CN109301826A - 一种基于arm或者dsp芯片与fpga协同实现pr控制算法的方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法,其特点是有源滤波器采用比例谐振(PR)控制,并且为了减少控制器的延时,把PR控制算法用FPGA实现,并通过控制器结构优化、控制器分时复用、采用两相静止αβ坐标系等技术减少控制器所占用的FPGA资源。为了减小电网频率偏移带来的影响,在ARM/DSP芯片中根据检测电网频率计算PR控制器参数并在FPGA芯片中实时更新。采用比本发明的控制系统,使得控制器延时小于2us,无须额外的相位补偿即可实现高次谐波的有效补偿。
Description
技术领域
本发明属于电力电子行业的有源滤波器领域,属于有源滤波器控制系统领域。
背景技术
有源滤波装置在工业中应用广泛。由于多种类型负载特别是非线性负载的存在,电网中存在多种谐波,这些谐波容易污染电网,影响电网中其他设备的正常运行。无源滤波方式能够对特定次谐波进行补偿,但补偿参数固定,容易出现过补、谐振等问题,因此有源滤波装置尽管价格较贵,但其应用越来越普遍。
现在市场上有较多的有源滤波器产品,实际应用中其控制主要采用两类算法:电流滞环控制和比例谐振控制(PR)。电流滞环控制结构简单,只需要检测电流谐波,然后进行阈值比较控制开关管导通时序即可,但其存在的问题是开关频率不固定,尽管可以通过适当的算法让开关频率趋于一致,但会影响其补偿效果。比例谐振控制方法产生的是控制电压,然后通过调制的方式控制开关顺序,因此器件开关频率固定,不存在电流滞环控制上述问题。但是比例谐振控制方法在应用时需要注意两个问题:(1)比例谐振控制算法尽管单次谐波补偿并不复杂,但是每次谐波都需要使用一个控制器进行补偿。谐波补偿次数越多,处理器运算时间越长。因此有些厂家采用多个处理器联合运行方式提高处理器计算能力。(2)传统的控制系统大都采用ARM或DSP结构。一些产品也采用了FPGA芯片,但大都是进行调制,保护等控制,并没有真正用其实现PR控制算法,PR控制器仍用ARM/DSP芯片实现,这些单/双核处理器完成控制算法需要一定的时间,一般造成控制延时达到几十微秒,使得补偿电流存在延时,补偿高次谐波时效果下降,甚至和负载产生谐振。通过在算法中主动进行相位补偿,可以一定程度上解决相位延迟问题。
为了提高现有有源滤波器的性能,本发明提出一种基于ARM或DSP与FPGA芯片相结合的控制方法。采用FPGA控制算法,在1~2us时间内即可完成PR电流控制算法,PR控制器延时时间短,有效防止和负载的谐振,而且不需要额外的相位补偿。
发明内容
本发明目的是旨在提供了一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法,充分利用FPGA的并行计算能力,有效减少PR控制系统的延迟,同时充分利用ARM或DSP器件算法实现简单的优点,实现参考电流及多种控制参数的计算。
为实现上述技术目的,本发明采用的技术方案如下:
一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法,PR控制器在FPGA芯片内实现,通过对PR控制器结构优化,使其能够在1us内完成计算过程,PR控制器通过分时复用,仅需33个乘法器即可实现整个PR控制,并通过两相静止αβ坐标系上对三相电流进行控制技术来进一步减少PR控制器对FPGA芯片的资源占用;在ARM或DSP芯片中根据检测电网频率计算PR控制器参数,并在FPG芯片中进行在线更新。
采用比本发明的控制系统,使得控制器延时小于2us,无须额外的相位补偿即可实现高次谐波的有效补偿。
作为本发明一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法的一种优选,为了减小PR控制器对电网频率的敏感度,采用的PR控制器为伪PR结构,其传递函数为:
其中KR为一设定的增益系数,ωc为截至频率,均为设定参数,s为拉普拉斯算子,ω0为电网频率,n为补偿谐波次数;
式(1)是连续域传递函数,采用双线性变换法进行离散化,即令
其中Tc为控制周期,带入式(1)得到系统离散化传递函数为:
ωc取值如果太小,则在谐振点处附近由于电网频率的偏差,会造成增益太小,如果ωc取值较大,则会引入谐振频率附近的噪声,这在高次谐波补偿时更突出。为了克服这个问题,实际中ωc可以适当取小一些,为了避免电网频率偏差带来的影响,本发明采用在线更新控制参数的方法。
作为本发明一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法的另一种优选,为了能够在FPGA中采用尽量少的逻辑单元实现式(3)所示PR控制器,本发明采取如下方法优化控制器设计,
首先,将式(3)写成差分方程为:
y(k)=K1[K2[x(k)-x(k-2)]-K3y(k-1)-K4y(k-2)] (4)
其中,各参数表达式如式(5)所示:
y(k)指k时刻传递函数输出的值,y(k-1)和y(k-2)分别指过去时刻k-1和k-2输出的值,x(k)和x(k-2)分别指采样k和k-2时刻的输入信号的值,x为电流误差信号,即电流参考值与电流实际测量值之差,而y为控制电压。
可以看到K2只与采样周期Tc和控制器增益KR有关,与谐波次数无关,因此所有谐波控制器该项相同。为此设计PR控制器图1所示,所有阶次PR控制器的K1[x(k)-x(k-2)]均采用同一个计算的结果,可以简化FPGA所需硬件。上述PR控制器的处理算法在FPGA芯片中实现,所有变量和参数值均转换为单精度浮点数表示,利用FPGA的单精度浮点运算IP核可快速实现整个控制算法。
作为本发明又一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法的一种优选,PR控制器分时复用是指α和β轴的每次谐波共用相同PR控制器。
其次,如果对三相系统的每相电流均进行PR控制,则需要大量的PR控制器,考虑补偿1/5/7/11/13/17/19/23/25/29/31次谐波,共需11*3=33个PR控制器。为了减少所需要的PR控制器,可以在两相静止αβ坐标系上对三相电流进行控制,这样只需要22个PR控制器即可实现控制算法。同时,考虑到控制器FPGA实现时,最占用资源的是其乘法部分,因此采用分时复用技术,把所需要的计算分成两组,共用乘法器资源,这样相当于仅仅需要实现11个PR控制器,每个PR乘法器需要3个乘法器,完成整个PR控制只需要33个乘法器。
然后,参数K1,K3和K4与系统频率有关,当频率变化时会给控制带来误差,甚至引入其他谐波。为此,本发明将实时计算电网频率,并在线更新这些参数。由于ARM或者DSP芯片算法实现容易,因此电网频率检测,参数计算均放在ARM/DSP芯片中实现。
作为本发明一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法的再一种优选,ARM/DSP芯片内部集成的ADC模块采集电网电压,负载电流,直流网侧电压,经过:ARM/DSP芯片计算后得到补偿电流参考值,并进行三相abc坐标系到两相αβ坐标系变换,之后送入FPGA芯片;FPGA芯片根据该补偿电流参考值,与负载电流做差,送入PR控制器进行控制,得到输出电压参考值,并经过脉宽调制、死区设置后控制开关器件,从而完成对谐波的补偿。
作为本发明一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法的又一种优选,补偿电流参考值计算过程如下,
根据dq坐标分解,选择由锁相环PLL得到的网侧电压旋转角度ωt,把三相负载电流ia,ib,ic按式(6)先投影到αβ坐标系,然后按式(7)即可得到d-q轴分量;
根据瞬时无功理论,id和iq分别对应电流的正序有功和无功分量。对id通过低通滤波器提取基波正序分量并假定iq=0,通过式(8)变换到αβ坐标系,则得到正序分量在αβ坐标系上的值iα’和iβ’;
然后在αβ坐标系上把采集信号减去正序分量,得到除正序有功分量外的其余成分,并作为电流的参考值,这样也就是把负载的无功及谐波分量作为补偿电流的参考值iα *和iβ *,该参考电流值将送到FPGA芯片中进行电流控制环节。
作为本发明一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法的另一种优选,FPGA中电流控制过程为,根据ADC模块实现变换器输出电流的高速采集,对输出三相电流按式(6)进行坐标变换,变换到αβ坐标系,其后分别对α和β分量进行PR控制器控制,得到控制电压uα和uβ。
作为本发明一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法的再一种优选,把得到的控制电压uα和uβ再次变换到三相静止坐标系,其变换公式为,
把得到的控制电压ua’,ub’,uc’叠加上网侧电压uga,ugb,ugc,作为最终变换器的输出电压,并根据直流母线电压进行调制后,驱动变换器的IGBT功率模块,实现电流的实时控制。
采用本发明提出的方案,PR控制算法仅需要1~2us时间,控制算的延迟极少,有效避免了补偿电流延时造成的可能与负载的谐振问题。
附图说明
本发明可以通过附图给出的非限定性实施例进一步说明;
图1为本发明中优化的PR控制器结构示意图;
图2为控制系统硬件结构示意图;
图3为参考电流计算流程图;
图4为FPGA程序结构图。
具体实施方式
为了使本领域的技术人员可以更好地理解本发明,下面结合附图和实施例对本发明技术方案进一步说明。
根据本发明提供的算法,相应的控制系统的硬件电路结构如图2所示。控制系统包括包含微处理器芯片ARM如STM32F746芯片,或者DSP如TMS320F28335芯片,以及FPGA芯片如EP4CE22等芯片。由于EP4CE22完成整个PR控制算法仅需要1~2us,因此采用高速ADC模块采集与之配套。高速ADC模块可以采用ADS7042等,采样频率高达1MHz。为了充分利用ARM/DSP的算法实现容易,FPGA并行计算能力强的优势,ARM/DSP芯片采集电网电压,负载电流,直流母线等参数,经过计算后得到补偿电流参考值,并进行三相abc坐标系到两相αβ坐标系变换,之后送入FPGA芯片。FPGA根据该参考值,与高速ADC采集得到的电流做差,送入PR控制器进行控制,得到输出电压参考值,并经过脉宽调制(PWM)、死区设置后控制开关器件,从而完成对谐波的补偿。
首先,如图2所示,对于ADC(模数转换)采集系统,由ARM/DSP芯片内部集成的AD模块采集电网电压,负载电流和直流网侧电压。这些参数与电流环控制无关,因此可以在较低的频率如10kHz~20kHz的控制频率上进行采样。与电流环相关的采样需要在较高的频率上进行采集,由于电流环采用FPGA控制,其控制周期约1us,因此采用1MHz采样率的ADC芯片ADS7042对变换器输出电流进行采样。
其次,采用ARM/DSP芯片实现参考电流的计算。参考电流计算过程如图3所示,根据dq坐标分解,选择由锁相环PLL得到的网侧电压旋转角度ωt,把三相负载电流ia,ib,ic按式(6)先投影到αβ坐标系,然后按式(7)即可得到d-q轴分量;
根据瞬时无功理论,id和iq分别对应电流的正序有功和无功分量。对id通过低通滤波器提取基波正序分量并假定iq=0,通过式(8)变换到αβ坐标系,则得到正序分量在αβ坐标系上的值iα’和iβ’;
然后在αβ坐标系上把采集信号减去正序分量,得到除正序有功分量外的其余成分,并作为电流的参考值,这样也就是把负载的无功及谐波分量作为补偿电流的参考值iα *和iβ *,该参考电流值将送到FPGA芯片中进行电流控制环节。
之后,在FPGA芯片中实现电流实时控制。FPGA中电流控制过程如图4所示。其控制过程为,根据ADC实现变换器输出电流的高速采集。对输出三相电流按式(6)进行坐标变换,变换到αβ坐标系,其后分别对α和β分量进行PR控制,PR控制过程如图1所示。此外,为了减少对FPGA资源的占用,采用分时复用技术,先把α坐标相关参数加载到PR控制器,得到相关控制结果uα,即令x=iα *-iα,送入图1所示PR控制器,得到结果y作为控制电压uα。然后类似的,把β坐标相关参数加载到相同的PR控制器,得到控制结果uβ。对于α和β分量的各次控制器,其控制系数相同,均采用同一个控制器,实现了控制器的分时复用,减少FPGA占用资源。
最后,把得到的控制电压uα和uβ再次变换到三相静止坐标系,其变换公式为,
把得到的控制电压ua’,ub’,uc’叠加上网侧电压uga,ugb,ugc,作为最终变换器的输出电压,并根据直流母线电压进行调制后,驱动变换器的IGBT功率模块,实现电流的实时控制。
其中,为了减小PR控制器对电网频率的敏感度,采用的PR控制器为伪PR结构,其传递函数为:
其中KR为一设定的增益系数,ωc为截至频率,均为设定参数,s为拉普拉斯算子,ω0为电网频率,n为补偿谐波次数;
式(1)是连续域传递函数,采用双线性变换法进行离散化,即令
其中Tc为控制周期,带入式(1)得到系统离散化传递函数为:
ωc取值如果太小,则在谐振点处附近由于电网频率的偏差,会造成增益太小,如果ωc取值较大,则会引入谐振频率附近的噪声,这在高次谐波补偿时更突出。为了克服这个问题,实际中ωc可以适当取小一些,为了避免电网频率偏差带来的影响,本发明采用在线更新控制参数的方法。
为了能够在FPGA中采用尽量少的逻辑单元实现式(3)所示PR控制器,本发明采取如下方法优化PR控制器设计,
首先,将式(3)写成差分方程为:
y(k)=K1[K2[x(k)-x(k-2)]-K3y(k-1)-K4y(k-2)] (4)
其中,各参数表达式如式(5)所示:
y(k)指k时刻传递函数输出的值,y(k-1)和y(k-2)分别指过去时刻k-1和k-2输出的值,x(k)和x(k-2)分别指采样k和k-2时刻的输入信号的值,x为电流误差信号,即电流参考值与电流实际测量值之差,而y为控制电压。
可以看到K2只与采样周期Tc和控制器增益KR有关,与谐波次数无关,因此所有谐波控制器该项相同。为此设计PR控制器图1所示,所有阶次PR控制器的K1[x(k)-x(k-2)]均采用同一个计算的结果,可以简化FPGA所需硬件。上述PR控制器的处理算法在FPGA芯片中实现,所有变量和参数值均转换为单精度浮点数表示,利用FPGA的单精度浮点运算IP核可快速实现整个控制算法。
其次,如果对三相系统的每相电流均进行PR控制,则需要大量的PR控制器,考虑补偿1/5/7/11/13/17/19/23/25/29/31次谐波,共需11*3=33个PR控制器。为了减少所需要的PR控制器,可以在两相静止αβ坐标系上对三相电流进行控制,这样只需要22个PR控制器即可实现控制算法。同时,考虑到控制器FPGA实现时,最占用资源的是其乘法部分,因此采用分时复用技术,把所需要的计算分成两组,共用乘法器资源,这样相当于仅仅需要实现11个PR控制器,每个PR乘法器需要3个乘法器,完成整个PR控制只需要33个乘法器。
然后,参数K1,K3和K4与系统频率有关,当频率变化时会给控制带来误差,甚至引入其他谐波。为此,本发明将实时计算电网频率,并在线更新这些参数。由于ARM或者DSP芯片算法实现容易,因此电网频率检测,参数计算均放在ARM/DSP芯片中实现。
本发明采用比例谐振(PR)控制,并且为了减少控制器的延时,把PR控制算法用FPGA实现,并通过控制器结构优化、控制器分时复用、采用两相静止αβ坐标系等技术减少控制器所占用的FPGA资源。为了减小电网频率偏移带来的影响,在ARM/DSP芯片中根据检测电网频率计算PR控制器参数并在FPGA芯片中实时更新。采用比本发明的控制系统,使得控制器延时小于2us,无须额外的相位补偿即可实现高次谐波的有效补偿。
以上对本发明提供的一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法进行了详细介绍。具体实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出,对于本技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明原理的前提下,还可以对本发明进行若干改进和修饰,这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。
Claims (8)
1.一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法,其特征在于:PR控制器在FPGA芯片内实现,通过对PR控制器结构优化、PR控制器分时复用,并通过两相静止αβ坐标系上对三相电流进行控制技术来减少PR控制器对FPGA芯片的资源占用;在ARM或DSP芯片中根据检测电网频率计算PR控制器参数,并在FPG芯片中进行在线更新。
2.根据权利要求1所述的一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法,其特征在于:PR控制器为伪PR结构,其传递函数为:
其中KR为一设定的增益系数,ωc为截至频率,均为设定参数,s为拉普拉斯算子,ω0为电网频率,n为补偿谐波次数;
式(1)是连续域传递函数,采用双线性变换法进行离散化,即令
其中Tc为控制周期,带入式(1)得到系统离散化传递函数为:
3.根据权利要求2所述的一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法,其特征在于:通过如下方法优化PR控制器结构,
首先,将式(3)写成差分方程为:
y(k)=K1[K2[x(k)-x(k-2)]-K3y(k-1)-K4y(k-2)] (4)
其中,各参数表达式如式(5)所示:
y(k)指k时刻传递函数输出的值,y(k-1)和y(k-2)分别指过去时刻k-1和k-2输出的值,x(k)和x(k-2)分别指采样k和k-2时刻的输入信号的值,x为电流误差信号,即电流参考值与电流实际测量值之差,而y为控制电压。
4.根据权利要求3所述的一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法,其特征在于:PR控制器分时复用是指α和β轴的每次谐波共用相同PR控制器。
5.根据权利要求1所述的一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法,其特征在于:ARM/DSP芯片内部集成的ADC模块采集电网电压,负载电流,直流网侧电压,经过:ARM/DSP芯片计算后得到补偿电流参考值,并进行三相abc坐标系到两相αβ坐标系变换,之后送入FPGA芯片;FPGA芯片根据该补偿电流参考值,与负载电流做差,送入PR控制器进行控制,得到输出电压参考值,并经过脉宽调制、死区设置后控制开关器件,从而完成对谐波的补偿。
6.根据权利要求5所述的一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法,其特征在于:补偿电流参考值计算过程如下,
根据dq坐标分解,选择由锁相环PLL得到的网侧电压旋转角度ωt,把三相负载电流ia,ib,ic按式(6)先投影到αβ坐标系,然后按式(7)即可得到d-q轴分量;
根据瞬时无功理论,id和iq分别对应电流的正序有功和无功分量。对id通过低通滤波器提取基波正序分量并假定iq=0,通过式(8)变换到αβ坐标系,则得到正序分量在αβ坐标系上的值iα’和iβ’;
然后在αβ坐标系上把采集信号减去正序分量,得到除正序有功分量外的其余成分,并作为电流的参考值,这样也就是把负载的无功及谐波分量作为补偿电流的参考值iα *和iβ *,该参考电流值将送到FPGA芯片中进行电流控制环节。
7.根据权利要求6所述的一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法,其特征在于:FPGA中电流控制过程为,根据ADC模块实现变换器输出电流的高速采集,对输出三相电流按式(6)进行坐标变换,变换到αβ坐标系,其后分别对α和β分量进行PR控制器控制,得到控制电压uα和uβ。
8.根据权利要求7所述的一种基于ARM或者DSP芯片与FPGA协同实现PR控制算法的方法,其特征在于:把得到的控制电压uα和uβ再次变换到三相静止坐标系,其变换公式为,
把得到的控制电压ua’,ub’,uc’叠加上网侧电压uga,ugb,ugc,作为最终变换器的输出电压,并根据直流母线电压进行调制后,驱动变换器的IGBT功率模块,实现电流的实时控制。
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN111061150A (zh) * | 2019-10-23 | 2020-04-24 | 南京大学 | 一种拉普拉斯频率响应的硬件实现方法及系统 |
CN113467239A (zh) * | 2021-06-30 | 2021-10-01 | 浙江大学 | 一种基于矩阵相位平移补偿器的比例谐振控制方法 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103812375A (zh) * | 2014-02-20 | 2014-05-21 | 新疆希望电子有限公司 | 一种三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法 |
CN106026143A (zh) * | 2016-08-01 | 2016-10-12 | 山东锦华电力设备有限公司 | 基于fpga控制的三相功率平衡装置及控制系统 |
CN106505570A (zh) * | 2016-11-01 | 2017-03-15 | 中国矿业大学 | 一种基于多变流器组的大容量有源电力滤波器 |
-
2018
- 2018-09-28 CN CN201811139625.0A patent/CN109301826A/zh active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103812375A (zh) * | 2014-02-20 | 2014-05-21 | 新疆希望电子有限公司 | 一种三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法 |
CN106026143A (zh) * | 2016-08-01 | 2016-10-12 | 山东锦华电力设备有限公司 | 基于fpga控制的三相功率平衡装置及控制系统 |
CN106505570A (zh) * | 2016-11-01 | 2017-03-15 | 中国矿业大学 | 一种基于多变流器组的大容量有源电力滤波器 |
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
佟子昂: "基于DSP_FPGA架构的三电平混合有源滤波器的控制方法研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技II辑》 * |
周欣: "基于九开关管的多端口分布式电源变流器研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技II辑》 * |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN111061150A (zh) * | 2019-10-23 | 2020-04-24 | 南京大学 | 一种拉普拉斯频率响应的硬件实现方法及系统 |
CN111061150B (zh) * | 2019-10-23 | 2020-11-27 | 南京大学 | 一种拉普拉斯频率响应的硬件实现方法 |
CN113467239A (zh) * | 2021-06-30 | 2021-10-01 | 浙江大学 | 一种基于矩阵相位平移补偿器的比例谐振控制方法 |
CN113467239B (zh) * | 2021-06-30 | 2023-10-20 | 浙江大学 | 一种基于矩阵相位平移补偿器的比例谐振控制方法 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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PB01 | Publication | ||
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SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |
Application publication date: 20190201 |
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