集，收发器前端254可以选择从天线252之一所接收的信号以用于处理。针对本公开的某些方面，从多个天线252所接收的信号的组合可以被组合用于增强型接收分集。用户终端的收发器前端254还执行与接入点的收发器前端222所执行的处理互补的处理，并且提供所恢复的下行链路数据符号流。RX数据处理器270处理(例如，解调、去交错和解码)所恢复的下行链路数据符号流以获得针对用户终端的经解码的数据。
本领域的技术人员将会认识到，本文所描述的技术可以一般性地被应用在利用任何类型的多种接入方案的系统中，多种接入方案诸如TDMA、SDMA、正交频分多址(OFDMA)、CDMA、SC-FDMA、以及它们的组合。
图3是依据本公开的某些方面的示例收发器前端300(诸如图2中的收发器前端222、254)的框图。收发器前端300包括用于经由一个或多个天线来发射信号的发射(TX)路径302(也被称作发射链)、以及用于经由天线来接收信号的接收(RX)路径304(也被称作接收链)。当TX路径302和RX路径304共享天线303时，这些路径可以经由接口306与天线相连接，接口306可以包括各种适合的RF设备中的任何RF设备，诸如双工器、开关、天线共用器等。
从数模转换器(DAC)308接收同相(I)或正交(Q)基带模拟信号，TX路径302可以包括基带滤波器(BBF)310、混频器312、驱动器放大器(DA)314和功率放大器316。BBF 310、混频器312和DA 314可以被包括在射频集成电路(RFIC)中，而PA 316经常在RFIC外部。BBF310对从DAC 308接收的基带信号进行滤波，并且混频器312将经滤波的基带信号与发射本地振荡器(LO)信号进行混频，以将感兴趣的基带信号转换到不同的频率(例如，从基带上变频到RF)。这个变频过程产生LO频率与感兴趣信号的频率的和频和差率。和频和差频被称作拍频。拍频通常处于RF范围中，从而混频器312输出的信号通常是RF信号，这些RF信号在由天线303的发射之前由DA 314并且由PA 316放大。
RX路径304包括低噪声放大器(LNA)322、混频器324和基带滤波器(BBF)326。LNA322、混频器324和BBF 326可以被包括在射频集成电路(RFIC)中，该RFIC可以是或者可以不是与包括TX路径组件相同的RFIC。经由天线303所接收的RF信号可以被LNA 322放大，并且混频器324将经放大的RF信号与接收本地振荡器(LO)信号进行混频，以将感兴趣的RF信号转换到不同的基带频率(即，下变频)。混频器324所输出的基带信号在被模数转换器(ADC)328转换为数字I或Q信号以用于进行数字信号处理之前可以由BBF 326进行滤波。
尽管LO的输出在频率上保持稳定是令人合意的，但是调谐到不同频率指明使用可变频率的振荡器，这涉及到稳定性与可调谐性之间的折中。当前的系统采用具有压控振荡器(VCO)的频率合成器来生成具有特定调谐范围的稳定的可调谐LO。因此，发射LO通常由TX频率合成器318产生，发射LO在混频器312中与基带信号混频之前可以被放大器320缓冲或放大。类似地，接收LO通常由RX频率合成器330产生，接收LO在混频器324中与RF信号混频之前可以被放大器332缓冲或放大。例如，可以通过以整数值对VCO信号进行频率划分、或者通过使用将VCO频率变换到LO频率的LO生成电路来生成发射LO(和/或接收LO)。示例LO生成电路可以在Peterzel等人的2001年12月10日提交并且名称为“Local Oscillator LeakageControl in Direct Conversion Processes”的美国专利No.6,960,962中找到，该美国专利通过引用以它的整体并入本文。虽然在图3中没有示出，但是本领域的普通技术人员将会理解，发射LO(或接收LO)频率划分或生成电路出现在TX频率合成器318(或RX频率合成器330)内部。
示例正交合成和调节
发射射频(RF)信号的无线通信系统通常利用同相(I)和正交(Q)分量，其中Q分量大约与I分量异相90°。理想地，在I分量与Q分量之间将没有相位失配，从而Q分量精确地与I分量异相90°。这种理想情形在图4A的矢量图400中被图示，其中“P”和“M”表示正差分信号和负差分信号。因此，矢量QP表示差分Q信号的+Q信号的增益和相位，而矢量QM表示-Q信号的增益和相位。相似地，矢量IP表示差分I信号的+I信号的增益和相位，而矢量IM表示-I信号的增益和相位。
然而，如图4B的矢量图410中所图示的，在I分量与Q分量之间通常存在一些相位不平衡(大于或小于理想的90°)，从而存在增大的残余边带(RSB)(即，镜频抑制变差)。这样的相位不平衡在真实世界的RF电路中非常常见，并且发生在电路组件(例如，晶体管、电阻器和电容器)在I路径和Q路径中不是完美匹配时。
在去除RSB相位误差的尝试中，I或Q本地振荡器(LO)和/或基带(BB)可以在单工相位不平衡校正中被相移(例如，通过将故意延迟引入到混频器所生成的I或Q基带信号中)，如图4C的矢量图420中所图示的，其中IP/IM信号例如从实线422被调节到虚线424。然而，这种单工校正可能引入振幅误差，如虚线424所图示的，其中经调节的IP/IM信号具有比QP/QM信号更小的振幅。
因此，所需要的是不会引入振幅误差的用于改进的RSB相位误差校准的技术和装置。
使用辅助混频器的相位调节
本公开的某些方面在校正基带(BB)的I分量和Q分量处的相位不平衡的工作中，在无线通信设备的RFFE中的I混频器和Q混频器的输出处执行相位不平衡调节。针对某些方面，可以结合常规的I混频器和Q混频器使用辅助混频器来执行这种调节。
图5图示了根据本公开的一方面的使用辅助混频器502、504的示例概念性相位不平衡调节电路500。从顶部到底部，图5图示了I辅助混频器502、I混频器506、Q混频器508和Q辅助混频器504。两个辅助混频器502、504被用来将部分Q输出(例如，Q辅助混频器所输出的信号的增益的分数)与I输出进行合成(例如，电流合成)，并且将部分I输出与Q输出进行合成。在这个示例中，I辅助混频器502的输出的1/16与Q混频器508的输出进行合成(例如，经由电流求和)，并且Q辅助混频器504的输出的1/16与I混频器506的输出进行合成。本公开的某些方面可以使用辅助混频器502、504的输出的任何适合部分并且不限制于分数1/16。通过以这种方式将I与Q混频器输出进行合成，如图4D的矢量图430中所示出的，可以实现双工相位不平衡调节。利用双工相位不平衡调节，IP/IM和QP/QM差分信号配对这两者的相位从实线431、432分别被调节到虚线433、434。
图6A是根据本公开的一方面的使用差分信号的图5的相位不平衡调节电路500的示例实施方式的示意图。正常I混频器和Q混频器606、608由加粗的混频级来图示，而辅助I混频器和Q混频器602、604由细的堆叠的混频级来表示。正常I混频器和Q混频器606、608以及辅助I混频器和Q混频器602、604可以是单平衡或双平衡混频器。可以利用允许对混频器输出信号进行缩放的任何混频器结构来实施正常I混频器和Q混频器606、608以及辅助I混频器和Q混频器602、604，诸如本文所描述的混频器以及在Cicalini的2008年1月7日提交并且名称为“Quadrature Radio Frequency Mixer with Low Noise and Low ConversionLoss”的美国专利No.8,072,255中所描述的混频器，该美国专利通过引用以它的整体并入本文。此外，正常I混频器和Q混频器606、608以及辅助I混频器和Q混频器602、604可以接收具有任何适合占空比的LO信号，诸如提供可接受噪声和变频增益的占空比。例如，可以利用标称25％、标称略微大于25％、或者标称50％占空比的I和Q LO信号来实施这些混频器。
“X”框表示极性和/或增益控制电路610，从而辅助I混频器和Q混频器602、604的差分输出可以被振幅调节和/或被相位反转(通过有效地交换这两个差分信号线路)。极性和/或增益控制电路610的分解视图图示了用于实施极性和/或增益控制的示例设备(例如，开关，这些开关可以与可变电阻进行组合，或者这些开关可以与操作在三极管区中的晶体管612进行组合或利用操作在三极管区中的晶体管612来实施)和连接。下文描述极性和/或增益控制电路610的更为详细的示例。
输入RF信号(RFin)可以由低噪声放大器(LNA)622进行放大、缓冲或衰减。LNA 622可以是被配置为接收输入电压并且生成输出电流的跨导放大器。LNA 622可以输出单端信号或差分信号。如果LNA 622的输出是如图6A所描绘的差分信号，则正常I混频器和Q混频器606、608以及辅助I混频器和Q混频器602、604可以最可能是双平衡混频器。然而，如果LNA622的输出是单端信号，则正常和辅助I混频器和Q混频器可以最可能是单平衡混频器。
来自LNA 622的输出信号可以由正常I混频器606与同相LO(LO_I)进行混频以产生输出同相信号(I_out)，I_out具有在对正常I混频器606的两个信号输入的和频和差频处的频率分量。类似地，来自LNA 622的输出信号也可以由正常Q混频器608与正交LO(LO_Q，其与LO_I异相90°)进行混频以产生输出正交信号(Q_out)，Q_out具有在对正常Q混频器608的两个信号输入的和频和差频处的频率分量。此外，辅助I混频器602可以将来自LNA 622的输出信号与LO_I进行混频，并且该输出混频信号与正常Q混频器608的输出进行合成以形成Q_out。针对某些方面，极性和/或增益控制电路610可以被用来在与正常Q混频器608的输出进行合成之前将来自辅助I混频器602的输出信号进行反转和/或衰减。相似地，辅助Q混频器604可以将来自LNA 622的输出信号与LO_Q进行混频，并且这一输出混频信号与正常I混频器606的输出进行合成以形成I_out。针对某些方面，极性和/或增益控制电路610可以被用来在与正常I混频器606的输出进行合成之前将来自辅助Q混频器604的输出信号进行反转和/或衰减。以这种方式，辅助混频器602、604可以被用来完成如图4D中所图示的双工相位不平衡调节。针对某些方面，来自正常混频器和辅助混频器的信号的合成可以发生在求和节点614处以用于对相应信号进行电流求和。
针对某些方面，如图6B中所图示的，图6A中所示出的辅助混频器602、604可以包括固定辅助混频器和可变辅助混频器。固定辅助I混频器和Q混频器602a、604a可以分别向正常Q混频器和I混频器608、606所生成的Q基带信号和I基带信号(例如，Q_out和I_out)添加恒定相移。相对照地，可变辅助I混频器和Q混频器602b、604b是可调节的，从而RSB可以通过改变可变混频器中的晶体管的栅极电压而被校正(或至少被减小)。固定辅助混频器602a、604a具有将整个I_main和Q_main轴线的相位旋转相同量的效果。这在图6B中的简化双矢量图650中被图示。IB_fix_aux的相移等于Q_fix_aux的相移并且将整个星座(这里是Q_main矢量和I_main矢量)逆时针旋转。应当理解，IB_fix_aux和Q_fix_aux的相移的幅度和角方向不被图6B所限制。与固定分量(IB_fix_aux和Q_fix_aux)相对照，可变分量(IB_var_aux和Q_var_aux)可以独立被控制并且可以将I_main矢量和Q_main矢量旋转不同的量以校正(或至少减小)相位不平衡。图6B中的简化相量示例描绘了添加到IB_fix_aux和Q_fix_aux的IB_var_aux和Q_var_aux，这与图6B的对应电路中的混频器输出连接相一致。然而，IB_var_aux和Q_var_aux可以在任一角方向上被调节，外加对可变辅助I混频器和Q混频器602b、604b的极性控制。应当理解，来自IB_var_aux和Q_var_aux的调节幅度不被图6B所限制，并且可以被设置为在没有调节电路的情况下校正I_main信号路径和Q_main信号路径中的偏移。图4D是利用图6B的电路的可能校正的更为完整的示例矢量表示。
图7是在概念上图示了根据本公开的一方面的使用辅助混频器的相位不平衡调节并且呈现相关联信号方程的框图。RF信号702可以作为输入被提供给I混频器606并且提供给Q混频器608。在辅助分支中，信号的振幅(α/2)可以是正常混频器的输出的分数。换句话说，辅助混频器602、604(或者更具体地，在辅助混频器中实施的或者与辅助混频器连接的增益控制电路704、706)可以输出部分信号以与来自另一混频器的输出进行合成。例如，如所图示的，来自Q混频器608的输出708可以与来自辅助I混频器602的部分输出710进行合成(例如，求和)，并且来自I混频器606的输出712可以与来自辅助Q混频器604的部分输出714进行合成。这些信号合成716、718可以分别在Q基带(BB)电路和I基带(BB)电路720、722(例如，BB滤波器)中被处理，由此导致具有如图7中所示出的相关联方程的经相位校正的同相输出(PCIO)信号和经相位校正的正交输出(PCQO)信号。
图8图示了根据本公开的一方面的与图6A中的实施方式相对应的双工I/Q相位不平衡调节的示例。根据图8中所示出的方程，PCIO表示经相位校正的I输出，并且PCQO表示经相位校正的Q输出。这一双工相位不平衡调节可能招致最小的振幅变化或者没有振幅变化。如果Δ(混频器和LO的I和Q相位不平衡和涉及基带输入的相位不平衡的组合)是足够小的值，则cos(Δ/2)的值可以为1。如所图示的，可能存在由于α＝2tan(Δ/2)所致的振幅下降。
图9是根据本公开的一方面的具有使用辅助混频器602、604的相位不平衡调节电路的示例RF前端(RFFE)900的示意图。低噪声跨导放大器622可以在主要混频器和辅助混频器之前并且可以被用来放大RF输入。主要混频器和辅助混频器可以是单平衡混频器或双平衡混频器。混频器输出可以被提供给I-Q合成电路902，其中X框表示如上文所描述的极性和/或增益控制电路610。一个或多个控制线路903可以与极性和/或增益控制电路610相连接以控制其中的组件(例如，调节晶体管612的导通电阻，修改可变电阻器(例如，变阻器)的电阻，或者控制开关的操作)。可选地，电流模式滤波器904、906(例如，基带滤波器)可以被用来对混频器602、604、606、608以及I-Q合成电路902所输出的基带信号进行滤波。可以利用电阻器、电容器和电感器的任何适合组合来实施电流模式滤波器904、906以用于基带(低通)滤波。经混频(以及可选地经滤波)的信号可以被提供给跨阻抗放大器908、910，以将电流模式基带转换为电压模式基带I信号和Q信号以便进行另外的基带处理。
通过正交混频器输出的部分合成进行的相位调节
图10是根据本公开的一方面的具有使用正交混频器输出信号的部分合成的相位不平衡调节电路(例如，没有上文所描述的辅助混频器602、604)的示例RFFE 1000的示意图。主要混频器和辅助混频器的功能可以在图10中有效地被组合，从而正常I混频器和Q混频器606、608接收RF输入，RF输入可以被可选的低噪声跨导放大器622放大。虽然来自放大器622的单端输出信号如图10中所示出的与单平衡混频器相连接，但是放大器622的输出可以替代地是差分信号，在该情况下可以使用双平衡混频器。混频器输出可以被提供给如所示出地被连接的I-Q合成电路1002，其中X框表示如上文所描述的极性和/或增益控制电路610。针对某些方面，极性和/或增益控制电路610中的一个或另一个可以被包括(即，X框之一是可选的)。可以使用可选的电流模式滤波器904、906而被滤波的合成基带输出可以被提供给跨阻抗放大器908、910，以将电流模式信号转换为电压模式信号(例如，基带I信号和Q信号)以便进行另外的处理。
针对某些方面，可以利用四个晶体管来实施极性和/或增益控制电路610，这些晶体管的每个漏极和源极连接在LOIP、LOIM、LOQP和LOQM的四种组合中的不同的一个组合之间。每个混频器信号线路与晶体管的漏极或源极之间可以存在电阻器，总共八个串联电阻器。
图11是在概念上图示了根据本公开的一方面的不使用辅助混频器的相位不平衡调节并且呈现相关联信号方程的框图。RF信号可以作为输入被提供给I混频器606并且被提供给Q混频器608。一个混频器的输出信号的振幅的分数(α/2)可以与来自另一混频器的输出信号进行合成。例如，如所图示的，来自Q混频器608的输出1102可以与来自I混频器606的部分输出1104进行合成(例如，求和)，并且来自I混频器606的输出1106可以与来自Q混频器608的部分输出1108进行合成。这些信号合成导致具有如图11中所示出的相关联方程的PCIO信号和PCQO信号。
图12A和图12B是根据本公开的各方面的使用正交混频器输出信号的部分合成的相位不平衡调节电路的示例实施方式的示意图。在图12A中，示出了双平衡混频器，并且本地振荡器信号LO_I和LO_Q与极性和/或增益控制电路610中的晶体管1202的栅极相连接，以使得该部分合成的时序被同步。针对某些方面，LO_I+和LO_I-可以从图12A中所示出的在极性和/或增益控制电路610中被互换。相似地，LO_Q+和LO_Q-也可以在另一极性和/或增益控制电路610中被互换。
针对某些方面，将LO_I+与LO_I-(和/或LO_Q+与LO_Q-)互换可以通过在晶体管1202的栅极与各种差分正交LO信号之间放置多工器(即，复用器)来实现。通过采用复用器，+/-LO连接可以被交换。
针对某些方面，耦合的量(即，部分合成)可以通过激活更多或更少的晶体管1202来控制。如果被激活的晶体管1202的数目更大，则耦合的量增加，并且反之亦然。每个晶体管1202的激活可以通过接通或关断LO驱动路径中的缓冲器来实现。如果缓冲器接通，则晶体管1202可以被激活，而如果缓冲器关断，则晶体管可以被去激活。
图12A中的电路还包括电流缓冲器双二阶(CBBQ)1204，它们可以是具有低阻抗输入并且提供2阶基带传送功能的基带滤波器。针对某些方面，如图9和图10所图示的，CBBQ1204之前可以有可选的电流模式滤波，或者可以被具有可选电流模式滤波的跨阻抗放大器所替代。
图12B是具有单平衡混频器的示例实施方式的示意图。在这种实施方式中，LNA622的输出可以是单端的，并且AC耦合电容器1206被用来将LNA 622的单端输出耦合至正常I混频器和Q混频器606、608。然而，针对其他方面，可以替代地使用单个共用电容器，因为LNA_I+信号和LNA_Q+信号具有相同的振幅和相位。在混频器输出处，I可以通过由ItoQ/IBtoQB控制信号所控制的合成路径耦合至Q(并且IB可以耦合至QB)。替换地，I可以通过由ItoQB/IbtoQ控制信号所控制的合成路径耦合至QB(并且IB可以耦合至Q)。如果耦合路径被实施为电阻器和晶体管的多个并联集合，则耦合的强度可以通过对通过控制信号所启用的晶体管的数目进行控制而被修改。进一步地，对I混频器输出和Q混频器输出的增益控制可以由ItoIB耦合路径(其由ItoIB控制信号所控制)并且由QtoQB耦合路径(其由QtoQB控制信号所控制)来提供。正如图12A那样，如图9和图10中所图示的，CBBQ 1204之前可选地可以有可选的电流模式滤波，或者可以被电流模式滤波和跨阻抗放大器(TIA)的任何组合所替代。
图13图示了可以由使用正交混频器输出信号的部分合成的相位不平衡调节电路(诸如图10中的RFFE 1000或其实施方式中)所执行的可能I-Q校正的示例。如所示出的，IP/IM与QP/QM之间的角度1302可以增大或减小，其中I和Q一起被调节。与诸如图9中的RFFE900或其实施方式中的使用辅助混频器的相位不平衡调节电路相对照，I和Q在这种实施方式中可以不是独立地被控制。图13中的校正可以通过以下方程被概括：
I′＝I+αQ
以及
Q′＝Q+αI
其中α例如在-10％与10％(包含本数)之间。然而，如果利用如关于图12A所描述的时间同步来实施正交混频器输出信号的部分合成，则有可能像使用辅助混频器的相位不平衡调节的情况那样实施对从Q到I以及从I到Q的耦合的独立控制。
示例混频器实施方式
图14图示了根据本公开的各方面的可以被用作相位不平衡调节电路中的混频器以作为主要混频器或辅助混频器的示例双平衡混频器1400。混频器1400的晶体管1402可以将差分RF信号(RF InP和RF InM)与差分LO信号(诸如由LOIP和LOIM组成的差分I LO信号)进行混频。该混频产生差分(基带)输出信号(BBIP和BBIM)，其具有在差分RF和IO信号的和频与差频处的频率分量。
辅助混频器晶体管的通道宽度长度比(W/L)可以小于主要混频器晶体管的W/L。例如，辅助混频器晶体管的W/L能够比主要混频器晶体管的W/L小10倍与100倍之间(例如，针对辅助混频器晶体管的0.3至3的W/L对比针对主要混频器晶体管的30)。辅助混频器可以被设计为任何适合的大小以提供所期望的相位不平衡校正，并且不限制于之前的示例。
图15A-图15F图示了根据本公开的各方面的具有各种示例极性和/或增益控制电路610的示例混频器实施方式。在图15A中，辅助混频器1502向极性控制电路1504(由四个晶体管1505组成)和数字增益控制电路1506提供输入。有效辅助混频器增益(即，通过辅助混频器以及极性和/或增益控制电路的总体增益)例如可以通过(数字地)控制被启用的数目N的并联晶体管1507而被控制。极性和增益控制电路1504、1506的顺序是可互换的。
图15B图示了辅助混频器1502，辅助混频器1502向极性控制电路1054和模拟增益控制电路1510提供输入，模拟增益控制电路1510与图15A的数字增益控制电路1506形成对比。有效辅助混频器增益例如可以通过控制增益控制晶体管1511上的栅极偏置而被控制，该栅极偏置可以控制增益控制晶体管的Rds(on)。极性和增益控制电路1504、1510的顺序是可互换的。针对某些方面，数字增益控制电路1506可以用任一种顺序与模拟增益控制电路1510进行级联。
图15C图示了类似于图15B的示例电路，可变电阻器1521被使用来替代增益控制电路1520中的增益控制晶体管1511。可变电阻例如可以经由控制线路Vcntrl_res模拟地或数字地被控制。
针对某些方面，极性和增益控制可以被合并。例如，图15D图示了类似于图15A的示例电路1530，极性和增益控制被合并到与辅助混频器1502相连接的选择性地被启用的并联晶体管1531的四个群组中。数字控制线路可以被用来选择每个群组中的N个晶体管的各种组合。数字逻辑(例如，逻辑门1535)也可以被用来选择性地控制电路1530的极性和/或增益。
图15E图示了示例电路1540，示例电路1540类似于图15B中所示出的示例电路，但是具有被合并到四个晶体管1541中的极性和增益控制。针对某些方面，传输门1545(例如，反相器和模拟解复用器)可以被用来创建用于控制极性和/或增益的偏置信号。
图15F图示了可以被用来实施图6B的可变辅助混频器602b、604b的示例电路1550。这里的极性通过(使用由PLUS和MINUS信号所控制的开关或晶体管1552)选择性地交换LO信号极性而被控制，并且增益通过使用控制线路Vbias_gain来控制辅助混频器晶体管1402的栅极上的DC偏置1554而被控制。
图16图示了根据本公开的某些方面的用于在校正相位不平衡的工作中进行正交合成和调节的示例操作1600。操作1600可以由相位不平衡调节电路来执行，诸如图6A或图9中所绘制的电路，其可以由处理系统来控制。操作1600可以在框1602处开始于通过将RF信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号。在框1604处，该电路可以将RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号。第二本地振荡信号可以关于第一本地振荡信号大约异相90°。在框1606处，RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第三变频信号。在框1608处，RF信号与第一本地振荡信号相乘以生成第四变频信号。在框1610处，第一和第三变频信号被合成。在框1612处，第二和第四变频信号被合成。
根据某些方面，操作1600可以进一步包括：在框1610处将第一和第三变频信号进行合成之前对第三变频信号进行缩放以具有第一变频信号的分数的振幅，以及在框1612处将第二和第四变频信号进行合成之前对第四变频信号进行缩放以具有第二变频信号的分数的振幅。第三或第四变频信号中的至少一个变频信号的缩放可以是可编程的。针对某些方面，操作1600可以进一步包括：将第三或第四变频信号中的至少一个变频信号的相位进行反转。这一相位反转可以是可编程的。
根据某些方面，在框1610处将第一和第三变频信号进行合成以及在框1612处将第二和第四变频信号进行合成可以包括：在求和节点处对相应信号进行电流求和。
根据某些方面，在框1606和/或框1608处用来生成第三或第四变频信号中的至少一个变频信号的相乘是可编程的。
根据某些方面，第一和第二本地振荡信号以及第一、第二、第三和第四变频信号是差分信号。RF信号可以是差分或单端信号。
根据某些方面，操作1600可以进一步包括：从跨导放大器接收RF信号。
根据某些方面，在第一和第三变频信号的合成时、以及在第二和第四变频信号的合成时，第一和第二本地振荡信号或者第一和第二混频电路中的至少一项之间的相位不平衡已经被校正。
根据某些方面，操作1600可以进一步包括：在第一基带电路中处理第一和第三变频信号的合成，以及在第二基带电路中处理第二和第四变频信号的合成。在这种情况下，在第一和第三变频信号的合成时、以及在第二和第四变频信号的合成时，第一和第二基带电路之间的振幅不平衡和相位不平衡可能已经被校正或者至少被调节。
图17图示了依据本公开的某些方面的用于在校正相位不平衡的工作中进行正交合成和调节的示例操作1700。操作1700可以由相位不平衡调节电路来执行，诸如图10中所描绘的电路，其可以由处理系统来控制。操作1700可以在框1702处开始，其中射频(RF)信号可以与第一本地振荡信号(例如，LO_I信号)相乘以生成第一变频信号(例如，I_out信号)。在框1704处，RF信号可以与第二本地振荡信号(例如，LO_Q信号)相乘以生成第二变频信号(例如，Q_out信号)，其中第二本地振荡信号关于第一本地振荡信号大约异相90°。在框1706处，第一变频信号可以与第二变频信号的一部分进行合成。在框1708处，第二变频信号可以与第一变频信号的一部分进行合成。
根据某些方面，操作1700可以进一步包括以下至少一项：(1)在框1706处将第一变频信号与第二变频信号的一部分进行合成之前，对第二变频信号的该部分进行缩放以具有第一变频信号的分数的振幅；或者(2)在框1708处将第二变频信号与第一变频信号的一部分进行合成之前，对第一变频信号的该部分进行缩放以具有第二变频信号的分数的振幅。针对某些方面，对第一或第二变频信号的该部分中的至少一个进行缩放是可编程的。操作1700还可以包括：将第一或第二变频信号的该部分中的至少一个的相位进行反转。这一相位反转可以是可编程的。针对某些方面，对第一或第二变频信号的该部分中的至少一个进行缩放通过第一或第二本地振荡信号中的至少一个选择性地被启用(例如，如图12A中所示出的)。
根据某些方面，在框1706处将第一变频信号与第二变频信号的一部分进行合成以及在框1708处将第二变频信号与第一变频信号的一部分进行合成可以包括：在求和节点处对相应信号进行电流求和。
根据某些方面，在框1702和/或框1704处用来生成第一或第二变频信号中的至少一个的相乘是可编程的。
根据某些方面，第一和第二本地振荡信号以及第一和第二变频信号是差分信号。RF信号可以是差分的或单端的。
根据某些方面，操作1700可以进一步包括：从跨导放大器接收RF信号。
根据某些方面，在第一变频信号与第二变频信号的该部分的合成时、以及在第二变频信号与第一变频信号的该部分的合成时，第一和第二本地振荡信号或者第一和第二混频电路中的至少一项之间的相位不平衡已经被校正或者至少被调节。
根据某些方面，操作1700可以进一步包括：在第一基带电路中处理第一变频信号与第二变频信号的该部分的合成，以及在第二基带电路中处理第二变频信号与第一变频信号的该部分的合成。以这种方式，在第一变频信号与第二变频信号的该部分的合成时、以及在第二变频信号与第一变频信号的该部分的合成时，第一和第二基带电路之间的相位不平衡可能已经被校正或者至少被调节。
结论
本公开的某些方面一般性地涉及RF电路中使用或不使用辅助混频器的正交合成和调节。使用这些技术，RF电路中的混频器I/Q相位不平衡、LO I/Q相位不平衡、和/或BB I/Q相位不平衡可以被校正或者至少被调节。
上文所描述的各种操作或方法可以由能够执行对应功能的任何适合部件(means)来执行。该部件可以包括各种(多个)硬件和/或软件组件和/或模块，包括但并不限于，电路、专用集成电路(ASIC)、或处理器。一般而言，在存在图中所图示的操作的场合，那些操作可以具有带有类似编号的对应的配对的“部件加功能”的组件。
例如，用于发射的部件可以包括发射器(例如，图2中所描绘的用户终端120的收发器前端254，或者图2中所示出的接入点110的收发器前端222)和/或天线(例如，图2中所绘制的用户终端120m的天线252ma至252mu，或者图2中所图示的接入点110的天线224a至224ap)。用于接收的部件可以包括接收器(例如，图2中所描绘的用户终端120的收发器前端254，或者图2中所示出的接入点110的收发器前端222)和/或天线(例如，图2中所绘制的用户终端120m的天线252ma至252mu，或者图2中所图示的接入点110的天线224a至224ap)。用于处理的部件或者用于确定的部件可以包括处理系统，处理系统可以包括一个或多个处理器，诸如图2所图示的用户终端120的RX数据处理器270、TX数据处理器288、和/或控制器280。用于相乘的部件可以包括混频电路，诸如I混频器606、Q混频器608、I辅助混频器602、Q辅助混频器604、混频器1400、或辅助混频器1502。用于合成的部件可以包括电流求和节点，诸如图6A中所图示的求和节点614。
如本文所使用的，术语“确定”涵盖各种各样的动作。例如，“确定”可以包括计算、运算、处理、导出、调查、查找(例如，在表格、数据库或另一种数据结构中进行查找)、查明等。此外，“确定”可以包括接收(例如，接收信息)、访问(例如，访问存储器中的数据)等。此外，“确定”可以包括解析、选择、选取、建立等。
如本文所使用的，指代事项列表中的“至少一个”的短语是指那些事项的任何组合，包括单一成员。作为示例，“a,b或c中的至少一个”意图为覆盖：a、b、c、a-b、a-c、b-c和a-b-c。
关于本公开所描述的各种说明性逻辑块、模块和电路可以利用被设计为执行本文所描述的功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑设备(PLD)、分立门或晶体管逻辑、分立硬件组件、或者它们的任何组合而被实施或执行。通用处理器可以是微处理器，但是在替换方式中，处理器可以是商业可得到的处理器、控制器、微处理器、或状态机。处理器还可以被实施为计算设备的组合，例如DSP和微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心相结合的一个或多个微处理器、或者任何其他这样的配置。
本文所公开的方法包括用于实现所描述方法的一个或多个步骤或动作。不偏离权利要求的范围，这些方法步骤和/或动作可以彼此互换。换句话说，除非规定了步骤或动作的具体顺序，否则不偏离权利要求的范围，具体步骤和/或动作的顺序和/或使用可以被修改。
所描述的功能可以被实施在硬件、软件、固件、或者它们的任何组合中。如果被实施在硬件中，则示例硬件配置可以包括无线节点中的处理系统。处理系统可以利用总线架构来实施。取决于处理系统的具体应用以及整体设计约束，总线可以包括任何数目的互连总线和桥接器。总线可以将各种电路链接在一起，包括处理器、机器可读介质、以及总线接口。总线接口可以被用来将网络适配器(以及其他事物)经由总线连接至处理系统。网络适配器可以被用来实施PHY层的信号处理功能。在用户终端120(参见图1)的情况下，用户接口(例如，小键盘、显示器、鼠标、操纵杆等)也可以连接至总线。总线还可以链接各种其他电路，诸如时序源、外设、电压调整器、电力管理电路等，它们在本领域中是公知的并且因此将不进一步被描述。
处理系统可以被配置为通用处理系统，其具有提供处理器功能的一个或多个微处理器以及提供机器可读介质的至少一部分的外部存储器，它们全部都通过外部总线架构与其他支持电路链接在一起。替换地，处理系统可以利用以下各项来实施：具有处理器的ASIC(专用集成电路)、总线接口、用户接口(在接入终端的情况下)，支持电路、以及集成到单个芯片中的机器可读介质的至少一部分，或者利用一个或多个FPGA(现场可编程门阵列)、PLD(可编程逻辑设备)、控制器、状态机、选通逻辑、分立硬件组件、或者任何其他适合的电路、或者能够执行贯穿本公开所描述的各种功能的电路的任何组合。本领域的技术人员将会认识到，如何针对处理系统最佳地实施所描述的功能取决于特定应用以及施加于整体系统上的整体设计约束。
将理解，权利要求不限制于上文说明的精确配置和组件。不偏离权利要求的范围，可以在上文所描述的方法和装置的布置、操作和细节中进行各种修改、改变和变化。

Claims (36)

1.一种用于变频和正交合成的电路，包括：
第一混频电路，被配置为将射频(RF)信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号；
第二混频电路，被配置为将所述RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号，其中所述第二本地振荡信号关于所述第一本地振荡信号大约异相90°；
第三混频电路，被配置为将所述RF信号与所述第二本地振荡信号相乘以生成第三变频信号；
第四混频电路，被配置为将所述RF信号与所述第一本地振荡信号相乘以生成第四变频信号；
第一合成电路，被配置为将所述第一变频信号与所述第三变频信号进行合成；
第二合成电路，被配置为将所述第二变频信号与所述第四变频信号进行合成；
第一缩放电路，介于所述第三混频电路与所述第一合成电路之间，并且被配置为对所述第三变频信号进行缩放以具有所述第一变频信号的分数的振幅；以及
第二缩放电路，介于所述第四混频电路与所述第二合成电路之间，并且被配置为对所述第四变频信号进行缩放以具有所述第二变频信号的分数的振幅。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一缩放电路或所述第二缩放电路中的至少一个缩放电路的增益是可编程的。
3.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一缩放电路或所述第二缩放电路中的至少一个缩放电路被配置为分别将所述第三变频信号或所述第四变频信号的相位进行反转。
4.根据权利要求3所述的电路，其中所述第一缩放电路或所述第二缩放电路中的所述至少一个缩放电路的相位反转是可编程的。
5.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一合成电路和所述第二合成电路包括用于对相应信号进行电流求和的求和节点。
6.根据权利要求1所述的电路，其中所述第三混频电路和所述第四混频电路中的至少一个混频电路是可编程的。
7.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一本地振荡信号与所述第二本地振荡信号或者所述第一混频电路与所述第二混频电路中的至少一项之间的相位不平衡在所述第一合成电路和所述第二合成电路的输出处已经被校正。
8.根据权利要求1所述的电路，进一步包括：
第一基带电路，用于处理所述第一变频信号与所述第三变频信号的合成；以及
第二基带电路，用于处理所述第二变频信号与所述第四变频信号的合成，其中所述第一基带电路与所述第二基带电路之间的相位不平衡在所述第一合成电路和所述第二合成电路的输出处已经被校正或者至少被调节。
9.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一本地振荡信号或所述第二本地振荡信号中的至少一个本地振荡信号具有百分之二十五的标称占空比。
10.一种用于变频和正交合成的方法，包括：
将射频(RF)信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号；
将所述RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号，其中所述第二本地振荡信号关于所述第一本地振荡信号大约异相90°；
将所述RF信号与所述第二本地振荡信号相乘以生成第三变频信号；
将所述RF信号与所述第一本地振荡信号相乘以生成第四变频信号；
将所述第一变频信号与所述第三变频信号进行合成；
将所述第二变频信号与所述第四变频信号进行合成；
在将所述第一变频信号与所述第三变频信号进行合成之前，对所述第三变频信号进行缩放以具有所述第一变频信号的分数的振幅；以及
在将所述第二变频信号与所述第四变频信号进行合成之前，对所述第四变频信号进行缩放以具有所述第二变频信号的分数的振幅。
11.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：将所述第三变频信号或所述第四变频信号中的至少一个变频信号的相位进行反转。
12.根据权利要求10所述的方法，其中将所述第一变频信号与所述第三变频信号进行合成以及将所述第二变频信号与所述第四变频信号进行合成包括：在求和节点处对相应信号进行电流求和。
13.根据权利要求10所述的方法，其中在所述第一变频信号与所述第三变频信号的合成时、以及在所述第二变频信号与所述第四变频信号的合成时，所述第一本地振荡信号与所述第二本地振荡信号或者第一混频电路与第二混频电路中的至少一项之间的相位不平衡已经被校正，所述第一混频电路将所述RF信号与所述第一本地振荡信号相乘以生成所述第一变频信号，并且所述第二混频电路将所述RF信号与所述第二本地振荡信号相乘以生成所述第二变频信号。
14.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：
在第一基带电路中处理所述第一变频信号与所述第三变频信号的合成；以及
在第二基带电路中处理所述第二变频信号与所述第四变频信号的合成，其中在所述第一变频信号与所述第三变频信号的所述合成时、以及在所述第二变频信号与所述第四变频信号的所述合成时，所述第一基带电路与所述第二基带电路之间的相位不平衡已经被校正或者至少被调节。
15.根据权利要求10所述的方法，其中所述第一本地振荡信号或所述第二本地振荡信号中的至少一个本地振荡信号具有百分之二十五的标称占空比。
16.一种用于变频和正交合成的电路，包括：
第一混频电路，被配置为将射频(RF)信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号；
第二混频电路，被配置为将所述RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号，其中所述第二本地振荡信号关于所述第一本地振荡信号大约异相90°；
第一合成电路，被配置为将所述第一变频信号与所述第二变频信号的一部分进行合成；
第二合成电路，被配置为将所述第二变频信号与所述第一变频信号的一部分进行合成；以及
以下至少一项：
第一缩放电路，介于所述第二混频电路与所述第一合成电路之间，并且被配置为对所述第二变频信号的所述部分进行缩放以具有所述第一变频信号的分数的振幅；或者
第二缩放电路，介于所述第一混频电路与所述第二合成电路之间，并且被配置为对所述第一变频信号的所述部分进行缩放以具有所述第二变频信号的分数的振幅。
17.根据权利要求16所述的电路，其中所述第一缩放电路或所述第二缩放电路中的至少一个缩放电路的增益是可编程的。
18.根据权利要求16所述的电路，其中所述第一缩放电路或所述第二缩放电路中的至少一个缩放电路被配置为分别将所述第二变频信号或所述第一变频信号的所述部分的相位进行反转，并且其中所述第一缩放电路或所述第二缩放电路中的所述至少一个缩放电路的相位反转是可编程的。
19.根据权利要求16所述的电路，其中所述第一缩放电路或所述第二缩放电路中的所述至少一个缩放电路通过所述第一本地振荡信号或所述第二本地振荡信号中的至少一个本地振荡信号而选择性地被启用。
20.根据权利要求16所述的电路，其中所述第一合成电路和所述第二合成电路包括用于对相应信号进行电流求和的求和节点。
21.根据权利要求16所述的电路，其中所述第一本地振荡信号与所述第二本地振荡信号或者所述第一混频电路与所述第二混频电路中的至少一项之间的相位不平衡在所述第一合成电路和所述第二合成电路的输出处已经被校正或者至少被调节。
22.根据权利要求16所述的电路，进一步包括：
第一基带电路，被配置为处理所述第一变频信号与所述第二变频信号的所述部分的合成；以及
第二基带电路，被配置为处理所述第二变频信号与所述第一变频信号的所述部分的合成，其中在所述第一变频信号与所述第二变频信号的所述部分的所述合成时、以及在所述第二变频信号与所述第一变频信号的所述部分的合成时，所述第一基带电路与所述第二基带电路之间的相位不平衡已经被校正或者至少被调节。
23.根据权利要求16所述的电路，其中所述第一本地振荡信号或所述第二本地振荡信号中的至少一个本地振荡信号具有百分之二十五的标称占空比。
24.一种用于变频和正交合成的方法，包括：
将射频(RF)信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号；
将所述RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号，其中所述第二本地振荡信号关于所述第一本地振荡信号大约异相90°；
将所述第一变频信号与所述第二变频信号的一部分进行合成；
将所述第二变频信号与所述第一变频信号的一部分进行合成；以及
以下至少一项：
在将所述第一变频信号与所述第二变频信号的所述部分进行合成之前，对所述第二变频信号的所述部分进行缩放以具有所述第一变频信号的分数的振幅；或者
在将所述第二变频信号与所述第一变频信号的所述部分进行合成之前，对所述第一变频信号的所述部分进行缩放以具有所述第二变频信号的分数的振幅。
25.根据权利要求24所述的方法，进一步包括：将所述第一变频信号的所述部分或所述第二变频信号的所述部分中的至少一个所述部分的相位进行反转。
26.根据权利要求24所述的方法，其中对所述第一变频信号的所述部分或所述第二变频信号的所述部分中的至少一个所述部分进行缩放通过所述第一本地振荡信号或所述第二本地振荡信号中的至少一个本地振荡信号而选择性地被启用。
27.根据权利要求24所述的方法，其中将所述第一变频信号与所述第二变频信号的所述部分进行合成以及将所述第二变频信号与所述第一变频信号的所述部分进行合成包括：在求和节点处对相应信号进行电流求和。
28.根据权利要求24所述的方法，其中在所述第一变频信号与所述第二变频信号的所述部分的合成时、以及在所述第二变频信号与所述第一变频信号的所述部分的合成时，所述第一本地振荡信号与所述第二本地振荡信号或者第一混频电路与第二混频电路中的至少一项之间的相位不平衡已经被校正或者至少被调节，所述第一混频电路将所述RF信号与所述第一本地振荡信号相乘以生成所述第一变频信号，并且所述第二混频电路将所述RF信号与所述第二本地振荡信号相乘以生成所述第二变频信号。
29.根据权利要求24所述的方法，进一步包括：
在第一基带电路中处理所述第一变频信号与所述第二变频信号的所述部分的合成；以及
在第二基带电路中处理所述第二变频信号与所述第一变频信号的所述部分的合成，其中在所述第一变频信号与所述第二变频信号的所述部分的所述合成时、以及在所述第二变频信号与所述第一变频信号的所述部分的所述合成时，所述第一基带电路和所述第二基带电路之间的相位不平衡已经被校正或者至少被调节。
30.根据权利要求24所述的方法，其中所述第一本地振荡信号或所述第二本地振荡信号中的至少一个本地振荡信号具有百分之二十五的标称占空比。
31.一种用于变频和正交合成的电路，包括：
第一混频电路，被配置为将射频(RF)信号与第一本地振荡信号相乘以生成第一变频信号；
第二混频电路，被配置为将所述RF信号与第二本地振荡信号相乘以生成第二变频信号，其中所述第二本地振荡信号关于所述第一本地振荡信号大约异相90°；
第三混频电路，被配置为：
将所述RF信号与所述第二本地振荡信号相乘以生成第三变频信号；以及
对所述第三变频信号的振幅进行缩放；
第四混频电路，被配置为：
将所述RF信号与所述第一本地振荡信号相乘以生成第四变频信号；以及
对所述第四变频信号的振幅进行缩放；
第一合成电路，被配置为将所述第一变频信号与来自所述第三混频电路的经缩放的所述第三变频信号进行合成，由此调节所述第一变频信号的相位；以及
第二合成电路，被配置为将所述第二变频信号与来自所述第四混频电路的经缩放的所述第四变频信号进行合成，由此调节所述第二变频信号的相位。
32.根据权利要求31所述的电路，其中所述第三混频电路被配置为将所述第三变频信号的振幅缩放为所述第一变频信号的分数振幅，并且其中所述第四混频电路被配置为将所述第四变频信号的振幅缩放为所述第二变频信号的分数振幅。
33.根据权利要求31所述的电路，其中所述第三混频电路或所述第四混频电路中的至少一个混频电路的增益是可编程的。
34.根据权利要求31所述的电路，其中所述第三混频电路或所述第四混频电路中的至少一个混频电路被配置为分别将所述第三变频信号或所述第四变频信号的相位进行反转。
35.根据权利要求34所述的电路，其中所述第三混频电路或所述第四混频电路中的所述至少一个混频电路的相位反转是可编程的。
36.根据权利要求31所述的电路，其中所述第一本地振荡信号或所述第二本地振荡信号中的至少一个本地振荡信号具有百分之二十五的标称占空比。
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