CN105978039A - 微网孤岛下低频率偏移的三相多逆变器并联运行控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种微网孤岛下低频率偏移的三相多逆变器并联运行控制方法，将微电网孤岛下的每台逆变器及其LC滤波器控制为电压控制电流源，每台逆变器输出基波电流的参考频率为额定值，参考相位可以通过基于扰动观察的最大输出电压跟踪方法得到；每台逆变器输出基波电流的参考幅值由基于公共母线的反馈比例控制得到，通过合理设定该比例系数可以实现逆变器输出电流按容量比例分配，并且使微网母线处的电压幅值控制在额定值附近；各逆变器输出谐波电流参考由母线谐波电压反馈控制得到；逆变器的电流跟随控制采用在静止坐标系下的准比例谐振控制。本发明克服了线路参数的差异对逆变器输出电流均分的影响，微网运行过程中电压的频率较稳定，减小了电压频率波动对负荷的影响。

Description

微网孤岛下低频率偏移的三相多逆变器并联运行控制方法

技术领域

本发明涉及三相逆变器控制技术领域，特别是微网孤岛下三相多逆变器并联运行控制领域。

背景技术

微电网存在两种典型的运行模式，正常情况下微网与大电网并网运行，称为并网模式；当检测到大电网故障或电能质量不满足要求时，微网将及时与大电网断开运行于孤岛模式，可以保证重要负荷在大电网故障情况下的持续供电。另外微电网中大多数分布式电源需通过逆变器并入微电网，逆变器的稳定并联运行将极大提高了微电网系统的整体容量和可靠性。因此微网的一个关键控制技术就是微网孤岛下多逆变器并联运行控制。微网孤岛下因为没有大电网的电压钳制，因此各个逆变器之间缺乏共同的相位参考，导致各逆变器输出的电流难以同相。另外由于馈线线路参数的差异，导致逆变器输出电流的幅值不能按照微源额定容量比例分配。现有的微网孤岛多逆变器控制方法主要是基于下垂控制，将逆变器的输出控制为电压源，该方法的不足是环流抑制效果受到馈线线路参数的影响，不能同时保证良好的环流抑制效果与较小的电压和频率波动。因此，研究一种适合微网孤岛下三相多逆变器并联运行控制方法意义重大。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种微网孤岛下低频率偏移的三相多逆变器并联运行控制方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种微网孤岛下低频率偏移的三相多逆变器并联运行控制方法，适用于微网孤岛下的三相多逆变器并联系统，所述微网孤岛下的三相多逆变器并联系统包括：多个三相逆变器系统、负载，所述多个三相逆变器系统均接入所述负载；所述三相逆变器系统包括依次连接的分布式电源、三相逆变桥、LC滤波器；该方法包括以下步骤：

1)在每个采样时刻各采样调理电路对母线电压u_PCC、三相逆变器输出电流i_invx、LC滤波器的输出滤波电容电压u_invx采样，分别得到第m个采样点的三相母线电压向量第x台三相逆变器在第m点三相输出电流向量和三相输出滤波电容电压向量其中，x为三相逆变器序号，x＝1、2…N，N为微网孤岛下三相逆变器总台数，其中分别为的A相、B相、C相电压，其中分别为的A相、B相、C相电流，其中 分别为的A相、B相、C相电压；

2)令分别为各三相逆变器在第K、K+1个基波正弦周期的前半周期参考基波电流相位角，分别为各三相逆变器在第K、K+1个基波正弦周期的后半周期参考基波电流相位角，令三相逆变器在第K+1个基波正弦周期的前、后半周期参考基波电流相位角恒为零，K为基波正弦周期数；

3)在各三相逆变器的A相参考基波电流由正到负过零时，计算各三相逆变器在第K个基波正弦周期滤波电容电压的前半周期有效值在各三相逆变器的A相参考基波电流由负到正过零时，计算各三相逆变器在第K个基波正弦周期滤波电容电压的后半周期有效值

4)在各三相逆变器的A相参考基波电流由正到负过零时，根据步骤3)得到的和第K个周期的进行参考相位角扰动观察，以各三相逆变器输出滤波电容电压值最大为目标，进行基波电流同相控制，确定各三相逆变器在第K+1基波正弦周期的参考相位角根据步骤2)恒为零；

5)在各三相逆变器的A相参考基波电流由负到正过零时，各自计算刚经历的第K个基波正弦周期母线电压有效值U_PCC(K)；

6)计算第x台三相逆变器在第K+1个基波正弦周期的参考基波电流幅值具体计算公式如下：

$I_x^{ref}(K+1)=K_x*(V_{rated}-U_{PCC}(K\left)\right);$

其中，K_x为第x台三相逆变器的比例控制系数，V_rated为母线额定电压幅值；

7)对向量进行滑动傅里叶变换提取母线电压基波分量的向量其中其中分别为的A相、B相、C相电压；

8)向量减去向量得到第m点母线三相谐波电压向量其中，其中分别为的A相、B相、C相电压；

9)计算第x台三相逆变器在第m点的参考谐波电流向量方法如下：

$i_{{\mathrm{hx}}_m}^{ref}=-G_x*u_{{\mathrm{PCCh}}_m};$

其中为其中,分别为的A相、B相、

C相的参考谐波电流，G_x为第x台三相逆变器谐波电压增益系数；

10)根据上述步骤4)中得到的上述步骤6)所得到的参考基波电流幅值计算各三相逆变器在第K+1个基波正弦周期前半周期第m点A、B、C相的参考基波电流计算各三相逆变器在第K+1个基波正弦周期后半周期第m点A、B、C相的参考基波电流结合上述步骤9)所得到的参考谐波电流将参考谐波电流加上参考基波电流，得到第x台三相逆变器在第K+1个基波正弦周期前半周期第m点A、B、C相参考电流第x台三相逆变器在第K+1个基波正弦周期后半周期第m点A、B、C相参考电流

11)对步骤10)的参考电流和步骤1)的三相输出电流进行准比例谐振控制：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{z\left(a,b,c\right)}^{+}=PR*({\[i_{a\_x_m}^{ref+}\left(K+1\right),i_{b\_x_m}^{ref+}\left(K+1\right),i_{c\_x_m}^{ref+}\left(K+1\right)\]}^T-{\[i_{inva\_x_m},i_{invb\_x_m},i_{invc\_x_m}\]}^T)\\ u_{z\left(a,b,c\right)}^{-}=PR*({\[i_{a\_x_m}^{ref-}\left(K+1\right),i_{b\_x_m}^{ref-}\left(K+1\right),i_{c\_x_m}^{ref-}\left(K+1\right)\]}^T-{\[i_{inva\_x_m},i_{invb\_x_m},i_{invc\_x_m}\]}^T)\end{array}\right.;$

其中k_p、k_r、ω_c分别为准比例谐振控制器的比例系数、谐振增益和截止角频率，ω为电网角频率，s为复频率，为第K+1基波正弦周期的前、后半周期准比例谐振控制器的输出，其中，分别为在A相、B相、C相的输出值，其中，分别为在A相、B相、C相的输出值；

12)把作为调制波向量，通过正弦波脉宽调制得到控制信号，该信号经过驱动保护电路送入三相逆变桥，驱动三相逆变桥的开关管导通。

步骤6)中，K_x按照如下设计，使各个三相逆变器输出电流按容量比例分配：S_x为第x台三相逆变器及其分布式电源的额定容量。

步骤9)中，G_x取值范围为0.8～5。

G_x满足下式：

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明将逆变器控制为电压控制电流源，控制方法简单，三相逆变器间的电流均分精度高，均分效果受线路阻抗的影响小，基波电流和谐波电流都能准确地按照逆变器自身容量比例分配，公共母线电压畸变率在线性负载和非线性负载情况下都能维持较小的畸变率，且整个系统的电压频率偏移较小，实现了微网孤岛下多逆变器的稳定运行，可广泛应用到微网孤岛下多逆变器并联运行系统中。

附图说明

图1为本发明一实施例微网孤岛下三相多逆变器并联运行系统结构图；

图2为本发明一实施例逆变控制电路结构图；

图3为本发明一实施例微网孤岛下低频率偏移的三相多逆变器并联运行控制框图；

图4为本发明一实施例基于扰动观察的三相逆变器输出基波电流同相控制图；

图5(a)为逆变器输出电流相位；图5(b)为逆变器输出电流波形；图5(c)为公共母线电压波形。

具体实施方式

图1为本发明实施例微网孤岛下三相多逆变器并联运行系统结构图，包括多个三相逆变器系统、馈线、母线、负载，所述三相逆变器系统包括分布式电源、三相逆变桥、LC滤波器、控制器。u_PCC为母线电压，i_inv1、i_inv2、i_invN为逆变器1、2、N的输出电流，u_inv1、u_inv2、u_invN为逆变器1、2、N的输出滤波电容电压，L₁、L₂、L_N为逆变器1、2、N的滤波电感，C₁、C₂、C_N为逆变器1、2、N的滤波电容，Z_line1、Z_line2、Z_lineN为逆变器1、2、N连接到母线的馈线阻抗，N代表微网中逆变器的总台数。

图2为本发明实施例逆变控制器控制电路结构图，包括DSP控制器、驱动保护电路、人机交互设备、采样调理电路，图中u_invx、i_invx、u_PCC分别为各逆变器输出电压、各逆变器输出电流、母线电压，g₁₄、g₃₆、g₅₂为三相逆变桥的驱动信号。DSPx代表第x台逆变器的数字信号处理器。

图3为本发明一实施例微网孤岛下基于电流控制模式的逆变器控制框图，主要包括电压半波有效值计算、电压基波提取、电压谐波提取、扰动观察基波电流同相控制、基波电流幅值计算、参考谐波电流计算、参考电流计算、电流跟随准比例谐振控制。该方法将三相逆变器控制为可控电流源，主要包括扰动观察基波电流同相控制、参考电流计算与电流跟随控制，步骤如下：

1)在每个采样时刻各采样调理电路对母线电压u_PCC、逆变器输出电流i_invx、输出滤波电容电压u_invx采样，分别得到第m采样点的三相母线电压向量第x台三相逆变器在第m点三相输出电流向量和三相输出滤波电容电压向量其中，x为三相逆变器序号，x＝1、2…N，N为微网孤岛下三相逆变器总台数， m代表采样点数；

2)令分别为各三相逆变器在第K、K+1个基波正弦周期的前半周期参考基波电流相位角，分别为各三相逆变器在第K、K+1个基波正弦周期的后半周期参考基波电流相位角，令三相逆变器1在第K+1个基波正弦周期的前、后半周期参考基波电流相位角恒为零，K为基波正弦周期数；

3)在各三相逆变器的A相参考基波电流由正到负过零时，计算各三相逆变器在第K个基波正弦周期滤波电容电压的前半周期有效值在各三相逆变器的A相参考基波电流由负到正过零时，计算各三相逆变器在第K个基波正弦周期滤波电容电压的后半周期有效值

4)在各三相逆变器的A相参考基波电流由正到负过零时，根据步骤3)得到的和第K周期的进行参考相位角扰动观察，确定各三相逆变器在第K+1基波正弦周期的参考相位角根据步骤2)恒为零，扰动观察规则如下：若且则若且则若且则若且则其中表示相位角扰动步长，取值范围为π/180～π/720；

5)在各三相逆变器的A相参考基波电流由负到正过零时，各自计算刚经历的第K个基波正弦周期母线电压有效值U_PCC(K)；

6)计算第x台三相逆变器在第K+1个基波正弦周期的参考基波电流幅值具体计算公式如下：

$I_x^{ref}(K+1)=K_x*(V_{rated}-U_{PCC}(K\left)\right);$

其中，K_x为第x台三相逆变器的比例控制系数，V_rated为母线额定电压幅值，若S_x为第x台三相逆变器及其分布式电源的额定容量，那么K_x按照如下设计即可使各个逆变器输出电流按容量比例分配：

$\frac{S_1}{K_1}=\frac{S_2}{K_2}=...=\frac{S_N}{K_N};$

K_x设计的原则是当孤岛内负荷最大时，母线电压有效值不要低于额定值的90％，当孤岛内负荷最小时母线电压有效值不要高于额定值的97％；

7)采用滑动傅里叶变换提取母线电压基波分量，具体步骤如下：

$\left\{\begin{array}{c}H=\frac{2}{M}\underset{1}{\overset{M}{\Σ}}{u}_{{\mathrm{PCC}}_m}cos\left(m\mathrm{\Δ}\mathrm{\ω}\right)\\ G=\frac{2}{M}\underset{1}{\overset{M}{\Σ}}{u}_{{\mathrm{PCC}}_m}\sin \left(m\mathrm{\Δ}\mathrm{\ω}\right)\\ \mathrm{\θ}=\arctan H./G\\ U_{PCC}=(H.^2+G.^2).^0.5\end{array}\right.;$

其中数字控制器每个基波正弦周期采样M个点，m代表采样的点数，Δω＝ω/M，ω＝2*π*50，ω为各三相逆变器输出电流角频率向量，H＝[H_a,H_b,H_c]^T、G＝[G_a,G_b,G_c]^T分别为傅里叶级数中A、B、C三相中余弦、正弦分量前的系数在采样一个周期的平均值，θ＝[θ_a,θ_b,θ_c]^T为基波A、B、C三相电压相位，为第m采样点的母线瞬时电压向量，为母线基波电压幅值向量，运算符./代表两向量对应元素相除，运算符.^2代表向量每个元素求二次方，.^0.5代表向量每个元素求根号，然后求出基波电压瞬时值向量：

$u_{PCC{1}_m}=U_{PCC}.*sin(m*\mathrm{\Δ}\mathrm{\ω}-\mathrm{\θ});$

其中为第m采样点的母线基波电压向量，运算符.*代表两向量对应元素相乘；

8)提取谐波电压，向量减去向量得到第m点母线三相谐波电压向量其中，

9)计算第x逆变器在第m点参考谐波电流向量方法如下：

$i_{{\mathrm{hx}}_m}^{ref}=-G_x*u_{{\mathrm{PCCh}}_m};$

其中为G_x为第x台逆变器谐波电压增益系数，取值范围为0.8～5，谐波电流分配按容量分配需满足下式：

$\frac{S_1}{G_1}=\frac{S_2}{G_2}=...=\frac{S_N}{G_N};$

10)计算参考电流,参考基波电流计算方法如下

其中分别为第x台逆变器在第K+1个基波正弦周期前半周期第m点A、B、C相参考基波电流；其中分别为第x台逆变器在第K+1个基波正弦周期后半周期第m点A、B、C相参考输出电流瞬时值；参考基波电流加上参考谐波电流得参考电流，方法如下：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{a\_x_m}^{ref+}\left(K+1\right)=i_{a\_1x_m}^{ref+}+i_{a\_{\mathrm{hx}}_m}^{ref}\\ i_{b\_x_m}^{ref+}\left(K+1\right)=i_{b\_1x_m}^{ref+}+i_{b\_{\mathrm{hx}}_m}^{ref}\\ i_{c\_x_m}^{ref+}\left(K+1\right)=i_{c\_1x_m}^{ref+}+i_{c\_{\mathrm{hx}}_m}^{ref}\end{array}\right.;$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{a\_x_m}^{ref-}\left(K+1\right)=i_{a\_1x_m}^{ref-}+i_{a\_{\mathrm{hx}}_m}^{ref}\\ i_{b\_x_m}^{ref-}\left(K+1\right)=i_{b\_1x_m}^{ref-}+i_{b\_{\mathrm{hx}}_m}^{ref}\\ i_{c\_x_m}^{ref-}\left(K+1\right)=i_{c\_1x_m}^{ref-}+i_{c\_{\mathrm{hx}}_m}^{ref}\end{array}\right.;$

其中分别为第x台逆变器在第K+1个基波正弦周期前半周期第m点A、B、C相参考电流；其中分别为第x台逆变器在第K+1个基波正弦周期后半周期第m点A、B、C相参考电流；

11)对步骤10)的参考电流和步骤1)的三相输出电流进行准比例谐振控制：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{z\left(a,b,c\right)}^{+}=PR*({\[i_{a\_x_m}^{ref+}\left(K+1\right),i_{b\_x_m}^{ref+}\left(K+1\right),i_{c\_x_m}^{ref+}\left(K+1\right)\]}^T-{\[i_{inva\_x_m},i_{invb\_x_m},i_{invc\_x_m}\]}^T)\\ u_{z\left(a,b,c\right)}^{-}=PR*({\[i_{a\_x_m}^{ref-}\left(K+1\right),i_{b\_x_m}^{ref-}\left(K+1\right),i_{c\_x_m}^{ref-}\left(K+1\right)\]}^T-{\[i_{inva\_x_m},i_{invb\_x_m},i_{invc\_x_m}\]}^T)\end{array}\right.;$

其中k_p、k_r、ω_c分别为准比例谐振控制器的比例系数、谐振增益和截止角频率，ω为电网角频率，s为复频率，为第K+1基波正弦周期的前、后半周期准比例谐振控制器的输出，其中， $u_{z(a,b,c)}^{+}={\[u_{z\_a}^{+},u_{z\_b}^{+},u_{z\_c}^{+}\]}^T,u_{z(a,b,c)}^{-}={\[u_{z\_a}^{-},u_{z\_b}^{-},u_{z\_c}^{-}\]}^T;$

12)把作为调制波向量，通过正弦波脉宽调制得到控制信号，该信号经过驱动保护电路送入三相桥，驱动IGBT的导通；

图4为本发明一实施例基于扰动观察的三相逆变器输出基波电流同相控制图，是以框图的形式对上述扰动观察基波电流同相控制进行描述，图中的变量符号的含义与上述具体步骤中的一致。

图5(a)～图5(c)为本发明一实施例采用微网孤岛下基于电流控制模式的三相多逆变器并联运行控制方法的三逆变器并联仿真图；图5(a)为逆变器输出电流相位，图中 分别为逆变器1、2、3的相位角，初始时，三逆变器相位不相等，0.5秒时启动输出电流同相控制，经过1.4秒三台逆变器相位一致；图5(b)为逆变器输出电流波形，图中i1、i2、i3分别为逆变器1、2、3的输出电流，逆变器1、2、3的容量比为1:2:3；图5(c)为母线电压波形，电压畸变率在3％以内。

Claims (4)

1.一种微网孤岛下低频率偏移的三相多逆变器并联运行控制方法，适用于微网孤岛下的三相多逆变器并联系统，所述微网孤岛下的三相多逆变器并联系统包括：多个三相逆变器系统、负载，所述多个三相逆变器系统均接入所述负载；所述三相逆变器系统包括依次连接的分布式电源、三相逆变桥、LC滤波器；其特征在于，该方法包括以下步骤：

1)在每个采样时刻各采样调理电路对母线电压u_PCC、三相逆变器输出电流i_invx、LC滤波器的输出滤波电容电压u_invx采样，分别得到第m个采样点的三相母线电压向量第x台三相逆变器在第m点三相输出电流向量和三相输出滤波电容电压向量其中，x为三相逆变器序号，x＝1、2…N，N为微网孤岛下三相逆变器总台数，其中分别为的A相、B相、C相电压，其中分别为的A相、B相、C相电流，其中 分别为的A相、B相、C相电压；

2)令分别为各三相逆变器在第K、K+1个基波正弦周期的前半周期参考基波电流相位角，分别为各三相逆变器在第K、K+1个基波正弦周期的后半周期参考基波电流相位角，令三相逆变器在第K+1个基波正弦周期的前、后半周期参考基波电流相位角恒为零，K为基波正弦周期数；

3)在各三相逆变器的A相参考基波电流由正到负过零时，计算各三相逆变器在第K个基波正弦周期滤波电容电压的前半周期有效值在各三相逆变器的A相参考基波电流由负到正过零时，计算各三相逆变器在第K个基波正弦周期滤波电容电压的后半周期有效值

4)在各三相逆变器的A相参考基波电流由正到负过零时，根据步骤3)得到的和第K个周期的进行参考相位角扰动观察，以各三相逆变器输出滤波电容电压值最大为目标，进行基波电流同相控制，确定各三相逆变器在第K+1基波正弦周期的参考相位角根据步骤2)恒为零；

5)在各三相逆变器的A相参考基波电流由负到正过零时，各自计算刚经历的第K个基波正弦周期母线电压有效值U_PCC(K)；

6)计算第x台三相逆变器在第K+1个基波正弦周期的参考基波电流幅值具体计算公式如下：

$I_x^{ref}(K+1)=K_x*(V_{rated}-U_{PCC}(K\left)\right);$

其中，K_x为第x台三相逆变器的比例控制系数，V_rated为母线额定电压幅值；

7)对向量进行滑动傅里叶变换提取母线电压基波分量的向量其中其中分别为的A相、B相、C相电压；

8)向量减去向量得到第m点母线三相谐波电压向量其中，其中分别为的A相、B相、C相电压；

9)计算第x台三相逆变器在第m点的参考谐波电流向量方法如下：

$i_{{\mathrm{hx}}_m}^{ref}=-G_x*u_{{\mathrm{PCCh}}_m};$

其中为其中,分别为的A相、B相、C相的参考谐波电流，G_x为第x台三相逆变器谐波电压增益系数；

10)根据上述步骤4)中得到的上述步骤6)所得到的参考基波电流幅值计算各三相逆变器在第K+1个基波正弦周期前半周期第m点A、B、C相的参考基波电流计算各三相逆变器在第K+1个基波正弦周期后半周期第m点A、B、C相的参考基波电流结合上述步骤9)所得到的参考谐波电流将参考谐波电流加上参考基波电流，得到第x台三相逆变器在第K+1个基波正弦周期前半周期第m点A、B、C相参考电流第x台三相逆变器在第K+1个基波正弦周期后半周期第m点A、B、C相参考电流

11)对步骤10)的参考电流和步骤1)的三相输出电流进行准比例谐振控制：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{z(a,b,c)}^{+}=RP*({\[i_{a\_x_m}^{ref+}\left(K+1\right),i_{b\_x_m}^{ref+}\left(K+1\right),i_{c\_x_m}^{ref+}(K+1)\]}^T-{\[i_{inva\_x_m},i_{invb\_x_m},i_{invc\_x_m}\]}^T)\\ u_{z(a,b,c)}^{-}=RP*({\[i_{a\_x_m}^{ref-}\left(K+1\right),i_{b\_x_m}^{ref-}\left(K+1\right),i_{c\_x_m}^{ref-}(K+1)\]}^T-{\[i_{inva\_x_m},i_{invb\_x_m},i_{invc\_x_m}\]}^T)\end{array}\right.;$

其中k_p、k_r、ω_c分别为准比例谐振控制器的比例系数、谐振增益和截止角频率，ω为电网角频率，s为复频率，为第K+1基波正弦周期的前、后半周期准比例谐振控制器的输出，其中，分别为在A相、B相、C相的输出值，其中，分别为在A相、B相、C相的输出值；

12)把作为调制波向量，通过正弦波脉宽调制得到控制信号，该信号经过驱动保护电路送入三相逆变桥，驱动三相逆变桥的开关管导通。

2.根据权利要求1所述的微网孤岛下低频率偏移的三相多逆变器并联运行控制方法，其特征在于，步骤6)中，K_x按照如下设计，使各个三相逆变器输出电流按容量比例分配：S_x为第x台三相逆变器及其分布式电源的额定容量。

3.根据权利要求1所述的微网孤岛下低频率偏移的三相多逆变器并联运行控制方法，其特征在于，步骤9)中，G_x取值范围为0.8～5。

4.根据权利要求3所述的微网孤岛下低频率偏移的三相多逆变器并联运行控制方法，其特征在于，G_x满足下式：