CN105659258A - 通过具有受控自振荡的感应耦合来发送数据的方法和装置 - Google Patents

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CN105659258A CN201480050577.1A CN201480050577A CN105659258A CN 105659258 A CN105659258 A CN 105659258A CN 201480050577 A CN201480050577 A CN 201480050577A CN 105659258 A CN105659258 A CN 105659258A
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Abstract

本发明涉及一种用于通过感应耦合来发送数据的装置(ND1)，所述装置(ND1)包括感应调谐天线电路(ACT)以及用于对所述天线电路施加周期信号(Slm)的突发脉冲(B3)的振幅调制电路(MCT1)，每个突发脉冲的振幅由具有上升沿和下降沿的包络信号来定界。根据本发明，所述调制电路被配置成以所述下降沿的一阶导数是连续的这一方式使至少所述包络信号的下降沿成形，以便衰减或者去除通过对所述天线电路施加所述周期信号的突发脉冲而可能生成的天线信号的瞬时振荡。

Description

通过具有受控自振荡的感应耦合来发送数据的方法和装置
技术领域
本发明涉及一种用于通过感应耦合来发送数据的方法，所述方法包括以下步骤：对调谐感应天线电路施加周期信号的突发脉冲，以产生生成磁场的天线信号，其中，每个突发脉冲的振幅由具有上升沿和下降沿的包络信号来定界。
背景技术
本发明具体地涉及一种用于在专利EP1327222中所描述的类型的NFC装置(“近场通信”)的有源负载调制方法。所述方法包括在存在由NFC阅读器发射的外磁场的情况下对天线电路施加周期信号的突发脉冲。周期信号的突发脉冲生成被叠加在由NFC阅读器发射的磁场上的磁场的对应突发脉冲，并且被后者感知为无源负载调制。与无源负载调制相比，有源负载调制是有利的原因在于它提供更大的通信距离。
专利申请EP2431925涉及这种有源负载调制方法的改进，并且提出在突发脉冲到天线电路的每次施加之后使周期信号的频率与外磁场的频率再同步，而不是在每个新的数据帧之前使这个信号再同步。有源负载调制方法因此另一方面包括发射突发脉冲的周期以及与外磁场的再同步的相位。
然而，专利申请WO2012/038664表明在对天线电路施加周期信号的突发脉冲之后，后者具有被叠加在由外磁场感应的“有用的”天线信号上的振铃并且容许再同步过程失真。再同步过程的确将由外磁场感应的天线信号用作再同步信号。如果这个信号包括来自刚刚已被施加到天线电路的突发脉冲的振荡残余，则它们被叠加在由外磁场感应的有用的天线信号上并且可能使外磁场上的再同步过程失真。
例如，图1示出施加到天线电路ACT的周期信号Slm的突发脉冲B1的形状以及结果得到的天线信号Vam。天线电路ACT是调谐到周期信号Slm的频率的谐振电路，并且包括例如天线线圈AC、串联电容器Ca和并联电容器Cb。突发脉冲B1或“入射突发脉冲”在天线电路中产生本身生成相同形状的磁场的突发脉冲的天线信号Vam的突发脉冲B1'，或“结果得到的突发脉冲”。
入射突发脉冲B1在其持续时间和振幅方面由具有上升沿和下降沿的持续时间T1的形状为矩形的包络信号E1来定界。上升沿在低拐点i1与高拐点i2之间延伸。下降沿在高拐点i3与低拐点i4之间延伸。周期信号Slm的振幅在上升沿之前并在下降沿之后为零，并且在两个边沿之间通常是恒定的。在施加入射突发脉冲B1之后，天线信号Vam具有并非可忽略的振幅的瞬时振荡1，在特定情况下其可能具有大于天线信号Vam在入射突发脉冲B1的施加期间的最大振幅的振幅的超调2。结果，结果得到的突发脉冲B1'具有可能比入射突发脉冲B1的持续时间T1大得多的持续时间T1'。当时间T1'-T1大于或等于使两个突发脉冲B1的发射分离的时间时，发射突发脉冲B1的装置不能够冒着再同步到它本身已发送的信号的危险再同步到外磁场。
为了克服这个缺点，申请WO2012/038664教导紧接在施加入射突发脉冲B1之后借助于开关来使天线电路短路或者解谐。有源负载调制方法在施加突发脉冲B1之后并且在再同步阶段之前，然后包括天线电路在其间通过开关被短路或者解谐的阻尼阶段，后面是在其间由外磁场感应的有用的天线信号被自然地恢复而未被由入射突发脉冲B1生成的瞬时振荡“污染”的恢复阶段。
这个解决方案提供了实现简单且高效的优点。然而，阻尼开关必须经得起能够达到10V至15V的天线电压。现在，很可能被用来产生集成在半导体芯片上的NFC装置的技术的一些领域，诸如深亚微米领域，不允许生产能够经得起这些高电压的晶体管。
因此可能期望提供不需要这种阻尼开关的有源负载调制方法。
更一般地，可能期望提供用于通过发射磁场的突发脉冲来发送数据的方法，其中，天线电路的自振荡现象通过除阻尼开关以外的手段来控制。
发明内容
本发明的一些实施例涉及用于通过感应耦合来发送数据的方法，所述方法包括以下步骤：对调谐感应天线电路施加周期信号的突发脉冲，以产生生成磁场的天线信号，其中，每个突发脉冲的振幅由具有上升沿和下降沿的包络信号来定界；以及借助于数字成形电路或模拟成形电路来使至少包络信号的下降沿成形，以便衰减或者去除在具有矩形波包络信号的周期信号的突发脉冲被施加到天线电路的情况下在突发脉冲的每次施加之后将会出现在天线电路中的天线信号的瞬态振荡。
根据一个实施例，包络信号的下降沿被成形为使得其一阶导数不超过通过考虑在天线电路中可能容许的瞬时振荡的最大振幅而确定的极限值。
根据一个实施例，包络信号的下降沿被成形为使得其一阶导数具有等于A0*π*Fc/2的最大值，Fc是周期信号的频率，并且A0是包络信号的振幅。
根据一个实施例，包络信号的下降沿被成形为使得紧接在施加周期信号的突发脉冲之后，天线信号在缺少外磁场的情况下具有低于它在突发脉冲的施加期间具有的最大振幅的在5％与50％之间选取的百分比的振幅。
根据一个实施例，所述方法包括以下步骤：给予包络信号的下降沿通过其导数是连续函数的数学函数所确定的形状。
根据一个实施例，所述方法包括以下步骤：给予下降沿通过在下降沿的高拐点处给予它值1并且在下降沿的低拐点处给予它值0在时标上计算出的升余弦函数所确定的形状。
根据一个实施例，所述方法包括以下步骤：给予包络信号的下降沿通过存储在存储器中的一组点所确定的形状并且通过离散值来定义周期信号的突发信号。
根据一个实施例，所述方法包括以下步骤：还以上升沿的一阶导数是连续的这一方式使包络信号的上升沿成形。
根据一个实施例，周期信号具有低于20％的总谐波失真率。
根据一个实施例，所述方法被应用于通过有源负载调制来发送数据，周期信号的突发脉冲在存在外部交变磁场的情况下被施加到天线电路，并且所述方法包括以下步骤：在周期信号的突发脉冲到天线电路的两次施加之间使周期信号的频率与外磁场的频率同步。
本发明的一些实施例还涉及用于通过感应耦合来发送数据的装置，所述装置包括调谐感应天线电路以及用于对天线电路施加周期信号的突发脉冲的振幅调制电路，并且产生生成磁场的天线信号，每个突发脉冲的振幅由具有上升沿和下降沿的包络信号来定界，所述调制电路被配置成实现如上面所描述的方法。
本发明的一些实施例还涉及包括这种装置的便携式电子物体。
附图说明
将在下面关于但不限于附图描述根据本发明的用于发送数据的方法以及实现此方法的NFC装置的实施例的一些示例，附图中：
上面所描述的图1示出施加到天线电路的周期信号的入射突发脉冲的形状以及结果得到的突发脉冲的形状，
图2示出根据本发明的方法的第一实施例的周期信号的入射突发脉冲的形状以及结果得到的突发脉冲的形状，
图3示出根据本发明的方法的第二实施例的周期信号的入射突发脉冲的形状以及结果得到的突发脉冲的形状，
图4是实现本发明的方法的NFC装置的实施例的第一示例的框图，
图5A至图5E是示出在图4中的装置中出现的各种信号的时序图，
图6示出图4上以框形式表示的锁相环和调制电路的实施例的示例，
图7是由图6上的调制电路供应的数字信号的曲线，
图8示出图4上以框形式表示的调制电路的实施例的第二示例，
图9、图10和图11示出根据本发明的包括NFC装置的便携式电子物体的示例。
具体实施方式
关于图1，在上面描述了调谐感应天线电路ACT对其振幅由形状为矩形的包络信号E1来定界的周期信号Slm的入射突发脉冲B1的响应。此响应由包括在施加入射突发脉冲B1之后出现的天线信号Vam的瞬时振荡的结果得到的突发脉冲B1'来表征。
本发明的一些实施例涉及方法，由此能够控制天线电路对周期信号的入射突发脉冲的响应，并因此能够控制结果得到的突发脉冲的形状，而无需任何阻尼开关。此方法最初旨在被应用于有源负载调制技术，以使得能够在发射突发脉冲之后与外磁场再同步，但是能够找到将在下面提及的其它应用。
此方法基于转用于本发明的领域的谐振电路的理论，即对调谐感应天线电路施加周期信号的突发脉冲。谐振电路的理论表明，对谐振电路施加其形状为阶跃函数的形状的激励信号由于这种函数具有不连续导数的事实而导致谐振电路的瞬时振荡。矩形信号是阶跃函数的特定情况，并且具有在其上升沿趋于正无穷而在其下降沿趋于负无穷的导数。由电子电路供应的“真实”矩形信号即使包括由于传输线中的寄生电容或电感而不是完全垂直的上升沿和下降沿，但也在上升沿的低拐点i1和高拐点i2处并且在下降沿的低拐点i3和高拐点i4处具有其导数的显著跳跃。这些跳跃(未必趋于无穷)在本发明的框架中也被认为是不连续，因为它们对施加有激励信号的天线电路的振荡响应负责。
能够通过使用具有连续导数的激励信号来使此瞬时振荡响应衰减或者甚至去除。具体地，在快速傅里叶变换(FTT)的实现的框架中发展成的数学理论已定义了所谓的窗函数或“观察窗函数”，诸如汉纳(Hann)函数，从而使得信号能够鉴于它对有限点的快速傅里叶分析被采样，而不会在窗的边缘上生成将使这个信号的谐波分析失真的任何寄生谐波分量。当它们被用来使施加到谐振电路的激励信号成形时，这些函数不引起后者的任何瞬时振荡响应，或者引起大大地衰减的瞬时响应。
本发明的一些实施例通过在施加到谐振电路的激励信号与施加到调谐感应天线电路的周期信号Slm的突发脉冲的包络信号之间进行模拟而基于上述。这里认为包络信号对天线电路的振荡响应负责，特别是当它定界其振幅的周期信号Slm具有低谐波失真率并且对生成这种振荡响应不敏感时。
根据本发明的一个实施例，周期信号Slm的突发脉冲B2(Slm)像图2上所示出的那样被成形，以便具有在其下降沿具有连续导数的包络信号E2。根据另一实施例，周期信号Slm的突发脉冲B3(Slm)像图3上所示出的那样被成形，以便具有在其上升沿并在其下降沿具有连续导数的包络信号E3。
在本发明的当前实施例的含义内的“连续导数”的概念包括导数具有对于预定应用来说可接受的值跳跃--即，不超过通过考虑可能在天线电路中容许的瞬时振荡的最大振幅而确定的极限值的值跳跃--的情况，这个最大振幅取决于预定应用。因此能够以两种方式实现这个概念：
i)凭经验通过例如借助于仿真工具从已知结构的天线电路中搜索具有低于特定阈值的导数跳跃并且使得天线电路的振荡响应对于预定应用来说可接受的包络信号的形状。例如，在对有源负载调制的应用中，将寻找小于可用于使调制装置与外磁场再同步的时间段的持续时间的振荡周期，
ii)通过定义导数的跳跃的数字极限。上面表明了施加到具有寄生电容或电感的传输线的矩形包络信号的真实导数没有趋于无穷的跳跃，并因此由于这些寄生元件而是严格意义上“连续的”。然而，这个导数具有生成可能对于预定应用来说不可接受的天线电路的振荡响应的值跳跃。此外，即使其理论导数不是连续的，梯形包络信号与形状为矩形的包络信号相比也大幅度改进天线电路的响应。因此，在本发明的一些实施例的含义内的“连续导数”的概念的定义包括具有不超过极限使得包络信号的下降时间至少大于或等于周期信号Slm的周期的导数的包络信号。在这种情况下，这个极限等于A0*π*Fc/2，Fc是信号Slm的频率，A0是包络信号的振幅。在Fc＝13.56MHz的应用中，包络信号的导数的最大值因此等于A0*21.29*106s-1。
在图2上，周期信号Slm的入射突发脉冲B2的持续时间被标记为Tm。包络信号E2包括在拐点i1与拐点i2之间持续时间理论上为零的陡上升沿、在拐点i2与拐点i3之间持续时间为Tp的平稳段以及在拐点i3与拐点i4之间持续时间为Tf的基本上形式为半铃的平缓下降沿。具有平缓轮廓的下降沿的这种形状被确定以便具有连续导数。
在天线电路ACT中产生的天线信号Vam的结果得到的突发脉冲B2'具有由包络信号E2的上升沿引起的超调3但是没有由下降沿引起的瞬时振铃。结果得到的突发脉冲B2'的有效持续时间在这里等于入射突发脉冲B2的持续时间Tm。
在图3上，周期信号Slm的入射突发脉冲B3的持续时间也是Tm。入射突发脉冲的包络E3具有轴对称性，并且包括在拐点i1与拐点i2之间持续时间为Tr的形式为半铃的平缓上升沿、在拐点i2与拐点i3之间持续时间为Tp的平稳段以及从拐点i3到拐点i4持续时间为Tf的形式为半铃的平缓下降沿。在电路ACT中产生的天线信号Vam在这里没有超调或瞬时振荡，并且结果得到的突发脉冲B3'的有效持续时间再次等于突发脉冲B3的持续时间Tm。
图2和图3上所示出的结果得到的突发脉冲B2'、B3'的形状是“理想的”。然而，在实践中，振铃在施加入射突发脉冲之后的衰减度取决于被实现来使入射突发脉冲的包络成形的手段的精度以及突发脉冲的成形的选择，具体地：
1)入射突发脉冲可以仅在其上升沿(B2类型的突发脉冲)或者在其上升沿和下降沿(B3类型的突发脉冲)被成形。当突发脉冲B2的上升沿生成大于突发脉冲的持续时间的持续时间的瞬时振荡时，B3类型的突发脉冲的使用可能优于B2类型的突发脉冲，
2)使边沿成形使得它们的导数是连续的可以借助于1阶或2阶的低通模拟滤波器通过用这种滤波器将矩形包络信号变换成具有缓和边沿的包络信号来实现，
3)使边沿成形使得它们的导数是连续的可以借助于上面所描述的类型的数学函数通过合成周期信号Slm以数字控制其振幅变化而高度精确地实现。
由于刚刚描述的，天线信号Vam在施加入射突发脉冲之后(即在最后拐点i4之后)的振铃的振幅未必为零。它可能仅以在5％与50％之间或在1％与50％之间的比例低于在施加入射突发脉冲期间天线信号Vam的最大振幅。根据所需规范，“不完全”衰减的确可以证明是足够的。
例如，在本发明的方法在紧接在施加入射突发脉冲之后对与外磁场再同步的有源负载调制的应用中，可以在入射突发脉冲末期，即在再同步之时，容许的振铃的振幅取决于由外磁场感应的信号的振幅，并且更具体地取决于所感应的信号的振幅与振铃的振幅之间的比。例如已经证明，为了获得低于30°的相位误差，振铃的振幅必须不超过所感应的信号的振幅的57.7％。这个比对应于以上提及的衰减中的一个，所述衰减先前已由参考天线信号Vam在入射突发脉冲的施加期间的最大振幅的百分比来表达，而无需参考由外磁场感应的信号的振幅。
如果此外在有源负载调制的周期之后提供恢复周期，则为了确保前述振幅比在再同步之时低于57.7％，继续进行这个再同步剩下的时间取决于借助于入射突发脉冲发送的数据信号的频率，所述频率确定必须从中减去恢复阶段的持续时间的两个突发脉冲之间的“静默”的持续时间，其本身取决于振铃在突发脉冲末期的振幅并且在振铃的振幅高时将甚至更长，直到达到了低于57.7％的振幅比为止。
根据本发明的方法的一个实施例，入射突发脉冲的下降沿的振幅A(t)借助于以以下方式公式化的升余弦函数而数字成形：
A(t)＝A0*(1+cos(π*t/Tf))/2，
其导数是：
d(A(t)/dt＝A0*π/Tf/2*sin(π*t/Tf)
A0是包络信号的最大振幅(即，周期信号Slm的最大振幅)，Tf是下降沿的持续时间，并且t是根据具有下降沿的拐点i3作为原点的时间轴的时间。这个振幅函数A(t)然后在拐点i3之前具有恒定值A0而在第二拐点i4之后具有零值。
如下表上所示，函数A(t)的导数在拐点i3、i4之前因此为零。在拐点i3与拐点i4之间，即在下降沿期间，函数A(t)的导数是升余弦函数的导数。这个导数在拐点i3和i4处也是零，并且在两点之间根据正弦函数不变地改变。函数A(t)因此在拐点i2与拐点i4之间没有其导数的跳跃。
函数A(t) 导数d[A(t)]/dt
在i2与i3之间 A0 0
在点i3(t＝0)处 A0*(1+cos(π*0/Tf))/2＝A0 0
在i3与i4之间 A0*(1+cos(π*t/Tf))/2 A0*π/Tf/2*sin(π*t/Tf)
在点i4(t＝Tf)处 A0*(1+cos(π*Tf/Tf))/2＝0 0
在i4之后 0 0
升余弦函数还能够被用来使上升沿成形，并获得具有有轴对称性的包络的B3类型的突发脉冲。在这种情况下，包络信号的导数在突发脉冲中自始至终是完全连续的。
具有提供所需性质的导数的任何其它数学函数，特别是用于快速傅里叶变换的窗函数，可以由本领域的技术人员使用代替升余弦函数。
此外，不言而喻，周期信号Slm自身不得具有将生成天线电路的振荡响应的非常陡的边沿。在现有技术中，信号Slm在被应用于天线电路之前通常被滤波，并且因此不对在当前应用中通过控制包络信号的形状来解决的技术问题负责。一般地说，如果信号Slm是通过对最初形状为矩形的信号进行滤波而获得的，则这种滤波必须优选地是如下这种，即信号Slm的谐波失真率低于20％(即，一方面谐波的能量的和与另一方面信号Slm的基频的能量之间的比)。当像在下面所描述的本发明的实施例的示例中的情况下那样数字生成信号Slm时，可以将信号Slm生成为具有零或几乎零谐波失真率的理想正弦曲线。
将在下面实现根据本发明的用于发送信号的方法的实施例的有源负载调制NFC装置的实施例的示例。实施例的这个示例是为了在两个负载调制突发脉冲之间使周期信号再同步而对有源负载调制应用本发明的方法、从而避免在施加入射突发脉冲之后使用阻尼开关的特定情况。
装置ND1包括：
-触点通信接口电路ICT，
-调谐感应天线电路ACT，包括天线线圈AC1并且可以包括诸如上面所描述的电容器Ca、Cb的各种调谐部件，
-耦合到解码电路DCCT的调制电路DMCT，以经由天线电路接收数据DTr，
-耦合到调制电路MCT的编码电路CCT，以经由天线电路发送数据DTx，
-锁相环PLL，以及
-时钟提取电路CKCT。
图4还示出装置ND1的主机处理器HP1以及配备有天线线圈AC2并且通过发射例如在13.56MHz(标准ISO14443、ISO13693、索尼)的载波频率下振荡的周期外磁场FLD1在NFC阅读器模式下操作的外部NFC装置EDV。两个装置ND1和EDV的天线电路被假定为被调谐到这个频率，可能调谐至在其几个百分点内。
触点通信接口电路ICT使得装置ND1能够耦合到主机处理器HP1。它更具体地使得主机处理器HP1能够给装置ND1供应意在供外部装置EDV使用的数据DTx，并且从装置ND1接收由外部装置EDV发送的数据DTr。数据DTx/DTr例如是NFC应用(交易、支付、数据交换等)的应用数据。在一个替代方案中，装置ND1可以包括被配置成管理无触点应用的内部处理器，所述内部处理器然后本身生成数据DTx并且在不使用任何主机处理器的情况下对数据DTr进行处理。
时钟提取电路CKCT和调制电路DMCT通过放大器A1来接收通过外磁场FLD1在天线电路ACT中感应的天线信号Vai。时钟提取电路CKCT供应其频率为外磁场的频率，即，上述标准的框架中的13.56MHz，的外部时钟信号CKe。锁相环PLL接收外部时钟信号CKe并且供应内部时钟信号CKs以及其频率是时钟信号CKs的频率的N倍的采样时钟信号N*CKs。
锁相环PLL包括：同步振荡模式，其中束缚于外部时钟信号CKe信号CKs然后与时钟信号CKe相位且频率同步；以及自由振荡模式，其中信号CKs在相位和频率上不再被设置到信号CKe。自由振荡模式通过由调制电路MCT供应的逻辑信号MSK来激活。
为了向装置ND1发送数据DTr，外部装置EDV借助于二进制数据承载调制信号MS(DTr)对磁场FLD1应用振幅调制。信号MS(DTr)被反映在所感应的天线信号Vai中并且在13.56MHz下去除载波之后由解调电路DMCT从其中提取。电路DMCT将调制信号MS(DTr)供应给电路DCCT，所述电路DCCT从其中提取数据DTr并且经由通信接口电路ICT将其供应给主机处理器HP1。
要发送到外部装置EDV的数据DTx由主机处理器HP1经由通信接口电路ICT供应给编码电路CCT。电路CCT然后给调制电路MCT供应二进制数据承载调制信号MS(DTx)。调制信号MS(DTx)具有从时钟信号CKs的频率(例如，848KHz(标准ISO14443)得到的频率。为了生成这个信号，电路CCT接收由锁相环PLL供应的内部时钟信号CKs。
调制电路MCT在这里是一方面接收采样信号N*CKs，并且另一方面接收调制信号MS(DTx)的有源负载调制电路。电路MCT对天线电路ACT施加被信号Slm具有缺省值--通常为0--的非调制的周期分离的上面所描述的类型的周期信号Slm的突发脉冲B3。信号Slm具有等于时钟信号CKs的频率的频率，并且突发脉冲B3被以调制信号MS(DTx)的速率发射。
突发脉冲B3是以上面所描述的方式成形的，以便消除或者至少限制天线电路ACT在突发脉冲的每次施加之后的瞬时振荡现象。因此，当信号MS(DTx)变为1时，天线电路ACT接收信号Slm的突发脉冲B3并且天线线圈AC1发射磁场FLD2的对应突发脉冲。磁场FLD2的突发脉冲由外部装置EDV检测为无源负载调制。后者因此可以从它自己的天线信号中提取信号MS(DTx)以从其中推断由装置ND1发送的数据DTx。
图5A至图5E示出装置ND1在发送数据DTx时的操作，并且分别表示时钟信号CKs、数据信号MS(DTx)、逻辑信号MSK、由调制电路MCT供应的信号Slm以及存在于天线电路ACT中的天线信号Va。能够区分持续时间Tm的有源负载调制相位Pm以及持续时间Tsyn的再同步相位Psyn。
每个负载调制相位Pm是在信号MS(DTx)变为1时启动的(图5B)。调制电路MCT对天线电路ACT施加信号Slm的突发脉冲B3(图5D)并且在突发脉冲中自始至终将信号MSK设置为0(图5C)，使得锁相环PLL在自由振荡模式下操作。天线信号Va(图5E)然后包括由外磁场FLD1感应的分量Vai以及通过信号Slm在天线电路中生成的分量Vam。在这里假定了突发脉冲B3不让分量Vam的任何瞬时振荡留在天线电路中。因此，在突发脉冲B3已被施加到天线电路之后，天线信号Va仅包括由外磁场FLD2感应的分量Vai并且同步相位被立即启动。信号MSK被电路MCT置回为1并且锁相环PLL再同步到外部时钟信号CKe。
根据突发脉冲B3离开天线信号的分量Vam的振荡的轨迹的一个实施例，可以在调制相位Pm与同步相位Psyn之间提供松弛时间。一般地说，分量Vam的瞬时振荡由于给予突发脉冲B3的特定形状的阻尼被确定，以便不致使由申请WO2012/038664所描述的阻尼开关的使用成为必要的。
换句话说，借助于这种开关照惯例执行的阻尼相位被隐式地整个地或部分地包括在突发脉冲B3的下降沿中。在所表示的非限制性实施例中，信号CKe、CKs、Slm的频率是13.56MHz并且数据信号MS(DTx)的频率是848KHz。数据信号MS(DTx)的一个周期对应于信号Slm的16个周期。突发脉冲B3的持续时间基本上大于信号MS(DTx)在1上的持续时间T1，其遍布信号Slm的8个周期。突发信号具有遍布信号Slm的4个周期的持续时间Tr的上升沿、遍布信号Slm的2个周期的持续时间Tp的平稳段以及遍布信号Slm的4个周期的持续时间Tf的下降沿，使得Tr+Tp+Tf/2＝T1。突发脉冲B3的持续时间因此大于Tf/2的持续时间T1，即信号Slm的2个周期。同步周期遍布信号Slm的6个剩余周期。
图6表示锁相环PLL的一个实施例PLL1以及调制电路MCT的一个实施例MCT1。
锁相环包括相位比较器PFD、电荷泵CP、环路滤波器LF、压控振荡器VCO和N(例如计数器模数N)分频器DIV。振荡器VCO给调制电路MCT1供应采样信号N*CKs。这个信号还被施加到在比较器PFD的输入端处供应信号CKs的分频器DIV并施加到电路CCT和DCCT。比较器PFD的另一输入端接收外时钟信号CKe并且比较器PFD的控制输入端接收信号MSK。当信号MSK在1上时，比较器给电荷泵供应表示信号CKe与CKs之间的相位误差或频率误差的两个误差信号U、D(“上”和“下”)。电荷泵给滤波器LF供应根据信号U、D增加或者减小的电压Vp。电压Vp被施加到其输出端供应施加到振荡器VCO的环路电压V1的滤波器LF。
信号MSK变为0使相位比较器停止。信号U和D然后被迫为0并且电荷泵也停止，这导致使施加到振荡器VCO的环路电压V1保持。锁相环因此继续以在信号MSK变为0之前到达的最后同步的频率在自由振荡模式下振荡。
调制电路MCT1借助于存储在例如位于非易失性存储器MEM中的查找表LUT1至LUT9中的一组数字值来合成周期信号Slm的突发脉冲B3。如图7中所示，这些存储的值是具有模拟信号Slm的突发脉冲B3的期望形状的数字信号Slmd的曲线--这里为其振幅由突发脉冲B3的包络信号E3来确定的理想正弦曲线--的点Pi。在这里所选取的实施例中，表LUT1、LUT2、LUT3和LUT4中的每一个被指派给信号Slmd在突发信号B3在拐点i1与拐点i2之间的上升沿期间的周期的点Pi的贮存器。表LUT6、LUT7、LUT8和LUT9中的每一个被指派给信号Slmd在突发信号B3在拐点i3与拐点i4之间的下降沿期间的周期的点Pi的贮存器。最后，表LUT5被指派给与信号CKs在突发信号B3在拐点i2与拐点i3之间的平稳段阶段期间的两个周期对应的点Pi的贮存器。提供来合成信号Slmd的每个周期的点Pi的数目通过由锁相环供应的采样频率N*CKs来确定并且因此等于N。
再次参考图6，电路MCT1还包括状态机SM、模数转换器DAC和放大器A1。状态机SM包括用于对存储器MEM中的查找表LUT1至LUT9进行寻址和读取的地址计数器ADCNT，并且通过信号N*CKs来整速。状态机还接收数据信号MS(DTx)并且被配置成在信号MS(DTx)变为1时启动表LUT1-LUT9的读取，使得突发脉冲B3的发射与这个信号同步。存储器MEM的输出端将点Pi供应给转换器DAC，所述转换器DAC的输出端通过放大器A1来给天线电路ACT供应模拟周期信号Slm的突发脉冲B3。
根据一个实施例，状态机SM还接收相位控制信号PCS并且被配置成相对于与外部时钟信号CKe同相的时钟信号CKs使周期信号Slmd/Slm相移由这个信号的值所确定的角度。一些应用的确要求磁场FLD2的突发脉冲相对于外磁场FLD1具有相移，以便由外部装置EDV更好地检测有源负载调制。
调制电路MCT的这个实施例MCT1在控制突发脉冲B3的包络信号E3上提供充分自由，每个点Pi是在被存储在查找表LUT1至LUT9中之前以数学方式计算出的。包络信号E3因此可以严格地符合所期望的成形函数，例如升余弦函数。
图8示出调制电路MCT的低成本模拟实施例MCT2。在实施例的这个示例中，数据承载二进制信号MS(DTx)被用作突发脉冲B3的包络信号，并且具有由编码电路CCT所控制的占空比。如上，假定了数据信号MS(DTx)的一个周期对应于信号Slm的16个周期。
电路MCT2包括一阶或二阶的低通滤波器FLT1、FLT2、混频器MIX、放大器A2以及给锁相环PLL供应信号MSK的边沿检测电路EDT。滤波器FLT1接收数据承载逻辑信号MS(DTx)作为包络信号并且在混频器MIX的输入端处供应如先前所描述的具有其导数是连续的、通过一阶或二阶滤波所缓和的上升沿和下降沿的包络信号E3。由锁相环供应的时钟信号CKs在这里在形状上为矩形的，并且在被施加到混频器MIX的第二输入端之前由滤波器FLT2变换成具有低谐波失真的周期信号Slm。混频器的输出端通过放大器A2来给天线电路ACT供应信号Slm的突发脉冲B3。最后，检测器EDT接收数据信号MS(DTx)和时钟信号CKs，并且在检测到信号MS(DTx)变为1时将信号MSK设置为0。
根据一个实施例，在时钟信号CKs的6个循环期间维持信号MS(DTx)的值1，然而在10个时钟循环期间维持值0，即与先前10/16相比6/16的初始占空比，以考虑由滤波器FLT1引起的信号MS的上升沿和下降沿的时间扩展。
如上，例如通过在混频器MIX的第二输入端处插入可调整移相器，能够提供信号Slm的相位的设置。在一个替代实施例中，信号CKs在不被滤波的情况下在混频器MIX的第二输入端处施加，并且滤波器FLT2被布置在放大器A2的输出端处。
如上面所指示的，根据本发明的用于发送数据的方法(包括突发脉冲包络的形状的控制)容许各种其它替代方案和应用。它特别适用于在NFC阅读器模式下发送数据，以通过去除在调制间隙中出现的寄生振荡来更精确地控制所发射的磁场的振幅调制间隙的持续时间，例如以通过减小调制间隙的持续时间来增加所发送的数据的流率。
根据本发明的数据发送/接收装置还容许各种应用。在图9中所表示的应用的示例中，装置ND1被集成到便携式装置HD1中并且链接至一个或多个主机处理器，这里为将装置ND1用作无触点通信接口(NFC接口)的两个主机处理器HP1、HP2。便携式装置HD1例如是移动电话、数字音乐播放器或个人数字助理(PDA)。处理器HP1可以是装置的主处理器，或诸如智能卡处理器的安全处理器。处理器HP2例如可以是移动电话的基带处理器，还经由移动电话信道确保通信。
在通过顶视图和底视图在图10、图11上分别表示的应用的另一示例中，装置ND1耦合到主机处理器HP1并且组件被集成到塑料CD介质中以形成智能卡HD2。天线线圈AC1例如是具有一匝或多匝的共面线圈。在塑料CD介质的背面(图11)上，卡HD2配备有触点组CP。卡HD2例如可以形成NFCSIM卡。触点组可以包括根据标准ISO7816的触点C1至C8。卡HD2还可以形成旨在被作为NFC通信接口插入到任何类型的装置(移动电话、个人计算机等)中的智能卡。

Claims (12)

1.一种用于通过感应耦合来发送数据的方法，所述方法包括以下步骤：对调谐感应天线电路(ACT)施加周期信号(Slm)的突发脉冲(B2,B3)，以产生生成磁场(FLD2)的天线信号(Vam)，其中，每个突发脉冲的振幅由具有上升沿(i1-i2)和下降沿(i3-i4)的包络信号(E2,E3)来定界，
其特征在于所述方法包括以下步骤：借助于数字成形电路(MCT1)或模拟成形电路(FLT1)来使至少所述包络信号(E2,E3)的下降沿成形，以便衰减或者去除在具有矩形波包络信号的周期信号的突发脉冲被施加到所述天线电路的情况下在突发脉冲的每次施加之后将会出现在所述天线电路中的所述天线信号(Vam)的瞬时振荡。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述包络信号的下降沿被成形为使得其一阶导数不超过通过考虑在所述天线电路中可能容许的所述瞬时振荡的最大振幅而确定的极限值。
3.根据权利要求1和2中的一项所述的方法，其中，所述包络信号的下降沿被成形为使得其一阶导数具有等于A0*π*Fc/2的最大值，Fc是所述周期信号(Slm)的频率，并且A0是所述包络信号的振幅。
4.根据权利要求1至3中的一项所述的方法，其中，所述包络信号的下降沿被成形为使得紧接在施加所述周期信号的突发脉冲之后，所述天线信号(Vam)在缺少外磁场(FLD1)的情况下具有低于它在所述突发脉冲的施加期间具有的最大振幅的在5％与50％之间选取的百分比的振幅。
5.根据权利要求1至4中的一项所述的方法，包括以下步骤：给予所述包络信号(E2,E3)的下降沿通过其导数是连续函数的数学函数所确定的形状。
6.根据权利要求5所述的方法，包括以下步骤：给予所述下降沿通过在所述下降沿的高拐点(i3)处给予它值1并且在所述下降沿的低拐点(i4)处给予它值0在时标上计算出的升余弦函数所确定的形状。
7.根据权利要求1至6中的一项所述的方法，包括以下步骤：给予所述包络信号(E2,E3)的下降沿通过存储在存储器(MEM,LUT1-LUT9)中的一组点(Pi)所确定的形状并且通过离散值来定义所述周期信号(Slm)的突发脉冲(B3)。
8.根据权利要求1至7中的一项所述的方法，包括以下步骤：还以所述上升沿的一阶导数是连续的这一方式使所述包络信号(E3)的上升沿成形。
9.根据权利要求1至8中的一项所述的方法，其中，所述周期信号(Slm)具有低于20％的总谐波失真率。
10.根据权利要求1至9中的一项所述的方法，所述方法用于通过有源负载调制来发送数据，其中，所述周期信号(Slm)的突发脉冲(B2,B3)在存在外部交变磁场(FLD1)的情况下被施加到所述天线电路(ACT)，并且包括以下步骤：在所述周期信号(Slm)的突发脉冲到所述天线电路(ACT)的两次施加之间使所述周期信号(Slm)的频率与所述外磁场的频率同步。
11.一种用于通过感应耦合来发送数据的装置(ND1)，所述装置(ND1)包括调谐感应天线电路(ACT)以及用于对所述天线电路(ACT)施加周期信号(Slm)的突发脉冲(B2,B3)的振幅调制电路(MCT1,MCT2)，并且产生生成磁场的天线信号(Vam)，每个突发脉冲的振幅由具有上升沿和下降沿的包络信号(E2,E3)来定界，
其特征在于，所述调制电路(MCT1,MCT2)被配置成实现根据权利要求1至10中的一项所述的方法。
12.一种便携式电子物体(HD1,HD2)，其包括根据权利要求11的装置。
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