CN106605366B - 高准确度毫米波/射频宽带同相和正交生成 - Google Patents

高准确度毫米波/射频宽带同相和正交生成 Download PDF

Info

Publication number
CN106605366B
CN106605366B CN201580045282.XA CN201580045282A CN106605366B CN 106605366 B CN106605366 B CN 106605366B CN 201580045282 A CN201580045282 A CN 201580045282A CN 106605366 B CN106605366 B CN 106605366B
Authority
CN
China
Prior art keywords
transistor
feedback
oscillator signal
circuit according
level
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201580045282.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN106605366A (zh
Inventor
M·塔奇万德
T·张
M·M·加拉玛尼
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Qualcomm Inc
Original Assignee
Qualcomm Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Qualcomm Inc filed Critical Qualcomm Inc
Publication of CN106605366A publication Critical patent/CN106605366A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106605366B publication Critical patent/CN106605366B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
    • H03H11/1204—Distributed RC filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0153—Electrical filters; Controlling thereof
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/16—Networks for phase shifting
    • H03H11/22—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/18—Networks for phase shifting
    • H03H7/21—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/0248—Filters characterised by a particular frequency response or filtering method
    • H03H17/0264—Filter sets with mutual related characteristics
    • H03H17/0273—Polyphase filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2218/00—Indexing scheme relating to details of digital filters
    • H03H2218/04—In-phase and quadrature [I/Q] signals

Landscapes

  • Transceivers (AREA)
  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

本公开的某些方面提供了用于生成高准确度毫米波或射频(RF)宽带同相(I)振荡信号和正交(Q)振荡信号的电路，该I振荡信号和Q振荡信号在减少的成本、面积和功率消耗的情况下、在工艺、电压和温度(PVT)变化上具有可接受的幅度和相位失配。在一个示例装置中，提供了一种具有第一级(602)和第二级(604)的多相滤波器。每个级包括电阻元件(503)和电容元件(505)。本公开的某些方面提供了在一个或多个级的电阻或电容值之间的有意的电阻和/或电容值失配，使得得到的I和Q信号之间的相位失配可以被减少而不降级幅度失配。本公开的某些方面提供了将至少一个级中的电阻元件替代为操作在三极管区中的晶体管(508)，其中导通电阻由反馈网络(506)控制。

Description

高准确度毫米波/射频宽带同相和正交生成
相关申请的交叉引用
本申请要求于2014年8月28日提交的美国专利申请No.14/471,608的权益，该申请通过引用而全文结合于此。
技术领域
本公开的某些方面总体涉及射频(RF)电路，并且更具体地，涉及使用多相滤波器(PPF)的同相(I)信号和正交(Q)信号生成。
背景技术
无线通信网络广泛地被采用来提供各种通信服务，诸如电话、视频、数据、消息传送、广播等等。这样的网络(通常是多接入网络)通过共享可用网络资源来支持多用户通信。例如，一种网络可以是3G(第三代移动电话标准和技术)系统，其可以经由以下3G无线电接入技术(RAT)中的任何一个来提供网络服务，3G RAT包括EVDO(Evolution-DataOptimized，演进数据优化)、1xRTT(1倍无线电传输技术，或者简称1x)、W-CDMA(宽带码分多址)、UMTS-TDD(通用移动通信系统–时分复用)、HSPA(高速分组接入)、GPRS(通用分组无线电服务)或者EDGE(Enhanced Data Rates For Global Evolution，全球演进增强数据速率)。3G网络是广域蜂窝电话网络，除了语音呼叫之外，该广域蜂窝电话网络已演进到包含高速互联网接入和视频电话。此外，3G网络可能比其他网络系统被建立得更多并且提供更大的覆盖区域。这样的多接入网络还可以包括码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交频分多址(OFDMA)系统、单载波FDMA(SC-FDMA)网络、第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)网络和长期演进高级(LTE-A)网络。
无线通信网络可以包括多个基站，这些基站可以支持多个移动站的通信。移动站(MS)可以经由下行链路和上行链路来与基站(BS)通信。下行链路(或前向链路)指的是从基站到移动站的通信链路，并且上行链路(或反向链路)指的是从移动站到基站的通信链路。基站可以在下行链路上向移动站发射数据和控制信息和/或可以在上行链路上从移动站接收数据和控制信息。
发明内容
本公开的某些方面涉及使用多相滤波器来生成同相和正交信号。
本公开的某些方面提供了一种用于生成同相(I)振荡信号和正交(Q)振荡信号的多相滤波器。该多相滤波器总体包括第一电阻器-电容器(RC)多相滤波器级，其中第一级中的电阻器具有第一标称电阻值，以及与第一级级联的第二RC多相滤波器级。第二级中的电阻器的一部分具有第二标称电阻值，第二标称电阻值比第一标称电阻值大第一偏移，并且第二级中的电阻器的其余部分具有第三标称电阻值，第三标称电阻值比第一标称电阻值小第二偏移。
根据某些方面，第一偏移等于第二偏移。
根据某些方面，第二级中的电阻器的一半电阻器具有第二标称电阻值，并且第二级中的电阻器的另一半电阻器具有第三标称电阻值。
根据某些方面，第一偏移或第二偏移中的至少一个小于或等于第一标称电阻值的2％。对于某些方面，I振荡信号和Q振荡信号在60GHz附近的8GHz带宽中具有小于2.0°的相位失配。对于某些方面，I振荡信号和Q振荡信号在60GHz附近的8GHz带宽中具有小于0.015dB的幅度失配。
根据某些方面，第一级和第二级包括4相RC多相滤波器级。
根据某些方面，第一级在第二级之前(precede)，并且第一级被配置为接收振荡信号。在这种情况中，第二级可以输出I振荡信号和Q振荡信号。
根据某些方面，第二级在第一级之前并且被配置为接收振荡信号，并且第一级输出I振荡信号和Q振荡信号。
本公开的某些方面提供了一种用于生成同相(I)振荡信号和正交(Q)振荡信号的电路。该电路总体包括频率合成器，用于生成振荡信号；以及多相滤波器，被配置为从振荡信号产生I振荡信号和Q振荡信号。多相滤波器总体包括第一级和第二级。第一级具有电阻器-电容器(RC)多相滤波器级拓扑结构并且包括多个电阻器和第一多个电容器。第二级具有RC多相滤波器级拓扑结构、与第一级级联并且包括第二多个电容器，其中第二级中的电阻由多个晶体管提供。
根据某些方面，其中在第二级中不存在电阻器。
根据某些方面，晶体管被操作在晶体管的三极管区中。
根据某些方面，晶体管的栅极由反馈网络控制。对于某些方面，反馈网络总体包括：电流源；反馈晶体管，用于吸收由电流源生成的参考电流；放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中输出端与反馈晶体管的栅极相连；以及电压参考，被配置为提供参考电压并且与放大器的第一输入端相连。放大器驱动反馈放大器，以使得反馈电压等于第一输入端处的参考电压，反馈电压由参考电流与反馈晶体管的导通电阻相乘提供并且由放大器的第二输入端感应到。输出端与反馈晶体管的栅极相连。对于某些方面，电压参考是带隙参考，并且其中电流源是带隙电流源。
根据某些方面，第一级包括4相RC多相滤波器级。
根据某些方面，第二级在第一级之前。
根据某些方面，晶体管包括NMOS晶体管。对于某些方面，晶体管包括PMOS晶体管。
附图说明
因此，参照各方面对以上概述内容的更具体描述可以详细理解上文记载的本公开的特征，在附图中图示了一些方面。然而，要注意，附图仅仅图示了本公开的某些典型方面并且因此不认为是对本公开的限制，具体描述可以允许其他等同效果的方面。
图1是根据本公开的某些方面的示例无线通信网络的图。
图2是根据本公开的某些方面的示例接入点(AP)和示例用户终端的框图。
图3是根据本公开的某些方面的示例收发器前端的框图。
图4是根据本公开的某些方面的具有振荡器和用于生成同相(I)振荡信号和正交(Q)振荡信号的多相滤波器(PPF)的示例发射器(TX)频率合成器的框图。
图5是根据本公开的某些方面的具有由晶体管替代一个级的电阻器的示例多相滤波器和用于驱动晶体管的栅极电压的示例反馈网络的框图。
图6是根据本公开的某些方面的具有失配电阻器值的示例PPF的框图。
图7包括根据本公开的某些方面的幅度和相位失配比对不同电阻器适配值的频率的示例图。
具体实施方式
以下描述本公开的各个方面。应当清楚，本文中的教导可以以非常多的形式来体现并且本文公开的任何具体结构、功能或两者仅仅是代表性的。基于本文中的教导，本领域技术人员应当清楚本文公开的一个方面可以独立于任何其他方面而被实施，并且这些方面中的两个或更多方面可以以多种方式组合起来。例如，可以使用本文中阐述的任何数目的方面来实施一种装置或者实践一种方法。此外，可以使用除了本文中阐述的方面中的一个或方面之外或者不同于这一个或多个方面的其他结构、功能或结构和功能，来实施这样的装置或者实践这样的方法。
本文中使用的词语“示例性”指的是“用作示例、实例或说明”。本文中描述为“示例性”的任何方面不必然被认为是比其他方面更优选或有利。
本文中的技术可以结合各种无线技术来使用，这些无线技术诸如码分多址(CDMA)、正交频分多址(OFDMA)、时分多址(TDMA)、空分多址(SDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)网络、时分同步码分多址(TD-SCDMA)等等。多用户终端可以同时经由(1)针对CDMA的不同正交码信道、(2)针对TDMA的不同时隙或(2)针对OFDM的不同子带来传输/接收数据。CDMA系统可以实施IS-2000、IS-95、IS-856、宽带-CDMA(W-CDMA)或者一些其他标准。OFDM系统可以实现电子电气工程师协会(IEEE)802.11、IEEE802.16、长期演进(LTE)(例如，在TDD和/或FDD模式中)或者一些其他标准。TDMA系统可以实施全球移动通信系统(GSM)或一些其他标准。这些各种标准是本领域已知的。本文描述的技术还可以被实施在使用射频(RF)技术的各种其他适当无线系统中的任何系统里，这些系统包括全球导航卫星系统(GNSS)、蓝牙、IEEE 802.15(无线个人区域网(WPAN))、近场通信(NFC)、小小区、频率调制(FM)等等。
示例无线系统
图1图示了具有接入点和用户终端的无线通信系统100。为了简洁，图1中仅示出一个接入点110。接入点(AP)通常是与用户终端通信的固定站点并且也可以被称为基站(BS)、演进型节点B(eNB)或者某个其他术语。用户终端(UT)可以是固定的或移动的，并且也可以被称为移动站(MS)、接入终端、用户设备(UE)、站点(STA)、客户端、无线设备或者某个其他术语。用户终端可以是无线设备、诸如蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、手持设备、无线调制解调器、膝上型计算机、平板电脑、个人计算机等等。
接入点110可以在下行链路和上行链路上在任何给定时刻与一个或多个用户终端120通信。下行链路(即，前向链路)是从接入点到用户终端的通信链路，并且上行链路(即，反向链路)是从用户终端到接入点的通信链路。用户终端可以与另一个用户终端点对点通信。系统控制器130耦合到接入点并且提供针对接入点的协调和控制。
系统100采用多个发射天线和多个接收天线来用于下行链路和上行链路上的数据传输。接入点110可以配备有数目为Nap个的天线，用于实现针对下行链路传输的发射分集和针对上行链路传输的接收分集。Nu个选定用户终端120的集合可以接收下行链路传输和发射上行链路传输。每个选定用户向接入点发射用户特定数据和/或从接入点接收用户特定数据。一般每个选定用户终端可以配备有一个或多个天线(即，Nut≥1)。Nu个选定用户终端能够具有相同或不同数目的天线。
无线系统100可以是时分双工(TDD)系统或频分双工(FDD)系统。对于TDD系统，下行链路和上行链路共享相同的频带。对于FDD系统，下行链路和上行链路使用不同的频带。系统100还可以利用单个载波或多个载波来用于传输。每个用户终端可以配备有单个天线(例如，为了保持成本降低)或者多个天线(例如，在能够支持额外成本的时候)。
图2示出了无线系统100中的接入点110和两个用户终端120m和120x的框图。接入点110配备有224a至224ap Nap个天线。用户终端120m配备有252ma至252mu Nut,m个天线，并且用户终端120x配备有252xa至252xu Nut,x个天线。接入点110是下行链路的发射主体和上行链路的接收主体。每个用户终端120是上行链路的发射主体和下行链路的接收主体。如本文所使用的，“发射主体”是能够经由频率信道发射数据的单独操作的装置或设备，并且“接收主体”是能够经由频率信道接收数据的单独操作的装置或设备。在下文描述中，下标“dn”表示下行链路，下标“up”表示上行链路，Nup个用户终端被选定用于上行链路上的同时传输，Ndn个用户终端被选定用于下行链路上的同时传输，Nup可以或可以不等于Ndn，并且Nup和Ndn可以是静态值或能够针对每个调度间隔而改变。可以在接入点和用户终端处使用波束控制或者某种其他空间处理技术。
在上行链路上，在被选定用于上行链路传输的每个用户终端120处，TX数据处理器288从数据源286接收业务数据并且从控制器280接收控制数据。TX数据处理器288基于与为该用户终端选定的速率相关联的编码和调制方案来处理(例如编码、交织和调制)该用户终端的业务数据{dup}，并且为Nut,m个天线之一提供数据符号流{sup}。收发器前端(TX/RX)254(也被称为射频前端(RFFE))接收和处理(例如，变换到模拟、放大、滤波和上变频)相应的符号流以生成上行链路信号。收发器前端254还可以经由例如RF开关将上行链路信号路由到Nut,m个天线之一以用于发射分集。控制器280可以控制收发器前端254内的路由。存储器282可以存储用户终端120的数据和程序代码，并且可以与控制器280对接。
数目为Nup个的用户终端可以被调度用于上行链路上的同时传输。这些用户终端中的每一个在上行链路上向接入点发射他的经处理的符号流集合。
在接入点110处，224a至224ap Nap个天线从所有Nup个用户终端接收在上行链路上发射的上行链路信号。为了接收分集，收发器前端222可以选择从天线224之一接收到的信号以供处理。对于本公开的某些方面，从多个天线224接收到的信号的组合可以被组合起来以供增强的接收分集。接入点的收发器前端222还执行与用户终端的收发器前端254所执行的处理互补的处理，并且提供经恢复的上行链路数据符号流。经恢复的上行链路数据符号流是由用户终端传输的数据符号流{sup}的估计。RX数据处理器242根据用于经恢复的上行链路数据符号流的速率来处理(例如，解调、去交织和解码)该上行链路数据符号流，以获得解码数据。每个用户终端的解码数据可以被提供给数据宿(data sink)以供存储或者被提供给控制器230以供进一步处理。
在下行链路上，在接入点110处，TX数据处理器210从数据源208接收针对被调度用于下行链路传输的Ndn个用户终端的业务数据，从控制器230接收控制数据，并且可能从调度器234接收其他数据。各种类型的数据可以在不同传输信道上被发送，TX数据处理器210基于为每个用户终端选定的速率来处理针对该用户终端的业务数据。TX数据处理器210可以为Ndn个用户终端中的一个或多个用户终端提供下行链路数据符号流以供从Nap个天线之一发射。收发器前端222接收和处理(例如，变换到模拟、放大、滤波和上变频)该符号流以生成下行链路信号。收发器前端222还可以经由例如RF开关将下行链路信号路由到Nap个天线224中的一个或多个天线以供发射分集。控制器230可以控制收发器前端222内的路由。存储器232可以存储接入点110的数据和程序代码，并且可以与控制器230对接。
在每个用户终端120处，Nut,m个天线252从接入点110接收下行链路信号。为了用户终端120处的接收分集，收发器前端254可以选择从天线252之一接收到的信号以供处理。对于本公开的某些方面，从多个天线252接收到的信号的组合可以被组合起来以供增强的接收分集。用户终端的收发器前端254还执行与接入点的收发器前端222所执行的处理互补的处理，并且提供经恢复的下行链路数据符号流。RX数据处理器270处理(例如，解调、去交织和解码)经恢复的下行链路数据符号流，以获得该用户终端的解码数据。
本领域技术人员将认识到，本文中描述的技术可以一般性地被应用在利用任何类型的多址方案的系统中，这些多址方案诸如TDMA、SDMA、正交频分多址(OFDMA)、CDMA、SC-FDMA、TD-SCDMA以及前述的组合。
图3是根据本公开的某些方面的示例收发器前端300的框图，收发器前端300诸如图2中的收发器前端222、254。收发器前端300包括用于经由一个或多个天线发射信号的发射(TX)路径302(也被称为发射链)和用于经由这些天线接收信号的接收(RX)路径304(也被称为接收链)。当TX路径302和RX路径304共享天线302时，这些路径可以经由接口306与该天线相连，接口306可以包括各种适当RF设备中的任何一种，诸如双工器(duplexer)、开关、双信器(diplexer)等等。
从数模转换器(DAC)308接收同相(I)或正交(Q)基带模拟信号，TX路径302可以包括基带滤波器(BBF)310、混频器312、驱动放大器(DA)314和功率放大器316。BBF 310、混频器312和DA 314可以被包括在射频集成电路(RFIC)中，而PA 316通常在RFIC外部。BBF 310对从DAC 308接收到的基带信号进行滤波，并且混频器312将经滤波的基带信号与发射振荡器(LO)信号混频，以将当前的基带信号转换到不同的频率(例如，从基带上变频到RF)。这个频率转换过程产生LO频率和当前信号的频率的加和频率以及差异频率，这是已知的外差法(heterodyning)。加和频率以及差异频率称为拍频(beat frequency)。拍频通常处于RF范围，因此由混频器312输出的信号通常是RF信号，在由天线303传输之前，RF信号由DA 314和PA 316放大。
RX路径304包括低噪声放大器(LNA)322、混频器324和基带滤波器(BBF)326。LNA322、混频器324和BBF 326可以被包括在射频集成电路(RFIC)中，该RFIC与包括TX路径组件的RFIC可以相同或可以不相同。经由天线303接收到的RF信号可以由LNA322放大，并且混频器324将经放大的RF信号与接收本地振荡器(LO)信号混频，以将当前的RF信号转换到不同的基带频率(即，下变频)。由混频器324输出的基带信号可以由BBF 326滤波，然后由数模转换器(ADC)328转换到数字I或Q信号以供数字信号处理。
尽管期望LO的输出在频率上保持稳定，调谐到不同的频率意味着使用可变频率振荡器，这涉及到稳定性和可调谐性之间的折衷。现代系统采用具有压控振荡器(VCO)的频率合成器，用以生成具有特定调谐范围的稳定、可调谐LO。因此，发射LO通常由TX频率合成器318来产生，其在混频器312内与基带信号混频之前可以被缓冲或由放大器320放大。类似地，接收LO通常由RX频率合成器330来产生，其在混频器324内与RF信号混频之前可以被缓冲或由放大器322放大。
示例多相滤波器
高性能和高数据速率无线系统受益于生成具有期望的噪声性能的准确I/Q本地振荡器(LO)(例如，在TX频率合成器318或RX频率合成器330中)。如本文所使用的，I/Q LO通常指的是具有同相(I)振荡信号和正交(Q)振荡信号的本地振荡器，其中Q信号关于I信号具有大约90°相位偏移。
零中频(IF)收发器在功率和面积方面具有多种益处，并且可以以例如60GHz的LO频率进行操作。然而，在60GHz处生成具有较小幅度和相位失配的准确I/Q LO是相当大的挑战。例如，高性能60GHz收发器可能要求在大致7或8GHz带宽(BW)上小于10百分比的幅度失配和小于5°的相位失配。有鉴于互补金属氧化物半导体(CMOS)规模化以及由于工艺、电压和温度(PVT)导致的变化，难以维持跨指定BW的期望I/Q失配。I/Q失配可能导致(并且还可以被称为)残余侧边带(residual sideband，RSB)。
设计一种维持跨指定BW的预期I/Q失配的频率合成器有若干可用的选择。作为第一选择，频率合成器可以使用IF收发器(与直接转换收发器相反)，IF收发器使得I/Q LO的生成在较低频率处更容易。然而，这个选择消耗不必要的功率和面积(即，IC基板面)。
作为第二选择，频率合成器可以利用除二频率划分电路来在120GHz处操作压控振荡器(VCO)以生成在60GHz处的I/Q LO。这个选择也消耗不必要的功率并且不能获得可接受的相位噪声(PN)。
作为第三选择，频率合成器可以使用正交VCO(QVCO)来生成I/Q LO。QVCO通常具有例如生成I信号的第一VCO和生成Q信号的第二VCO，Q信号与I信号异相90°。QVCO可以给出具有可接受的失配的I/Q LO；然而，它可能难以获得可接受的PN和在60GHz处的调谐范围。
作为第四选择，频率合成器使用VCO结合多相滤波器(PPF)来生成I/Q LO。因此，如图4的概念图所示，TX频率合成器318(或RX频率合成器330)可以包括VCO 402，VCO 402驱动PPF 440输出I LO信号和Q LO信号。多相滤波器支持接收输入信号并且支持在它的输出处生成同等平衡的同相信号和正交(异相90°)信号。无源多相滤波器可以如由图5的PPF 500中所图示那样利用电容器和电阻器来实现，并且无源多相滤波器可以被称为电阻器-电容器(RC)多相滤波器。PPF可以具有一个或多个滤波器级，每个级具有以下的网络，该网络对称地配置了具有标称电阻值R的电容器和具有标称电容值C的电容器。
常规RC PPF能够传递具有与例如三个或更多级的可接受I/Q失配的I/Q LO。然而，级数目的增长可能不利地影响频率合成器的功率消耗并且增加成本和面积。另一方面，常规的两级PPF将具有显著的I/Q失配，因为PPF的R和C值随着PVT变化而大幅改变。
由此，需要用于生成在PVT上具有可接受的I/Q失配的I/Q LO的技术和装置，同时具有降低的成本、面积和功率消耗。
本公开的某些方面提供了一种具有PPF的I/Q LO生成器，该PPF具有在一个或多个级中的可变电阻值。可变电阻值可以由反馈网络控制。例如，PPF 500的第二级电阻器可以由操作在三极管区中的晶体管替代，从而可调节的沟道电阻用作可变电阻器。反馈网络可以驱动栅极电压，该栅极电压控制晶体管的沟道电阻。
图5是VCO 402驱动具有第一级502和第二级504的4相RC PPF501的概念图。每个级包括如图5所示的那样相连的电阻元件(例如，电阻器503)和电容元件(例如，电容器505)。在本公开的某些方面中，PPF 501的一个或多个级(例如，图5中示出的第二级504)的电阻器503可以由晶体管508替代(例如，如所示出的NMOS晶体管)。每个晶体管508的漏极可以与PPF 501的输出节点相连(如图5所示)或者与连接到后续级的输入节点。对于某些方面，漏极和源极可以互换。本领域普通技术人员将理解，可以使用其他晶体管类型，诸如PMOS晶体管，并且图5中的单个晶体管可以表示并联的多个晶体管。
每个晶体管508可以通过栅极电压操作在它的三极管区中，该栅极电压由反馈网络506控制。反馈网络506可以包括放大器512，该放大器512具有第一输入端(例如，负端)、第二输入端(例如，正端)和输出端。放大器512的第一输入端可以与提供参考电压的电压参考(即，带隙电压参考514)相连。反馈网络506还包括反馈晶体管510，该反馈晶体管510被配置为吸收由电流源(例如，带隙电流源516)生成的参考电流。本领域普通技术人员将理解，图5中的单个反馈晶体管可以表示多个级联的晶体管(或者多个并联的晶体管)以便减少功率消耗。带隙电流源516和带隙电压参考514提供与温度、电源电压和负载的变化无关的固定电流和电压参考。由放大器512的第二输入端感应到的反馈电压等于参考电流乘以反馈晶体管510的导通电阻(RDS,on)。因此，根据运算放大器原理，反馈晶体管510的栅极电压和PPF 501的晶体管508由放大器512的输出端驱动，从而由放大器的第二输入端感应到的反馈电压等于第一输入端处的参考电压。
本公开的某些方面提供来了一种RC PPF，其中一个或多个级中的电阻元件与标称电阻值R相比具有有意失配的电阻值R1和R2。例如，图6图示了一个PPF 600，其中第二级604中的电阻元件503可以具有与标称电阻值R相比而言有意失配的电阻值R1和R2。对于其他方面，第一级602中的电阻元件503可以具有有意偏移的电阻值R1和R2，而第二级604中的电阻元件503具有标称电阻值R。通过有意地引入如图6所示的电阻值失配，该系统的相位失配可以被降低，而不会降级相位失配。可以根据以下公式，使用范围从例如-.02到+0.02(即，-2％到+2％)的差量值(Δ)来确定各种电阻值：
R1＝R(1–Δ)
R2＝R(1+Δ)
除了电阻值失配之外或者作为备选，也可以引入有意的电容值失配。电阻和/电容值失配可以被施加到多相滤波器的第一级、第二级或者这两个级。此外，多相滤波器可以包括多于两个的级(例如，为了获得更低的I/Q失配，尽管将增加功率和面积消耗)。
图7包括针对图6的PPF 600的不同Δ值，随着频率(以GHz)变化的幅度失配(以dB为单位)的绘图702以及相位失配(以度为单位)的绘图704。绘图702、704图示了针对范围从-0.02到+0.02的Δ值，跨具有60GHz的中心频率的带宽的幅度失配和相位失配。例如，跨中心在60GHz附近的8GHz带宽的范围从-.02到+.02的Δ值能够提供小于0.015Db的幅度失配和小于2.0°的相位失配。如绘图704所图示的，随着Δ值从-.02增加到+.02，相位失配减少。取决于应用，设计者可能期望Δ值为0，以得到60GHz附近最低的相位失配，或者期望Δ值为+0.01，以得到跨从50到70GHz整个带宽的最低相位失配。
以上描述的各种操作或方法可以由任何支持执行对应功能的适当部件来实现。该部件可以包括各种硬件和/或软件组件和/或模块，包括但不限于电路、专用集成电路(ASIC)或处理器。通常，在附图中图示了存在操作的情况中，这些操作可以具有被类似编号的对应等同功能限定组件。
例如，用于发射的部件可以包括发射器(例如，图2描绘的用户终端120的收发器前端254或者图2示出的接入点110的收发器前端222)和/或天线(例如，图2描绘的用户终端120m的天线252ma至252mu或者图2图示的接入点110的天线224a至224ap)。用于接收的部件可以包括接收器(例如，图2描绘的用户终端120的收发器前端254或者图2示出的接入点110的收发器前端222)和/或天线(例如，图2描绘的用户终端120m的天线252ma至252mu或者图2图示的接入点110的天线224a至224ap)。用于处理的部件或者用于确定的部件可以包括处理系统，该处理系统可以包括一个或多个处理器，诸如图2图示的用户终端120的RX数据处理器270、TX数据处理器288和/或控制器280。
如本文所使用的，术语“确定”涵盖多种动作。例如，“确定”可以包括运算、计算、处理、获得、调查、查找(例如，查找表、数据库或者其他数据结构)、探明等等。而且，“确定”可以包括接收(例如，接收信息)、访问(例如，访问存储器中的数据)等等。而且，“确定”可以包括求解、选择、选取、建立等等。
如本文所使用的，引用列表项中的“至少一个”的词组指的是这些项的任何组合，包括单个成元。作为示例，“a、b或c中的至少一个”意在涵盖：a、b、c、a-b、a-c、b-c和a-b-c。
结合本公开描述的各种示意逻辑框、模块和电路可以利用一下来实施或者执行：被设计用于执行本文中描述的功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件(PLD)、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或者前述的任何组合。通用处理器可以是微处理器，但是在备选方式中，该处理器可以是任何商业可获得的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以被实施为计算设备的组合，例如DSP和微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP核的一个或多个微处理器、或者任何其他这样的配置。
本文公开的方法包括用于实现所描述的方法一个或多个步骤或动作。方法步骤和/或动作可以彼此互换而不偏离权利要求的范围。换而言之，除非制定了具体的步骤顺序，具体步骤和/或动作的顺序和/或使用可以被修改而不偏离权利要求的范围。
所描述的功能可以以硬件、软件、固件或者前述的任何组合来实施。如果被实施为硬件，示例硬件配置可以包括无线节点中的处理系统。该处理系统可以被实施有总线结构。取决于处理系统的具体应用和总体设计约束，总线可以包括任何数目的互连总线和桥接器。总线可以将各种电路链接在一起，这些电路包括处理器、机器可读介质和总线接口。总线接口可以用于经由总线将网络适配器(还有其他部分)连接到处理系统。网络适配器可以用于实现PHY层的信号处理功能。在用户终端120的情况中(参见图1)，用户接口(例如，键盘、显示器、鼠标、操纵杆等)还可以被连接到总线。总线还可以链接各种其他电路，诸如定时源、外设、电压调节器、电源管理电路等等，这些电路是本领域已知的并且因此不再描述。
处理系统可以被配置为通用处理期限，具有一个或多个微处理器提供处理器功能和具有外部存储器提供机器可读介质的至少一部分，所有这些通过外部总线结构与其他支持电路链接在一起。备选地，处理系统可以用以下来实施：具有被集成到单个芯片中的处理器、总线接口、用户接口(在接入终端的情况中)、支持电路以及机器可读介质的至少一部分的ASIC(专用集成电路)，或者一个或多个FPGA(现场可编程门阵列)、PLD(可编程逻辑器件)、控制器、状态机、门控逻辑、离散硬件组件、或者任何其他适当的电路，或者能够执行贯穿本公开所描述的各种功能的电路的任何组合。本领域技术人员将认识如何取决于特定应用和被施加到总体系统的总体设计约束来最好地实施所描述的用于处理系统的功能。
要理解，权利要求不会受限于上文解释说明的精确配置和组件。可以在以上描述的方法和装置的布置、操作和细节上做出各种修改、改变和变形而不偏离权利要求的范围。

Claims (11)

1.一种用于生成同相I振荡信号和正交Q振荡信号的电路，包括：
频率合成器，用于生成振荡信号；以及
多相滤波器，被配置为从所述振荡信号产生所述I振荡信号和所述Q振荡信号，所述多相滤波器包括：
第一级，所述第一级具有电阻器-电容器RC多相滤波器级拓扑结构并且包括多个电阻器和第一多个电容器；以及
第二级，所述第二级具有所述RC多相滤波器级拓扑结构、与所述第一级级联并且包括第二多个电容器，其中所述第二级中的电阻由多个晶体管提供，其中所述多个晶体管的栅极由反馈网络控制，所述反馈网络包括反馈晶体管，所述反馈晶体管的栅极耦合到所述多个晶体管的所述栅极，并且所述反馈晶体管被配置为吸收由电流源生成的参考电流。
2.根据权利要求1所述的电路，其中在所述第二级中不存在电阻器。
3.根据权利要求1所述的电路，其中所述多个晶体管被操作在所述多个晶体管的三极管区中。
4.根据权利要求1所述的电路，其中所述反馈网络包括：
放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中所述输出端与所述反馈晶体管的栅极相连；以及
电压参考，被配置为提供参考电压并且与所述放大器的所述第一输入端相连，其中所述放大器驱动所述反馈晶体管，以使得反馈电压等于所述第一输入端处的所述参考电压，所述反馈电压由所述参考电流与所述反馈晶体管的导通电阻相乘提供并且由所述放大器的所述第二输入端感应到。
5.根据权利要求4所述的电路，其中所述电压参考是带隙电压参考，并且其中所述电流源是带隙电流源。
6.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一级包括4相RC多相滤波器级。
7.根据权利要求1所述的电路，其中所述第二级在所述第一级之前。
8.根据权利要求1所述的电路，其中所述多个晶体管包括NMOS晶体管。
9.根据权利要求1所述的电路，其中所述多个晶体管包括PMOS晶体管。
10.根据权利要求1所述的电路，其中所述第二级中的所述电阻是可编程的。
11.根据权利要求1所述的电路，其中所述第二级中的所述电容器的电容是可编程的。
CN201580045282.XA 2014-08-28 2015-07-28 高准确度毫米波/射频宽带同相和正交生成 Active CN106605366B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/471,608 2014-08-28
US14/471,608 US9685931B2 (en) 2014-08-28 2014-08-28 High accuracy millimeter wave/radio frequency wideband in-phase and quadrature generation
PCT/US2015/042414 WO2016032663A2 (en) 2014-08-28 2015-07-28 High accuracy millimeter wave/radio frequency wideband in-phase and quadrature generation

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106605366A CN106605366A (zh) 2017-04-26
CN106605366B true CN106605366B (zh) 2019-01-08

Family

ID=53777045

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580045282.XA Active CN106605366B (zh) 2014-08-28 2015-07-28 高准确度毫米波/射频宽带同相和正交生成

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9685931B2 (zh)
EP (1) EP3186886B1 (zh)
CN (1) CN106605366B (zh)
WO (1) WO2016032663A2 (zh)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6336217B1 (ja) * 2017-03-02 2018-06-06 三菱電機株式会社 ポリフェーズフィルタ
US10958217B2 (en) * 2017-12-14 2021-03-23 U-Blox Ag Methods, circuits, and apparatus for calibrating an in-phase and quadrature imbalance
EP3557769A1 (en) * 2018-04-18 2019-10-23 Sivers Ima AB A radio frequency transceiver
US10734967B2 (en) * 2018-09-28 2020-08-04 Apple Inc. Capacitor compensated dual of polyphase filter
US11569555B2 (en) 2019-12-06 2023-01-31 Qualcomm Incorporated Phase shifter with active signal phase generation
US11349503B2 (en) * 2020-08-24 2022-05-31 Qualcomm Incorporated Phase shifter with compensation circuit
US20220182040A1 (en) * 2020-12-03 2022-06-09 Mediatek Inc. Filter circuit using polyphase filter with dynamic range enhancement

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009177463A (ja) * 2008-01-24 2009-08-06 Alps Electric Co Ltd ポリフェーズフィルタ
US7756491B2 (en) * 2006-08-04 2010-07-13 Axiom Microdevices, Inc. Phase shifter
US7978785B2 (en) * 2006-08-02 2011-07-12 Edgewater Computer Systems, Inc. Quadrature frequency doubler with adjustable phase offset
CN203423661U (zh) * 2013-07-16 2014-02-05 陕西北斗恒通信息科技有限公司 一种带宽可调的无源多相滤波器电路

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1126250C (zh) * 1997-04-07 2003-10-29 皇家菲利浦电子有限公司 包括多相位滤波器的接收机和滤波设备
US6564045B1 (en) 1999-12-14 2003-05-13 Conexant Systems, Inc. Broadband frequency multiplier
US6636085B2 (en) 2001-04-20 2003-10-21 Nec Electronics Corporation Phase shifter with an RC polyphase filter
US6788100B2 (en) 2003-01-31 2004-09-07 Blueheron Semiconductor Corporation Resistor mirror
US6831506B1 (en) 2003-09-17 2004-12-14 Rf Micro Devices, Inc. Reconfigurable filter architecture
US20050220224A1 (en) * 2004-03-31 2005-10-06 Silicon Laboratories Inc. Polyphase filter with passband compensation and method therefor
TWI309758B (en) 2006-04-13 2009-05-11 Novatek Microelectronics Corp A current source apparatus for reducing interference with noise
US8412141B2 (en) * 2009-10-19 2013-04-02 Qualcomm Incorporated LR polyphase filter
WO2011121979A1 (ja) 2010-03-29 2011-10-06 旭化成エレクトロニクス株式会社 位相調整回路、位相調整方法
US8552782B1 (en) 2010-11-30 2013-10-08 Lockheed Martin Corporation Quadrature phase network
US8760209B2 (en) 2012-09-27 2014-06-24 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for quadrature clock signal generation
US9077307B2 (en) * 2012-12-20 2015-07-07 St-Ericsson Sa Polyphase filter for MM-wave frequencies featuring symmetric layout

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7978785B2 (en) * 2006-08-02 2011-07-12 Edgewater Computer Systems, Inc. Quadrature frequency doubler with adjustable phase offset
US7756491B2 (en) * 2006-08-04 2010-07-13 Axiom Microdevices, Inc. Phase shifter
JP2009177463A (ja) * 2008-01-24 2009-08-06 Alps Electric Co Ltd ポリフェーズフィルタ
CN203423661U (zh) * 2013-07-16 2014-02-05 陕西北斗恒通信息科技有限公司 一种带宽可调的无源多相滤波器电路

Also Published As

Publication number Publication date
EP3186886A2 (en) 2017-07-05
CN106605366A (zh) 2017-04-26
EP3186886B1 (en) 2018-12-12
US20160065179A1 (en) 2016-03-03
US9685931B2 (en) 2017-06-20
WO2016032663A2 (en) 2016-03-03
WO2016032663A3 (en) 2016-04-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106605366B (zh) 高准确度毫米波/射频宽带同相和正交生成
US10608583B2 (en) Phase noise reduction techniques for voltage-controlled oscillators (VCOs)
CN105934884B (zh) 使用标准数字单元的差分bang-bang相位检测器
CN109565291B (zh) 通过基于限幅振荡的校准的双二阶滤波器的中心频率和q调谐
US10033338B2 (en) Switched inductor/transformer for dual-band low-noise amplifier (LNA)
US9543892B1 (en) Overlapping uncoupled inductors for low-cost multi-frequency voltage-controlled oscillators
US20150311989A1 (en) Methods and apparatus for generating two-tone calibration signals for performing linearity calibration
US9438249B1 (en) Resonant circuit temperature compensation
WO2018031144A1 (en) Selective high and low power amplifier switch architecture
US10439739B2 (en) Divided ring for common-mode (CM) and differential-mode (DM) isolation
EP3192181B1 (en) Increased synthesizer performance in carrier aggregation/multiple-input, multiple-output systems
US9520846B2 (en) Current-driven baseband filter with reduced adjacent channel leakage ratio (ACLR)
CN109478870B (zh) 具有在升压电源和电池电源之间进行选择的包络追踪
US10116259B2 (en) Inductor-enclosed voltage-controlled oscillators
US9577576B1 (en) Biased passive mixer
CN109565260A (zh) 放大系统
US20170085220A1 (en) FLICKER NOISE, POWER CONSUMPTION, AND PULLING REDUCTION TECHNIQUES FOR VOLTAGE-CONTROLLED OSCILLATORS (VCOs)
US11063617B1 (en) Bandtilt correction using combined signal and image passive mixers
US11695372B1 (en) Quadrature voltage-controlled oscillator (QVCO) with improved phase noise and quadrature imbalance trade-off
CN109314498A (zh) 具有轨到轨输出摆幅的源极退化的放大级
US10419045B1 (en) Low-noise amplifier (LNA) transformer notch
US10790563B1 (en) Reconfigurable phase-shifting networks

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant