CN105850021A - 用于负载调制通信接收机架构的电流表 - Google Patents

Abstract

隔离开关功率变换器的次级侧的负载装置通过根据特定的预定义定时模式对负载电流进行调制来将数字消息传送至初级侧控制器。由初级侧控制器检测负载电流调制，并且基于预定义定时模式解码数字消息。负载装置可以对数字消息进行编码，以控制初级侧控制器以与负载装置兼容的特定模式进行操作。

Description

用于负载调制通信接收机架构的电流表

相关申请

本申请要求于2013年12月26日提交的Jonh William Kesterson和Andrey Malinin的题为“Current Meter for Load ModulationCommunication Receiver Architecture”的美国临时专利申请第61/920,997号、以及于2014年12月9日提交的Jonh William Kesterson和AndreyMalinin的题为“Current Meter for Load Modulation CommunicationReceiver Architecture”的美国发明专利申请第14/565,010号的优先权，通过引用将上述申请的内容合并到本文中。

背景技术

1.技术领域

所公开的实施方式一般涉及开关模式功率变换器，并且更具体地，涉及便于从耦接至电源的次级侧的负载装置到初级侧控制器的通信的开关模式功率变换器。

2.相关技术的描述

在诸如反激式功率变换器的常规隔离开关电源中，位于电源的初级侧的开关控制器通过基于表示输出功率、输出电压和/或输出电流的一个或更多个反馈信号控制开关的导通时间和关断时间来调节到负载的电力。通常期望将消息从负载装置传送至初级侧控制器，使得负载装置能够传送要由功率变换器提供的期望电压、电流或操作模式。在通过标准的通用串行总线(USB)电缆分配电力的装置中，存在不同的常规通信方法。一些常规系统依赖于在协商阶段期间通过USB的D+/D-数据线进行的通信，其中，在协商阶段，电力输送方法能够被改变成不同的模式。然而，通常不期望使用D+/D-线，这是因为将这些线连接成除了它们的常规高速通信路径以外的任何路径可能会影响比特误码率。使用D+/D-数据线传送操作模式信息的另一缺点是这种解决方案通常需要充电器/适配器的次级侧存在通信集成电路，从而增加了系统的总成本。

发明内容

开关功率变换器基于由电子装置生成的数字消息向电子装置提供电力。电子装置通过根据预定义模式调制针对电子装置的负载电流来生成数字消息。变压器将耦接至电子装置的开关功率变换器的次级侧与初级侧电隔离。负载电流检测器获得表示针对电子装置的输出电压的初级侧电压感测信号的样本以及表示初级侧电流的电流感测信号的样本。电压感测信号和电流感测信号基于针对电子装置的经调制的负载电流而变化。负载电流检测器生成表示针对电子装置的经调制的电流的波形的负载电流信号。数字解码器解码负载电流信号，以恢复由电子装置编码的数字消息。功率控制器控制开关的切换，以基于电压感测信号、电流感测信号和数字消息来控制针对电子装置的输出电压和输出电流中的至少一个。

说明书中所描述的特征和优点并不是无所不包的，并且特别地，在考虑附图、说明书和权利要求书的情况下，本领域普通技术人员将会明白许多另外的特征和优点。此外，应当注意的是，本说明书中所使用的用语主要被选择成用于可读性和指导目的，并且可以不被选择成划定或限制发明主题。

附图说明

结合附图，通过考虑以下详细描述能够容易地理解本发明的实施方式的教导。

图1图示出开关功率变换器的实施方式。

图2图示出具有次级控制器的开关功率变换器的实施方式。

图3图示出表示通过对负载电流进行调制而编码的数字消息的波形。

图4图示出用于检测开关功率变换器中的数字消息的初级侧控制器的实施方式。

图5图示出当传送数字消息时在开关功率变换器的操作期间出现的各个信号的示例波形。

图6图示出开关功率变换器的次级侧的实施方式。

图7图示出用于开关功率变换器中的初级侧控制器的负载电流检测逻辑的示例实施方式。

图8图示出开关功率变换器的输出电流的示例波形。

图9图示出用于开关功率变换器中的初级侧控制器的负载电流检测逻辑的更加详细的图示。

图10图示出用于开关功率变换器中的初级侧控制器的负载电流检测逻辑的另一实施方式。

图11图示出用于开关功率变换器中的初级侧控制器中的数字解码器的示例逻辑。

图12图示出与开关功率变换器中的初级侧控制器中的数字解码器的操作相关联的示例波形。

图13图示出与开关功率变换器中的初级侧控制器中的数字解码器的操作相关联的另外的示例波形。

图14图示出与开关功率变换器中的初级侧控制器中的数字解码器的操作相关联的状态机的示例实施方式。

具体实施方式

说明书中所描述的特征和优点并不是无所不包的，并且特别地，在考虑附图、说明书和权利要求书的情况下，本领域普通技术人员将会明白许多另外的特征和优点。此外，应当注意的是，本说明书中所使用的用语主要被选择成用于可读性和指导目的，并且可以不被选择成划定或限制发明主题。

附图和以下描述仅通过说明的方式涉及本发明的优选实施方式。应当理解的是，根据以下论述，本文所公开的结构和方法的替选实施方式将容易被认为可以在不偏离本发明的原理的情况下使用的可行替选方案。

现在将详细地参考本发明的若干实施方式，其中，在附图中图示出本发明的若干实施方式的示例。注意到，只要可行，就可以在附图中使用相似或相同的附图标记，并且相似或相同的附图标记可以指示相似或相同的功能。附图仅出于说明的目的而描绘了本发明的实施方式。本领域技术人员根据以下描述将会容易地认识到可以在不偏离本文所描述的本发明的原理的情况下使用本文所说明的结构和方法的替选实施方式。

隔离开关功率变换器的次级侧的负载装置通过根据特定的预定义定时模式调制负载电流而将数字消息传送至初级侧控制器。由初级侧控制器检测负载电流调制，并且基于预定义定时模式对数字消息进行解码。负载装置可以对数字消息进行编码，以控制初级侧控制器以与负载装置兼容的特定模式进行操作。在一个实施方式中，在功率变换器经由USB电缆耦接至负载装置的情况下，可以通过向负载装置提供电力的Vbus线路来传输数字消息。

图1是图示出开关功率变换器100(例如，初级侧反激式开关功率变换器)的实施方式的电路图。开关功率变换器100经由Vdd连接器132和接地(GND)连接器134向负载装置121提供电力。在USB控制器的情况下，Vdd连接器132和GND连接器134可以分别对应于标准USB连接器输出管脚的Vbus和GND线路。除其他部件以外，开关功率变换器100还包括：具有初级绕组Np、次级绕组Ns和辅助绕组Na的变压器T1；开关104(例如，晶体管)；初级侧控制器102；输出整流二极管D1；电阻器R1、R2、R3；以及输出滤波电容器C1。

输入电压(V_IN)108，通常为经整流的AC电压被输入到功率变换器100。初级侧控制器102使用具有导通时间(T_ON)和关断时间(T_OFF)的开关控制信号106来控制开关104的导通状态和关断状态。当开关104在其导通时间期间导通时，能量被存储在变压器T1的初级侧绕组Np中。次级绕组Ns两端的电压为负，并且二极管D1被反向偏置，从而阻断向负载装置121传递能量。在该状态下，能量经由电容器C1提供至负载装置121。当开关104关断时，存储在变压器T1的初级绕组Np中的能量被释放到变压器T1的次级绕组Ns。二极管D1变成正向偏置，从而能够将存储在变压器T1中的能量传递至负载装置121，并且对电容器C1进行再充电。

电阻器R1和R2形成与变压器T1的辅助绕组Na串联耦接的分压器，并且产生能够用于估计输出电压(V_OUT)110的感测电压(V_SENSE)112。电阻器R3与开关104串联耦接，以产生表示初级侧电流的电压(I_SENSE)114，其中，初级侧电流能够与V_SENSE 112联合用以估计输出电流I_OUT 116。

在正常操作中，控制器102监视V_SENSE 112和/或I_SENSE 114，并且控制开关104的切换以维持经调节的输出。例如，在恒压模式(CVM)下，控制器102控制开关104的切换，以将V_OUT 110维持成基本接近期望调节电压V_REF(例如，在容许的误差范围内)。在恒流模式(CCM)下，控制器102控制开关104的切换，以将I_OUT 116维持成基本接近期望调节电流I_REF(例如，在容许的误差范围内)。

控制器102接收电压反馈信号V_SENSE和电流反馈信号I_SENSE，并且生成被提供至开关104的开关控制信号。开关控制信号控制开关104的导通/关断状态。通常，控制器102能够实现适合于开关模式功率变换器100的任何数目的控制方案，诸如脉冲宽度调制(PWM)或脉冲频率调制(PFM)和/或它们的组合。在一个实施方式中，控制器102输出控制信号，该控制信号导致电力开关104的导通时间(或占空比)在特定切换周期期间增大，以增大在该切换周期期间到负载的电力传输；或者控制信号导致电力开关104的导通时间(或占空比)减小，以减小在该切换周期期间到负载的电力传输。

变压器T1的初级侧辅助绕组Na允许生成低电压V_SENSE 112，这是因为能够基于次级绕组Ns和辅助绕组Na的匝数比来按比例减小该电压。然而，在替选实施方式中，可以省略辅助绕组Na，并且替代地，可以通过直接监视初级绕组Np两端的电压来检测V_SENSE。

图2图示出与图1的功率变换器100类似的功率变换器200的示例，但是功率变换器200包括控制器210(包括输出电流传感器212、解码器214以及隔离装置216)以提供对负载装置121所生成的数字消息的次级检测。在该实施方式中，负载装置121通过根据可识别模式控制内部开关导通或关断到负载的电流来生成数字消息。经由负载电流传感器212感测到经调制的次级负载电流并且由解码器214对模式进行解码。然后，经解码的消息作为信号218被经由隔离装置216如光耦合器提供至初级侧控制器102。然后，初级侧控制器102基于该数字消息来控制开关104的切换。例如，数字消息可以为控制器102提供电压或电流，以提供至负载装置121或者选择与负载装置121兼容的操作模式，如恒流模式或恒压模式。

图3图示出能够用于对数字消息进行编码的示例编码技术。这里，负载装置121通过在不同的预定义时隙期间导通或关断输出电流来生成数字消息。例如，在所图示的波形中，负载装置121关断到负载的电流以表示第一数字值(例如，0)，并且导通到负载的电流(例如，处于预定义电流水平)以表示第二数字值(例如，1)。

图4图示出可以与图1的功率变换器100联合使用的初级侧控制器102的实施方式。在该实施方式中，初级侧控制器102仅使用初级侧感测来检测由负载装置121生成的数字消息。由于不需要次级侧控制器210，所以图4的实施方式相对于图2的实施方式提供了的显著的成本效益。在该实施方式中，由调制输出电流116的负载装置121生成的数字消息被反映到变压器T1的初级侧，并且能够由初级侧控制器102基于反馈信号V_SENSE 112、I_SENSE 114在初级侧检测到。例如，在一个实施方式中，控制器102包括负载电流检测器402、数字解码器404和开关控制器406。负载电流检测器402获得V_SENSE 112和I_SENSE 114的样本。这里，V_SENSE 112是与输出电压(例如，如图1中示出的辅助绕组两端的分压)有关的初级侧电压。此外，I_SENSE 114表示初级侧电流并且例如可以被检测为如图1中所示的与初级绕组Np串联的感测电阻器R3两端的电压。基于V_SENSE112和I_SENSE 114的样本，负载电流检测器402生成负载电流信号403，负载电流信号403包括表示在一些列切换周期中到负载装置121的电流的一些列负载电流样本。数字解码器404对负载电流信号403进行解码，以将数字消息恢复为信号405，并且将经恢复的消息405提供至开关控制器406。然后，开关控制器406基于数字消息405来调整操作。例如，开关控制器406经由开关控制信号106来控制切换，以基于数字消息405实现开关功率变换器100的特定输出电压、输出电流或操作模式。

图5图示出与具有在上面描述的图4的初级侧控制器102的功率变换器100的操作相关联的示例波形。在所示出的示例中，负载装置121在一系列预定义时间段中将负载电流(例如，通过导通或关断开关)调制成处于两个状态(例如，导通状态和关断状态)之一。在所示出的示例中，输出电流被调制成在每个时段期间在导通状态和关断状态之间交替，从而表示数字值(例如，0 1 0 1 0 1)。能够通过监视I_SENSE 114和V_SENSE 112信号来检测输出电流的导通状态和关断状态。例如，输出电流116处于导通状态时I_SENSE信号114中的峰值电流高于输出电流116处于关断状态时I_SENSE信号114中的峰值电流。此外，输出电流116处于导通状态时V_SENSE信号112中的电压脉冲的宽度大于输出电流116处于关断状态时V_SENSE信号112中的电压脉冲的宽度。

基于上述波形的特性，负载电流检测器402能够通过观测控制器102的初级侧的峰值电流并将其与阈值进行比较来检测负载电流是导通还是关断。例如，输出电流检测器402在峰值电流高于阈值时确定负载电流“导通”，并且在峰值电流低于同一阈值或针对迟滞而设置的不同阈值时确定负载电流关断。然而，由于大量生产的功率适配器/充电器在许多不同的模式下进行操作，所以该阈值方法对于控制器的模式变化来说并不总是鲁棒的，尤其在控制器102能够在操作的多个PFM模式之一下或者在多个PWM操作模式之一下进行操作的情况，或者当控制器能够被配置成在连续电压(CV)模式或连续电流(CC)模式下进行操作时。

为了提供对消息的更鲁棒的检测，负载电流检测器402能够经由初级侧感测(与仅初级峰值电流和/或初级电压的阈值测试相反)来估计负载电流波形的形状。如将在下面描述的，负载电流检测器402的实施方式通过将数字滤波器应用于从反馈信号I_SENSE 114和V_SENSE 112得到的采样来检测负载电流波形。在一个实施方式中，数字滤波器在维持恒定带宽的同时以可变采样频率进行操作。然后，状态机对滤波器输出进行相关以确定模式。所描述的技术在不需要错误检测的情况下有利地提供了可靠的消息识别，此外，所描述的技术不需要次级侧传感器。

图6图示出功率变换器100的次级侧，其中，负载装置121被建模为电阻器R_L。由负载电流I_LOAD 602直接表示数字消息。I_LOAD 602与I_OUT 116之间的关系由以下等式给出：

I_Load＝I_out-I_C (1)

其中，I_C是进入电容器C1的电流。由于已知电容器C1和输出负载(被建模为R_L)充当针对电流源I_OUT 116的低通滤波器，因此，如果低通滤波器带宽被设置成处于或低于系统的固有带宽，则能够通过对I_OUT 116进行滤波来估计I_LOAD 602。

图7图示出用于估计负载电流波形的负载电流估计器402的实施方式。在变压器T1的每个复位时段T_RESET的结束处，通过计算块702基于V_SENSE和I_SENSE的样本确定上一采样周期<IOUT>_TS(其中，T_S是采样周期)中的平均输出电流。在一个实施方式中，<IOUT>_TS能够被如下确定：

$<Iout{>}_{Ts}=\frac{D_{isense}}{2R_{sense}}\frac{N_p}{N_s}\frac{T_{reset}}{T_{period}}---\left(2\right)$

其中，D_isense是表示初级I_SENSE峰值电流阈值的电压，R_sense是初级控制开关104上的感测电阻器R3的电阻，N_p是变压器T1的初级侧绕组的匝数，N_s是变压器T1的次级侧绕组的匝数，T_reset是反激式变压器T1完全放电的时间(在断续导电模式(DCM)下)，T_period是功率转换周期的时段，以及T_s是采样周期。能够根据I_SENSE和V_SENSE的样本得到T_PERIOD、T_RESET和D_ISENSE。以上关系适用于DCM并且基于以下事实：在变压器T1进行传送时，次级电流是初级电流与匝数比的积。等式(1)中的关系描述了从变压器T1的次级侧到功率变换器100的输出级的电流。

在数字实现中，等式(2)能够被简化为如下所示：

$<Iout{>}_{Ts}=\frac{D_{isense}{T}_{reset}}{T_{period}}---\left(3\right)$

该近似只不过从等式(2)去除了常数。该近似是有用的，这是因为不一定需要绝对电流测量，并且能够基于输出电流随时间变化的形状来检测数字消息。在一个实施方式中，计算块702每个切换周期更新一次值<IOUT>_TS。在一些实施方式中(例如，当使用PFM模式时)，每个切换周期的时段T_PERIOD可以改变。

时间机信号发生器704经由信号703获得<IOUT>_TS的Iout的值，并且合成表示与上一周期的切换时段T_PERIOD相当的时长的<IOUT>_TS(保持不变)的值的信号705。因此，在每个切换周期(可以具有可变时长)的结束处更新合成信号705。然后，使用低通滤波器706对合成信号705进行滤波以模拟输出电容器C1和负载电阻R_L对输出电流的影响，以生成近似负载电流的波形的信号707。在一个实施方式中，将低通滤波器706调谐成使得带宽足够窄以至于不捕获计算结果的高频噪声，但是足够宽以通过负载电流调制方案支持所传送的比特流。在一个实施方式中，低通滤波器706是简单但宽的低通滤波器，并且针对每个周期使用时间计数器。可能期望使用数字滤波器，这是因为滤波器的输入函数是由已经存在于控制器中的计算产生的。在另一实施方式中，可以使用连续时间滤波器。

为了保持信号通道的恒定带宽，由于I_OUT序列更新的非周期定时，所以也期望对该I_OUT序列的输出进行过采样。为了避免混叠现象，以至少如系统中使用的最高PWM频率那么快地对信号进行采样。奈奎斯特频率为最高PWM频率的一半。

滤波器706的形式是如下所示的一阶低通：

$G\left(s\right)=\frac{1}{1+s\mathrm{\&tau;}}=y_n=\frac{x_n}{1+\mathrm{\&tau;}\frac{d}{{\mathrm{dT}}_s}}---\left(4\right)$

$y_n(1+\mathrm{\&tau;}\frac{d}{{\mathrm{dT}}_s})=x_n=y_n+\mathrm{\&tau;}\frac{y_n-y_{n-1}}{T_s}---\left(5\right)$

使用简单的代数，滤波器706被定义为：

$y_n=x_n\frac{1}{1+\frac{\mathrm{\&tau;}}{T_s}}+y_{n-1}\frac{\frac{\mathrm{\&tau;}}{T_s}}{1+\frac{\mathrm{\&tau;}}{T_s}}---\left(6\right)$

当τ/T_S＝2ⁿ-1时实现了对该滤波器的进一步简化。当这种情况成立时，容易用移位运算和加法/减法运算来与乘法运算交换。例如，如果在上式中n＝3，则其简化成：

$y_n=x_n\frac{1}{8}+y_{n-1}\frac{7}{8}---\left(7\right)$

当τ＞＞T_S时，加法函数变得十分宽，但是不存在乘法运算，因此，简化了滤波器706的数字实现。

图8图示出示例波形，该示例波形示出了在上文中描述的图7的负载电流检测器402的操作。在所图示的波形中，I_OUT是来自次级绕组的输出电流，Tpx是周期x的切换时段，以及Trx是与切换周期x相关联的变压器复位时段。在每个变压器复位时段Trx的结束(也标志切换时段Tp的结束)时，基于等式(3)(或可替选地，基于等式(2))来计算<IOUT>_TS。在合成输出信号中，<IOUT>_TS在时长Ioutx(针对周期x)中保持恒定，时长Ioutx在时段上等于完成计算的周期的相应测量时段Tpx。

图9是图示出用于估计负载电流波形的电流检测器402的示例实现的框图。在该实施方式中，在每个变压器复位的结束处生成Treset脉冲901(例如，短脉冲)。队列停止脉冲903是在初级开关104已经被关断时生成的另一短脉冲。由Tperiod计数器902在两个连续的Treset脉冲901之间测量切换时段T_P。Treset计数器904测量队列停止脉冲与下一Treset脉冲901之间的复位时段。在Treset脉冲901发生之后经过一短延迟(由延迟块910实现)，计数器902、904的结果被捕获块906、908捕获，这是因为此时计数器902、904两者具有正确的值。在另一短延迟(由延迟块912实现)之后，所捕获的值被传递到计算块914，以基于所测量的切换时段T_P和所测量的复位时间T_R来计算I_OUT。最后，在另一短延迟(由延迟块916实现)之后，I_OUT的计算值和所测量的切换时段T_P被写入FIFO918。FIFO 918输出表示所测量的切换时段T_P的信号DOUT，以控制Tperiod输出计数器920的时长。在该计数器920达到最终计数(TC)之后，然后计数器920对另一对值(该时段的T_P和I_OUT)进行计时，并且重复该循环。然后，如上所述，能够从FIFO 918读取I_OUT的样本并且由滤波器706进行滤波。

在一个实施方式中，通过最大T_P与在希望不丢失任何数据的情况下能够在相邻周期中发生的最短T_P的比来确定FIFO 918的深度。例如，如果存在D_iSENSE保持不变的短时段，则由于小T_P，该周期的平均电流较大，但是该大平均输出电流仅出现于计算出该大平均输出电流的周期的短时长期间。如果该值仅保持到下一计算，则该额外的电流似乎将会存在更长的时间，并且将会把不希望的噪声引入到电流测量中(并且因此引入到通信通道中)。额外的计数器920克服了该问题。

在另一实施方式中，为了避免使用额外的计数器来确保在正确的时长中将每个I_OUT值输出到滤波器706，替选实施方式使用数字滤波器，该数字滤波器以随开关频率变化而变化的采样时间进行操作。使用简单的代数，可以关于T_P而非Ts来重写等式(6)：

$y_n=\frac{x_n{T}_p+y_{n-1}\mathrm{\&tau;}}{T_p+\mathrm{\&tau;}}---\left(8\right)$

通过两个乘法、两个加法和一个除法，T_S可以作为在每个周期测量的T_P。由此，本领域技术人员能够容易地看出，如果T_P短，则输入的影响降低。虽然在该变形的情况下算数稍有增加，但是不使用计数器(时间机信号发生器704)。在等式(8)中，所以最终等式简化为：

$y_n=\frac{{\mathrm{Ipk}}_n{T}_{reset}+y_{n-1}\mathrm{\&tau;}}{T_p+\mathrm{\&tau;}}---\left(9\right)$

图10是图示出这个用于估计负载电流的替选方法的框图。该实现使用计算和滤波块1002来输出使用可变采样频率表示负载电流波形的信号1007。该实现具有更完整的乘法，并且由于τ远大于一些T_P值的事实而仍具有宽寄存器。然而，该方法具有不使用时间机信号发生器704的优点。

在另一实施方式中，通过考虑到经过二极管D1的电流是进入输出电容器C1还是离开输出电容器C1能够进一步提高估计负载电流波形的准确度。

如前面所示出的，关系为如下所示：

I_Load＝I_out-I_C (10)

I_C能够由以下关系确定：

$I_C=C\frac{{\mathrm{dV}}_{out}}{{\mathrm{dT}}_s}---\left(11\right)$

当C已知时，能够使用等式(11)。即使C的确切值未知，但已知C在特定范围内，也依然能够应用二阶校正将准确度提高一些。能够基于I_SENSE和V_SENSE的样本来确定值V_out和T_s。在另一替选实施方式中，这些参数是用户可配置的。

如在上文关于图4所描述的，一旦由输出电流检测器402估计出负载电流波形，数字解码器404就从该波形解码数字消息。特别地，数字解码器404执行模式识别功能以确定最有可能已经从表示负载电流波形的样本中接收到哪个模式。在通信理论中，可以用由匹配滤波器构成的最大似然检测器来执行该功能，其中，匹配滤波器也相当于对所期望者与所接收者的乘积的积分。能够逐位地或者逐消息地执行该功能。x的最大似然估计例如为使所观测的数据最有可能的x的值。如果给定消息在可用代码的空间中与每个可能的模式互相关，则显示出与所观测的数据具有最高互相关性的模式最有可能已经被传输。

匹配滤波器是在其输出处产生最高信噪比(SNR)的滤波器。匹配滤波器具有以下脉冲响应，该脉冲响应是期望信号的进行就位翻转版本。由于该滤波器在时域中执行卷积，所以这在数值上与相关相同。如果在符号的时长期间执行一组相关函数，则具有最高互相关点的符号最可能是已经被传输的符号。如果能够准确地确定该符号的起始，则这些相关操作不需要滑动。

上述功能在数字处理要求方面可能成本高昂。对于仅存在两个模式的非常慢的数据速率模式，该系统能够在保持鲁棒操作的同时被大大简化，其中，鲁棒操作将能够更可靠地检测模式，而没有假阳性。在功率变换方案中，错过消息通常比错误地判定接收到消息更好，其中，错误地判定接收到消息导致不被负载装置要求的输出电压或电流变化。

在一个实施方式中，数字解码器404包括基于“导通”时间和“关断”时间期待每个模式的一组状态机。如果模式中存在错误，则状态机转到其起始状态，并且等待正确的模式。

图11是数字解码器404的示例实施方式，并且图12图示出图11的数字解码器404的例如输入的仿真。虽然图11至图12描述了数字实现，但是能够通过模拟的等同功能来实现数字解码器404的某些部分。

首先，用数字时间滤波器对所估计的负载电流波形进行去毛刺，其中，数字时间滤波器确保在逻辑状态改变的情况下，逻辑状态在滤波器的输出变成新状态之前在该改变的状态保持最小时间。存在通过滤波器的群延迟，但是由于它是小延迟并且被应用于所有转变，所以该群延迟并不影响性能，因此不影响微分时间测量。经过以上处理，所得到的经去毛刺的信号由一组状态机进行处理，该组状态机中的每个针对预期消息模式进行监视。状态机是基于事件的机器，并且与经滤波和去毛刺的接收信号的每个转变来推进。

在框图中，通过一对比较器1108、1110将表示负载电流波形的经滤波的电流测量(图11至图12中的“iomf”)1102与高阈值1104和低阈值1106进行比较。比较器1108、1110的输出控制SR触发器1112。在毛刺去除块1114中，通过使用计数器来执行去毛刺操作。毛刺去除块1114确保在信号“rx_d”的输出上观察到转变之前，原始接收数据的输出在特定状态停留指定数目个时钟周期。通过信号“rx_d_cnt”在图12中的波形来说明计数操作。该计数器在输出“rx_d”变成原始信号的新状态之前一路升至其最大值或者降至其最小值。如果原始信号在发生这种情况之前变回到其初始值，则计数器被设置成对应于先前设置的轨迹。这确保在变化被传播至“rx_d”信号之前可以观察到该变化达指定数目个时钟信号。图12的波形中的“rx_d”信号对应于图11中的“毛刺去除”块的输出。

然后，处理“rx_d”信号以分别通过上升沿检测块1116和下降沿检测块1118来检测上升沿和下降沿。通过或门1120将这些沿逻辑“或”到一起以用作计数器复位。自由运行计数器1122输出在图13的波形中示为“sym_cnt”的信号。它似乎是模拟锯齿波形，其中计数器在每个沿处被复位。

存在多个并联的消息状态机1124，其中的每个接收3个输入，即上升沿检测信号1126、下降沿检测信号1128以及所捕获的计数器输出1130，其中，所捕获计数器输出1130是计数器1122在上一个沿(上升沿或下降沿)处的输出。通过这些输入，针对一个消息的接收而对每个消息状态机1124进行调谐。消息状态机1124的输出控制功率控制状态块1132，功率控制状态块1132配置功率变换器100的功率状态。

在替选实施方式中，可以使用不同的消息解码系统。例如，替选的消息格式可以包括起始位、停止位、奇偶校验位或数据位。虽然本文所描述的技术非常适合于具有有限数目个符号的相对慢的消息系统，但是该方法也能够用于更快速度且更加复杂的通信协议。图13定义了消息模式的实施方式。本文也定义了看门狗(watchdog)方法，该看门狗方法是不同形式的消息。这些消息是相对正交的(不容易彼此误认)并且假阳性的可能性非常低。

图14是图示出能够用在上述架构中的状态机1400的实施方式的状态机图。状态图中的每个转变意味着已经发生经滤波的输出的上升沿和下降沿。每当确实发生这种情况时，检查时间窗并且状态机1400根据与其出发于的状态相关联的时间窗的结果而推进。当到达最后状态1402时，则认为已经接收到消息。

推进状态机1400的转变基于正确的沿检测与所捕获的计数处于定义的时间窗内的组合。这确定了该高时段或低时段是如针对该消息所预期的。每当不满足该条件时(沿发生在错误的时间)，状态机1400复位(返回至状态S0)，并且开始等待新消息。

在所图示的实施方式中，存在两个消息类型，即“增大”消息和“减小”消息。这些消息的目的是在接收到消息之后增大或减小调节电压值。该消息可能具有非常不同的用途。用于这些机器中的每个机器的状态变量在图12的波形中可分别被显示为st_inc”和“st_dec”。

图12中的示例消息是“减小”消息。对“st_inc”和“st_dec”的观测指示增大状态机一路进行到消息完成；而针对“增大”消息的状态机仅进行了一部分，这是因为“增大”消息是错误消息。状态机也彼此协作，使得如果状态机中的任何状态机观察到消息完成，则它们全部复位，从而它们在同一时间开始等待下一消息。

一旦阅读本公开内容，本领域技术人员通过本文所公开的原理将会意识到另外的替选实施方式。因此，虽然已经说明并描述了具体实施方式和应用，但是将会理解的是，所公开的实施方式不限于本文所公开的确切的构造和部件。在不偏离本文所描述的精神和范围的情况下，可以对本文所公开的方法和设备的布置、操作和细节做出本领域技术人员将会明白的各种修改、改变和变化。

Claims (20)

1.一种基于由电子装置生成的数字消息向所述电子装置提供电力的开关功率变换器，所述电子装置通过根据预定义模式调制针对所述电子装置的负载电流来生成所述数字消息，所述开关功率变换器包括：

变压器，所述变压器将耦接至所述电子装置的所述开关功率变换器的次级侧与初级侧电隔离；

负载电流检测器，所述负载电流检测器用以获得表示针对所述电子装置的输出电压的初级侧电压感测信号的样本，以及表示初级侧电流的电流感测信号的样本，所述电压感测信号和所述电流感测信号基于针对所述电子装置的经调制的负载电流而变化，所述负载电流检测器用以生成表示针对所述电子装置的经调制的电流的波形的负载电流信号；

数字解码器，所述数字解码器用以解码所述负载电流信号，以恢复由所述电子装置编码的所述数字消息；以及

功率控制器，所述功率控制器用以控制开关的切换，以基于所述电压感测信号、所述电流感测信号和所述数字消息来控制针对所述电子装置的输出电压和输出电流中的至少一个。

2.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述负载电流检测器包括：

输出电流计算块，所述输出电流计算块用以基于所述电压感测信号和所述电流感测信号的所述样本来确定在所述功率变换器的先前切换周期期间通过所述变压器的次级绕组的平均电流；

时间机信号发生器，所述时间机信号发生器用以生成包括表示所述平均电流的样本序列的输出电流信号，所述样本序列具有所述功率变换器的所述先前切换周期的时长；以及

低通滤波器，所述低通滤波器用以对所述输出电流信号进行滤波，以估计所述负载电流信号。

3.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述输出电流计算块在所述变压器的每个复位时段的结束处确定所述平均电流。

4.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述输出电流计算块包括：

第一计数器，所述第一计数器用以在所述变压器的复位时段的结束处接收复位脉冲，以及用以基于连续的复位脉冲之间的时间差来测量切换时段。

第二计数器，所述第二计数器用以在所述复位时段的结束处接收所述复位脉冲，以及用以在所述开关被关断时接收队列停止脉冲，并且所述第二计数器用以基于所述队列停止脉冲与所述复位脉冲之间的时间差来测量复位时段；以及

计算逻辑，所述计算逻辑用以基于所测量的切换时段和所测量的复位时段来确定所述平均输出电流。

5.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述时间机信号发生器包括：

先进先出(FIFO)缓冲器，所述先进先出(FIFO)缓冲器用以接收表示所述平均电流的信号，以及用以接收表示所述先前切换周期的时长的信号；以及

计数器，所述计数器用以在基于所述先前切换周期的时长的一段时间之后推进所述FIFO缓冲器。

6.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述开关功率变换器根据脉冲频率调制控制方案进行操作，并且其中，所述切换周期的时长针对不同的切换周期而不同。

7.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述低通滤波器包括：

具有固定采样率的过采样一阶低通数字滤波器。

8.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述低通滤波器包括：

低通数字滤波器，所述低通数字滤波器具有基于所述开关功率变换器的切换时段而变化的采样率。

9.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述数字解码器包括：

数字状态机，所述数字状态机响应于检测到所述负载电流信号中逻辑状态之间的转变而从第一状态变成第二状态，并且所述数字状态机用以基于达到所述数字状态机的最终状态来对所述数字消息进行解码。

10.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述功率变换器经由Vbus线路向通用串行总线(USB)提供电力。

11.一种用于检测由耦接至开关功率变换器的次级侧的电子装置生成的数字消息的方法，所述开关功率变换器包括用于控制通过变压器的电流的开关，其中，所述变压器将所述次级侧与初级侧电隔离，所述电子装置通过根据预定义模式调制针对所述电子装置的负载电流来对所述数字消息进行编码，所述方法包括：

通过所述开关功率变换器的所述初级侧的初级侧控制器来获得表示针对所述电子装置的输出电压的初级侧电压感测信号的样本，以及表示初级侧电流的电流感测信号的样本，所述电压感测信号和所述电流感测信号基于针对所述电子装置的经调制的负载电流而变化；

基于所述电压感测信号和所述电流感测信号的样本生成表示针对所述电子装置的经调制的电流的波形的负载电流信号；

对所述负载电流信号进行数字解码，以恢复由所述电子装置编码的所述数字消息；以及

基于所恢复的数字消息来配置所述初级侧控制器的模式。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，生成所述负载电流信号包括：

基于所述电压感测信号和所述电流感测信号的样本来确定在所述功率变换器的先前切换周期期间通过所述变压器的次级绕组的平均电流；

生成包括表示所述平均电流的样本序列的输出电流信号，所述样本序列具有所述功率变换器的所述先前切换周期的时长；以及

对所述输出电流信号进行低通滤波，以估计所述负载电流信号。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，确定所述平均电流包括：

检测所述变压器的复位时段的结束；以及

在所述复位时段的结束处确定所述平均电流。

14.根据权利要求12所述的方法，其中，确定所述平均电流包括：

在所述变压器的每个复位时段的结束处接收复位脉冲；

每当所述开关被关断时接收队列停止脉冲；

基于连续的复位脉冲之间的时间差来测量切换时段；

基于所述队列停止脉冲与所述复位脉冲之间的时间差来测量复位时段；以及

基于所测量的切换时段和所测量的复位时段来确定所述平均输出电流。

15.根据权利要求12所述的方法，其中，生成所述输出电流信号包括：

将表示所述平均电流的值和表示所述先前切换周期的时长的值存储在先进先出(FIFO)缓冲器中；以及

在基于所述先前切换周期的时长的一段时间之后使用计数器推进所述FIFO缓冲器。

16.根据权利要求12所述的方法，其中，所述开关功率变换器根据脉冲频率调制控制方案进行操作，并且其中，所述切换周期的时长针对不同的开关周期而不同。

17.根据权利要求12所述的方法，其中，对所述输出电流信号进行低通滤波包括：

应用具有固定采样率的过采样一阶低通数字滤波器。

18.根据权利要求12所述的方法，其中，对所述输出电流信号进行低通滤波包括：

应用具有基于所述开关功率变换器的切换时段而变化的采样率的低通数字滤波器。

19.根据权利要求11所述的方法，其中，对所述负载电流信号进行数字解码包括：

响应于检测到所述负载电流信号中逻辑状态之间的转变而将数字状态机的状态从第一状态变成第二状态；以及

基于达到所述数字状态机的最终状态而对所述数字消息进行解码。

20.根据权利要求11所述的方法，其中，所述功率变换器经由Vbus线路向通用串行总线(USB)提供电力。