CN105634276B - 用于线性调节的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

一种方法，包括响应于在线性调节器的导通器件的控制端子处接收的信号，使用所述导通器件向所述线性调节器的输出端提供输出信号。所述方法包括至少部分地基于所述输出信号，使用所述线性调节器来调节在所述控制端子处接收的信号；以及控制所述线性调节器的闭环频率响应，以使所述线性调节器的直流增益即DC增益延伸到一频率，该频率接近或处于与耦合到所述线性调节器的所述输出端的去耦电容器相关联的零频率。

Description

用于线性调节的方法和装置
背景技术
电子系统通常采用电压调节器，该电压调节器用于为系统的各种组件生成电源电压。一种类型的电压调节器是DC-DC开关转换器，其通常通过选择性地激活和停用开关来调节其输出电压，以使开关调节器的一个或多个能量存储组件通电或断电。另一种类型的电压调节器是线性调节器，其通常通过控制输出电压和调节器的输入电压之间的差来调节其输出电压。更具体地，典型的线性调节器包括误差放大器，该误差放大器控制用于调节输出电压的调节器的导通晶体管两端的压降。
发明内容
根据示例实施例，一种方法包括：使用线性调节器的导通器件(pass device)来响应于在该导通器件的控制端子处接收的信号，将输出信号提供到线性调节器的输出端。该方法包括至少部分地基于输出信号使用线性调节器来调节在控制端子处接收的信号；并且控制线性调节器的闭环频率响应，以使线性调节器的直流(DC)增益延伸到一频率，该频率接近或处于与耦合到线性调节器的输出端的去耦电容器相关联的零频率。
根据另一个示例实施例，一种调节器包括：输出端，导通器件和闭环电路。导通器件响应于在导通器件的控制端子处接收的信号，将输出信号提供到调节器的输出端。闭环电路至少部分地基于输出信号调节在控制端子处接收的信号。闭路电路包括误差放大器，以至少部分地基于调节器的输出信号以及参考信号来调节在控制端子处接收的信号。误差放大器包括第一放大级和第二放大级。第二放大级耦合到第一放大级的输出端，并且适于至少部分地基于由调节器的输出端提供的电流而向第一放大级提供偏置电流反馈。
根据另一个示例实施例，一种装置包括集成电路，该集成电路包括调节器。调节器包括闭环电路，该闭环电路包括导通器件、反馈电路、放大器和滤波器。滤波器适于控制闭环电路的频率响应的第一阶滚降频率(first order rolloff frequency)，以使第一阶滚降频率接近或处于与耦合到输出端的负载相关联的零频率。
优点及其它期望的特征将从下面的附图、说明书和权利要求中变得明显。
附图说明
图1是根据示例实施例的电子系统的示意图。
图2是根据示例实施例的图1的系统的微控制器单元(MCU)的示意图。
图3是根据示例实施例的图2的微控制器单元的线性调节器的示意图。
图4是根据示例实施例的示出调节器的电压调节模式的线性调节器的示意图。
图5A是根据示例实施例的耦合到线性调节器的输出端的阻抗的波特(Bode)图。
图5B是根据示例实施例的在不存在负载的情况下的线性调节器的闭环增益的波特图。
图5C是根据示例实施例的当耦合到负载时线性调节器的闭环增益的波特图。
图6是根据示例实施例的示出线性调节器的电流源模式操作的线性调节器的示意图。
图7是根据示例实施例的示出线性调节器的地和负载电流的示意图。
图8是根据进一步的示例实施例的线性调节器的示意图。
图9是根据进一步的示例实施例的示出用于图8的线性调节器的偏置电流反馈的示意图。
图10是根据进一步的示例实施例的描绘用来调节线性调节器的技术的流程图。
具体实施方式
电子系统可以包括一个或多个线性调节器，用于向系统的功率消耗组件提供(一个或多个)经调节的直流(DC)电压。为了过滤来自相应的(一个或多个)DC供电轨的噪声，可以使用(一个或多个)去耦电容器。以这种方式，给定的线性调节器的输出端可以耦合到特定的直流DC供电轨，并且去耦电容器可以耦合在线性调节器的输出端和地之间，用于形成低通滤波器以衰减DC供电轨上的噪声。根据本文公开的系统和技术，线性调节器具有考虑去耦电容器的阻抗的闭环频率增益。
根据示例实施例，电子系统可以是基于微控制器单元(MCU)的电子系统，诸如在图1中描绘的基于MCU的收发器10。参照图1，根据实施例，微控制器24可以控制收发器10的各个方面，并且可以是集成电路或半导体封装30的一部分，其中该半导体封装30还包括无线电设备(radio)28。作为非限制性示例，MCU 24和无线电设备28可共同形成分组无线电设备(packet radio)，该分组无线电设备处理分组数据的流入流和流出流。为此，收发器10可以进一步包括射频(RF)前端32和天线36，天线36接收和发送用分组数据调制的RF信号(例如，调频(FM)信号)。
注意的是，图1仅仅示出电子系统的示例实施例，因为根据进一步的示例实施例，本文中所描述的基于线性调节器的系统和技术可以应用到其它基于MCU的电子系统以及非基于MCU的电子系统。
仍然参见图1，收发器10可以用于各种应用中，该应用涉及通过相对低功率RF链路的通信分组流数据，并因此可用于销售设备、成像设备、计算机外围设备、蜂窝电话设备等的无线点中。作为具体的非限制性的示例，收发器10可以用于智能功率仪表中，智能功率仪表通过低功率RF链路将数据传送到连接到实体的网络，所述数据指示由特定负载(例如，驻留负载)所消耗的功率。以这种方式，例如，收发器10可向移动仪表读取器以及RF-蜂窝桥发射指示由负载消耗的功率的分组数据。除了发送数据，收发器10还可以从实体或仪表读取器接收数据，用于这样的目的(作为非限制性的示例)，如询问关于各种功率消耗设备或装备的状态；控制智能功率仪表的功能；向与被监控负载相关联的人员传送消息等。
如图1中所描绘的，除了与无线电设备28通信外，该MCU 24可以进一步与其它设备通信，并且在这方面，作为示例可以通过通信线54与智能功率仪表的电流监控和/或电压监控设备(作为非限制性示例)通信，以及通过串行总线40与设备通信。以这种方式，串行总线40可以包括传送时钟化数据信号的数据线，并且该数据可以非均匀的脉冲串通过串行总线40数据来传送。作为非限制性示例，根据一些实施例，该串行总线可以是通用串行总线(USB)40，如图1中所描绘的。如本文中所述的，除了包含用来传送数据的线，诸如USB 40的串行总线可进一步包括功率线(例如，5伏功率线)，用于向诸如微控制器24的串行总线设备提供功率。各种USB链路46、48、50和52可以经由集线器44和USB 40与收发器10通信，用于这样的目的：如与关于各种电器的功率使用的驻留计算机通信，与这些设备通信以确定其功率使用，与电器通信以调节其功率使用等。
根据特定的实施例，MCU 24的一些或所有组件可以被制造在半导体封装30的单个管芯上；而在其它实施例中，MCU 24的组件可以被制造在半导体封装30的不止一个管芯上。因此，许多变化是预期的，其在所附权利要求的范围内。
参照图2，根据示例实施例，MCU 24包括各种功率消耗组件，诸如处理器核150。作为非限制性的示例，处理器核150可以是32位核，诸如高级RISC机(ARM)处理器核，32位核执行精简指令集计算机(RISC)指令集。在进一步的示例实施例中，处理器核150可以是更强大的核或不那么强大的核，诸如8位核(例如，8051核)。
在一般情况下，处理器核150通过系统总线130与MCU 24的各种其它系统组件(例如，存储器控制器或管理器160)通信，该其他系统组件也消耗功率。在一般情况下，存储器管理器160控制对MCU 24的各种存储器组件的访问，各种存储器组件诸如高速缓存172、非易失性存储器168(例如，闪速存储器)和易失性存储器164(例如，静态随机存取存储器(SRAM))。
MCU 24还可以包括消耗功率的数字和模拟设备。例如，MCU 24可以包括各种数字外围组件90，诸如(作为示例)通用串行总线(USB)接口、可编程计数器/计时器阵列(PCA)、通用异步接收器/发送器(UART)、系统管理总线(SMB)接口、串行外围接口(SPI)等。根据一些实施例，MCU 24包括模拟系统96，模拟系统96在MCU 24的外部模拟端子84上传送模拟信号并通常形成MCU的模拟接口。作为示例，模拟系统96可以包括接收模拟信号的各种组件，诸如模数转换器(ADC)、比较器等；并且模拟系统96可以包括提供模拟信号(例如，供电电源电压)到端子84的组件(供电调节器)，以及诸如电流驱动器的组件。
为了向其功率消耗组件提供经调节的功率，MCU 24包括电源190。电源190向供电电压轨194供应电压，用于向MCU 24的各种组件提供电力。为了此目的，电源190可以包括一个或多个线性调节器200(作为非限制性示例，低压降(LDO)线性调节器)。根据特定实施例，电源190可以包括一个或多个DC至DC开关转换器(降压开关转换器、升压开关转换器、等等)，其接收输入电压(例如，经由输入端192传送到电源190的电池电压)，并向线性调节器200的输入端提供经调节的电压。
参照图3，根据一些实施例，响应于输入电压(在图3中被称为“VIN”)，给定的线性调节器200在其输出端370提供经调节的输出电压(在图3中被称为“VOUT”)。在这方面，线性调节器200的导通器件320耦合在接收VIN输入电压的调节器200的输入端和提供VOUT输出电压的输出端370之间。在一般情况下，线性调节器200比较VOUT输出电压与参考电压，并基于此比较，线性调节器200控制导通器件320两端的电压降(即，控制VIN和VOUT电压之间的差)来调节VOUT电压。
更具体地，根据一些实施例，线性调节器200包括误差放大器350，误差放大器350比较与VOUT电压成比例的电压和参考电压(在图3中被称为“VREF”)。为了这个目的，线性调节器200包括反馈路径330，反馈路径330耦合在输出端370和误差放大器350的非反相输入端之间。对于本示例，误差放大器350的反相输入端接收VREF参考电压，误差放大器350的输出端耦合到导通器件320的控制端子，并且导通器件320通过在其控制端子处接收的信号改变VOUT输出电压。由于由反馈路径330提供的负反馈，在一般情况下，VOUT输出电压的幅度的增加使得误差放大器350减小在控制端子处的信号的幅度，从而对抗VOUT输出电压的增加；并且相反地，VOUT输出电压的幅度的减小在一般情况下使得误差放大器350增大在导通器件320的控制端子处的信号的幅度，从而对抗VOUT输出电压的幅度的减小。
根据示例实施例，图3的线性调节器200具有两种操作模式：电压调节模式和电流源模式，当线性调节器200正在为MCU 24的负载376和380提供电力时，电压调节模式是“正常的”操作模式；电流源模式是其中线性调节器200限制其输出电流(在图3中被称为“ILOAD”)的模式。电流源模式可以用于这样的目的，如，限制在线性调节器200的启动期间或VOUT输出电压从较低的电压(通过改变VREF参考电压)变化为较高的电压期间的涌入电流。线性调节器200的特定的操作模式的选择由控制逻辑310控制。如在图3中所描绘的，控制逻辑310可以在输入端309处接收控制信号，用于选择性地启用电流源或电压调节器操作模式，并且相应地控制开关控制信号312。控制逻辑310还耦合到比较器360的输出端，控制逻辑310可以用于基于VOUT输出电压控制线性调节器200是以电压调节模式操作还是以电流源模式操作。
如图3中所描绘的，比较器360具有反相输入端和非反相输入端，反相输入端耦合到反馈节点333(以提供VOUT输出电压的缩放表示)非反相输入端接收VREF参考电压。由于这种布置，响应于在节点333处的反馈电压低于阈值，比较器360使其输出信号有效(assertits output signal)(例如，将其输出信号驱动到高)。如图3中所示的，开关控制信号312可以用于控制开关316(开关316-1、316-2和316-3，被描绘作为图3中的示例)，其可以用于选择性地控制耦合到PMOSFET 322的栅极的电路。
根据示例实施例，控制逻辑310关闭开关316中的一个并打开其它两个开关316，用于针对给定的操作模式配置线性调节器200。以这种方式，为了针对电压调节器模式(例如，响应于VOUT输出电压超过阈值电压)配置线性调节器200，控制逻辑310关闭开关316-3(如图3中所描绘的)以将误差放大器350的输出端耦合到导通器件310的控制端子。对于电流源模式(例如，响应于在启动时VOUT输出电压低于阈值电压)，控制逻辑310关闭开关316-2，以将导通器件320的控制端子耦合到电流镜像器件340，用于调节线性调节器的ILOAD输出电流。为了禁用或关闭线性调节器200，控制逻辑310关闭开关316-1以关闭导通器件320。
对于图3中描绘的示例实施例，负载376表示永久耦合到线性调节器200的输出端370的电路，诸如处理核150、低电压外围设备等等，该电路由线性调节器200供电而不考虑MCU 24的特定功率消耗模式。负载380表示其它电路，对于MCU 24的较高功率消耗模式，该其它电路可以被切换(经由开关378和382)到输出端370，但是对于MCU 24的较低功率消耗模式，该其他电路也可以从输出端370去耦。
根据示例实施例，线性调节器200可以是半导体封装30的一部分(如图1中所描绘的)，它具有可在封装30的外部访问的端子391，用于将去耦电容器390耦合到线性调节器200。去耦电容器390可以用于这样的目的：过滤由于负载376和/或380的操作而可能以其它方式出现在输出端370处的噪声。如本文中进一步描述的，根据示例实施例，线性调节器200具有考虑去耦电容器390的阻抗的闭环频率增益。
如图3中所描绘的，根据示例实施例，导通器件320可以由金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)形成，诸如p沟道MOSFET(PMOSFET)322。在该方面，PMOSFET 322的源极被耦合以接收VIN输入电压，PMOSFET 322的栅极形成导通器件320的控制端子，并且在线性调节器200的电压调节器模式中由开关316-3耦合到误差放大器350的输出端。PMOSFET 322的漏极耦合到线性调节器200的输出端370。
根据示例实施例，反馈路径330包括由电阻器332和334形成的电阻分压器，用于在节点333处创建VOUT输出电压的缩放表示。在这方面，电阻器332(可以是可调节的)耦合在输出端370和节点333之间；并且电阻器334耦合在反馈节点333和地之间。此外，如图3中所描绘的，根据示例实施例，开关336可以耦合在电阻器334和地之间，用于选择性地启用和禁用反馈路径330。
电流镜像设备340是针对电流源操作模式的目的而使用的线性调节器200的电路的一部分。更具体地，根据示例实施例，为了限制线性调节器200的ILOAD输出电流，线性调节器200使用电流镜像设备(例如，MOSFET 342)以将由电流源326提供的电流源326镜像到PMOSFET 322的源极到漏极路径中(即，到导通器件320的电流路径中)，如本文中进一步所公开的。
也如图3中所描绘，误差放大器350包括低通滤波器324。如本文中更详细讨论的，为了补偿由开关378的打开路径(或关闭路径)电阻和去耦电容器390的电容的乘积(produce)引入的频率零，低通滤波器324用于将频率极点或滚降引入到线性调节器200的闭环频率响应中。
图4描绘线性调节器200的更详细的示例实施例，示出电压调节操作模式。参照图4，对于本示例实施例，误差放大器350包括两级：第一跨导放大器级405和第二跨导放大器级452。响应于在反馈节点333处的电压和VREF参考电压的比较，第一跨导放大器级450在其输出端处产生电流。该电压进而由低通滤波器324接收。低通滤波器324过滤该电流，将该电流转换为电压，并将该电压提供到放大器级452。如图4中所描绘的，根据示例实施例，低通滤波器324可包括：耦合在跨导放大器450的输出端和偏置电压(在图4中被称为“VBIASN”)之间的电阻器440；以及耦合在放大器级450的输出端和地之间的电容器440。
放大器级452包括N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(NMOSFET)420。NMOSFET420的栅极耦合到放大器级450的输出端，NMOSFET 420的源极耦合到地，并且NMOSFET 420的漏极耦合到另一个NMOSFET 416的源极。
NMOSFET 416的栅极接收偏置电压，并且NMOSFET 416的漏极耦合到PMOSFET 412的漏极。PMOSFET 412的栅极耦合到地，并且PMOSFET 412的源极耦合到PMOSFET 410的漏极。如图4中所描绘的，PMOSFET 410的栅极耦合到PMOSFET 322的栅极，并且PMOSFET 410的源极接收VIN输入电压。电流源424耦合在PMOSFET 412的漏极和VIN输入电压之间，并且电阻器430耦合在图4中的偏置电压(被称为“VBIASP”)之间。
由于上述布置，放大器级452将NMOSFET 420的栅极处的电压转换为电流，该电流被镜像到PMOSFET 322的源极到漏极路径中。响应于VOUT输出电压增加，由放大器级450的输出端提供的电流减小，从而减小NMOSFET 420的栅极电压并减小NMOSFET 420的漏极到源极路径中的电流。相应地，由于通过PMOSFET 410和322的电流镜像，PMOSFET 322的源极到漏极路径中的电流减小，这降低VOUT输出电压。响应于VOUT输出电压减小，由放大器级450的输出端提供的电流增加，从而增加NMOSFET 420的栅极电压并增加NMOSFET 420的漏极到源极路径中的电流。相应地，由于通过PMOSFET 410和322电流镜像，PMOSFET 322的源极到漏极路径中的电流增加，这提高VOUT输出电压。
根据示例实施例，PMOSFET 410的长宽比(aspect ratio)明显小于PMOSFET 322的长宽比，这允许放大器350的相对小的偏置电流。作为示例，根据一些实施例，该比率可以是350(对于PMOSFET 322)比1(对于PMOSFET 410)；并且放大器350的静止偏置电流可以是15至20微安(μA)。根据进一步的示例实施例，可以使用其它的长宽比和偏置电流。
结合图4参照图5A，根据示例实施例，线性调节器200上的负载(ZLOAD)的频率响应的幅度(︱ZLOAD︱)可以由示例波特(Bode)图500来表示。在该背景下，ZLOAD负载指的是线性调节器的输出端下游的负载(例如，在图4中，开关378的阻抗，负载376，开关382的阻抗，负载380和去耦电容器390的电容)。如由波特图500所描绘的，︱ZLOAD︱幅度可以具有初始极点频率504(被称为“poleload”)，3dB滚降频率，其是在输出端370处的负载的电阻(rload)和电容器390的电容(cext)的函数，如下面所述：
poleload＝1/(2π·rload·cext)。 公式1
如图5A中所描绘的，︱ZLOAD︱幅度具有DC增益，该DC增益通常延伸到极点频率504并且如在附图标记505处所描绘的以-20dB每十倍频程(-20dB perdecade)的速率滚降，直到达到与零频率506(zeroload)相关联的频率。zeroload零频率是开关378的电阻(ronsw)和去耦电容器390的cext电容的乘积，如下面所述：
zeroload＝1/((2π·ronsw·cext))。 公式2
在zeroload零频率506处，︱ZLOAD︱幅度变得水平，直到︱ZLOAD︱幅度达到频率512，在频率512处，由于在以-20dB每十倍频程的速率滚降之前的电线电感(如附图标记516所描绘的)，︱ZLOAD︱幅度达到峰值(如在附图标记510处所描绘的)。
根据示例实施例，线性调节器200的频率响应被构造使得组合的调节器200及负载(本文中被称为“组合频率响应”)的总体频率响应表现出主极点状(dominant pole-like)的频率响应。以这种方式，根据示例实施例，组合频率响应的幅度具有DC增益，该DC增益延伸到或接近单极点频率，并且然后在此后以-20dB每十倍频程的速率衰减。
根据示例实施例，使用线性调节器200的LPF 324建立用于组合频率响应的主极点。更具体地，结合图5A参照图5B，根据示例实施例，线性调节器的频率响应(不考虑负载)的幅度(被称为“︱GM︱”)520具有延伸到极点频率506(被称为“poleLPF”)的DC增益522，在该极点频率506处，︱GM︱幅度以-20dB的斜率526衰减。
根据示例实施例，poleLPF极点频率处于或接近zeroload零频率(例如，在zeroload零频率的一个十倍频程内)。对于在图4中描绘的低通滤波器324，poleLPF极点频率可被描述如下：
poleLPF≈1/(2π·r1·c1)， 公式3
其中“r1”表示电阻器440的电阻；而“c1”表示电容器442的电容。参照图5C，如果poleLPF极点频率等于zeroload零频率，则组合频率响应的幅度540(︱GM︱·︱ZLOAD︱)具有单个主极点频率504和-20dB每十倍频程的滚降544。由于电线电感，幅度540包括上升542。这样的组合频率响应的特定优点在于虽然用于调节器200的DC增益(参见图5B)可能因此相对小，但是为了快速响应于变化的负载，调节器具有增强的动态响应。
应当注意，根据示例实施例，zeroload零频率和poleLPF极点频率可以相互抵消，使得产生单个主极点的频率响应。然而，抵消并不需要是理想的。例如，根据进一步的示例实施例，poleLPF极点频率可以在某一范围内低于或高于zeroload零频率(例如，poleLPF极点频率可以是位于zeroload零频率的四分之一至zeroload零频率的四倍的范围内的频率)，并且仍然产生用于线性调节器200的令人满意的相位裕量和稳定性。
图6描绘用于电流源操作模式的线性调节器200的配置。参照图6，根据示例实施例，在电流源模式期间，线性调节器200的电流源601(以取代图3的电流源326和镜像设备340)限制在输出端370处的电流。电流源601包括由PMOSFET 630和NMOSFET 634形成的互补金属氧化物半导体(CMOS)反相器604。在这方面，反相器604从控制逻辑310接收信号，用于启用电流源634的操作。当被启用时，控制逻辑310使信号失效(例如，将信号驱动到低)，该信号被提供给反相器604，以使反相器604相应地使NMOSFET 626的栅极有效(例如，将其驱动高)，从而导通NMOSFET 626并使NMOSFET 626的漏极到源极路径传导。信号的失效还使另一个反相器631使PMOSFET 627的栅极有效以关闭PMOSFET 627。
NMOSFET 626、两个电流源624和628形成电流源601的偏置电路。MOSFET 626的源极耦合到电流源624，电流源624耦合在MOSFET 626的源极和地之间。NMOSFET 626的漏极耦合到电流源628，而电流源628耦合在VIN输入电压和NMOSFET 626的漏极之间。电流源624和628传导相同的电流，并被定向以通过NMOSFET 626的漏极到源极路径提供预定的偏置电流。NMOSFET 626的漏极和源极向电流源601的其它电路提供偏置电压。
更具体地，NMOSFET 626的漏极耦合到PMOSFET 610的栅极，并且NMOSFET 626的源极耦合到PMOSFET 614的漏极。PMOSFET 610的源极接收VIN输入电压，PMOSFET 610的栅极耦合到PMOSFET 322的栅极，并且PMOSFET 610的漏极耦合到PMOSFET 614的源极。PMOSFET614的漏极耦合到电流源622，并且电流源622耦合在PMOSFET 614的漏极和地之间。PMOSFET614的栅极耦合到PMOSFET 612的栅极，并且PMOSFET 612的栅极和漏极耦合在一起。此外，PMOSFET 612的漏极耦合到电流源618，并且PMOSFET 612的源极耦合到输出端370。
根据示例实施例，通过PMOSFET 322的漏极到源极路径的电流是电流源622的电流和缩放因子的乘积。缩放因子是PMOSFET 322的长宽比与PMOSFET 610的长宽比的比率。
结合图6参照图7，根据示例实施例，在电压调节操作模式中，线性调节器200供应ILOAD电流并传导地电流(在图7中被称为“IGND”)，表示整体的静止偏置电流。IGND电流可以显著地小于ILOAD。例如，根据示例实施例，对于50毫安(mA)的ILOAD电流，IGND电流大约为150μA。
根据示例实施例，线性调节器200可以提供一个或多个以下的优点。在用于轻负载的电压调节模式期间，线性调节器200可以具有相对低的偏置电流(例如，小于20μA的电流)。线性调节器200可以提供严格的负载和线路(load and line)调节。线性调节器200可以针对宽范围的负载电流(例如，范围从1μA至100mA的电流)提供大的相位裕量(例如，超过40度的相位裕量)。线性调节器200可以占据相对小的管芯面积。根据进一步的实施例，其它和不同的优点是可能的。
参照图8，根据进一步的示例实施例，MCU 24可以使用线性调节器900，以针对较低的负载电流(例如，小于5mA的电流)提供经调节的电压。对于图8的示例实施例，线性调节器900向负载980提供VOUT输出电压(在输出端977处)，并且去耦电容器990可以耦合在输出端977和封装端子982处的地之间。对于此实施例，例如，MCU 24可包括开关(未示出)以将封装端子982耦合到输出端977，类似于图6的开关378。
类似于线性调节器200，为了将VIN输入电压转换成经调节的VOUT输出电压，线性调节器900包括调节导通器件即PMOSFET 904中的电流的跨导放大器920。然而，根据示例实施例，放大器920具有不同于线性调节器200的拓扑结构(topology)，并且可以消耗比线性调节器200的放大器350少的静止偏置电流。
放大器920包括第一放大器级964和第二放大器级965。第一放大器级964是差分电压放大级，该差分电压放大级响应于在输出端997和VREF参考电压之间形成的差分电压而向第二放大器级965提供电压。更具体地，第一放大器级964包括由NMOSFET 922和924形成差分晶体管对。以这种方式，NMOSFET 922的栅极接收VREF参考电压，并且NMOSFET 924的栅极耦合到输出端977。NMOSFET 922和924的源极耦合在一起，并且NMOSFET 922的漏极为放大器提供输出电压。NMOSFET 922的漏极耦合到PMOSFET 930的漏极，并且NMOSFET 924的漏极耦合到PMOSFET 932的栅极和漏极。NMOSFET 930和932形成电流镜。NMOSFET 930和932的栅极耦合在一起。此外，PMOSFET 930和932的源极接收VIN输入电压。
NMOSFET 922和924接收两个偏置电流：由电流源940提供并通过NMOSFET 926的漏极到源极电流路径路由到NMOSFET 922和924的第一固定偏置电流；以及受来自第二级的反馈的影响并通过NMOSFET 928的漏极到源极电流路径路由到NMOSFET 922和924的第二偏置电流。
NMOSFET 926与NMOSFET 942形成电流镜。在这方面，NMOSFET 926和942的栅极耦合在一起，并且NMOSFET 942的源极和漏极耦合在一起。NMOSFET 926和942的源极耦合到地。NMOSFET 942的漏极到源极电流路径被耦合以从电流源940接收电流，电流源940耦合在NMOSFET 942的漏极和偏置电压(在图8中被称为“V1”)之间。
NMOSFET 928的源极耦合到地，并且NMOSFET 928与NMOSFET 960形成电流镜。在这方面，NMOSFET 928和960的栅极耦合在一起，并且NMOSFET 960的栅极和漏极耦合在一起。NMOSFET 928和960的源极耦合到地。
还如图8中所描绘的，电容器929耦合在NMOSFET 928、960的栅极和地之间。根据示例实施例，电容器929改进线性调节器900的偏置电流反馈稳定性。根据进一步的示例实施例，电容器929可以被省略。
NMOSFET 960的漏极和栅极耦合到PMOSFET 952的漏极，并且PMOSFET 952的源极耦合到PMOSFET 948的漏极。电阻器944可以耦合在VIN参考电压和PMOSFET 948的源极之间。为了将NMOSFET 948的源极到漏极路径中的电流镜像到NMOSFET 950的源极到漏极路径中，NMOSFET 948的栅极耦合到NMOSFET 950的栅极。如图8中所描绘的，电阻器946可以耦合在PMOSFET 950的源极和VIN输入电压之间，并且PMOSFET 950的漏极耦合到PMOSFET 954的源极。PMOSFET 952和954的栅极接收偏置电压(在图8中被称为“VB2”)。PMOSFET 954的漏极耦合到NMOSFET 962的栅极和漏极。
NMOSFET 962与另一个NMOSFET 963形成电流镜。在这方面，NMOSFET 962的栅极和漏极耦合到NMOSFET 963的栅极；并且NMOSFET 962和963的源极耦合到地。NMOSFET 963的漏极耦合到PMOSFET 970的漏极，其具有耦合到地的栅极。PMOSFET 970的源极耦合到另一个PMOSFET 974的漏极，并且PMOSFET 974的源极接收VIN输入电压。PMOSFET 974的栅极耦合到导通PMOSFET 904的栅极。电阻器976可以耦合在另一PMOSFET 972的栅极和漏极之间，并且PMOSFET 972的源极接收VIN输入电压。
由于上述布置，第一放大器级964放大VOUT和VREF电压之间的差，以向第二放大器级965提供输入电压(在PMOSFET 948和950的栅极处接收的)。第二放大器级965放大其输入电压，以提供在PMOSFET 904(导通器件)的源极到漏极路径中的电流。响应于VOUT输出电压增加，由第一放大器级964提供给第二放大器级965的电压增加。相应地，第二放大器级965降低在PMOSFET 904的源极到漏极路径中的电流，以降低VOUT输出电压。响应于VOUT输出电压降低，由第一放大器级964提供给第二放大器级965的电压降低。相应地，第二放大器级965增加PMOSFET 904的源极到漏极路径中的电流，以提高VOUT输出电压。
根据示例实施例，图9是线性调节器900的偏置电流反馈的图示。结合图8参照图9，响应于ILOAD电流增加，NMOSFET 960的漏极到源极路径中的电流(在图9中被称为“I1”)增加，这相应地导致NMOSFET 928的漏极到源极路径中的电流(在图9中被称为“I2”)增加。
应当注意，根据进一步的示例实施例(即，PMOSFET 948和950的源极可以接收VIN输入电压)，电阻器944和946可以被省略。然而，在存在电阻器944和946的情况下，可以减小PMOSFET 948和950的尺寸，并且根据一些实施例，可以增强调节器900的频率响应。
根据示例实施例，线性调节器900可以提供以下一个或多个优势。线性调节器200可以具有相对低的静止偏置电流(根据示例实施例，对于零负载电流约为35纳安(nA)的电流，而对于5mA的负载电流约为10μA的电流)。如上所讨论的，线性调节器900可以提供偏置电流反馈，以允许相对低的静止偏置电流，同时提供相对快的瞬态响应。线性调节器900可以提供严格的负载和线路(load and line)调节。例如，根据示例实施例，对于从1.5V变化到3.8V的VIN输入电压，VOUT输出电压可以变化小于1毫伏(mV)；并且根据示例实施例，对于从1nA变化到5mA的ILOAD负载电流，VOUT输出电压可以改变大约5mV。对于宽范围的负载电流(例如，范围从1nA到10mA的电流)，线性调节器900可以提供相对大的相位裕量(例如，大于45度的相位裕量)。线性调节器900可以占据相对小的管芯面积。根据进一步的实施例，其它和不同的优点是可能的。
参照图10，根据示例实施例，技术1200包括响应于在线性调节器的导通器件的控制端子处接收的信号，使用(方框1204)导通器件来向线性调节器的输出端提供输出信号。技术1200包括至少部分地基于输出信号，使用(方框1208)线性调节器来调节在导通器件的控制端子处接收的信号。技术1200进一步包括控制(方框1212)线性调节器的闭环频率响应，以使线性调节器的直流(DC)增益延伸到某一频率，该频率接近或处于与去耦电容器相关联的零频率，其中去耦电容器耦合到线性电容器的输出端。
虽然已经在本文中公开有限数量的实施例，但受益于本公开的本领域技术人员将理解由此引申出的许多修改和变化。意图是所附权利要求覆盖所有这样的修改和变化。

Claims (13)

1.一种用于线性调节的方法，包括：
响应于在线性调节器的导通器件的控制端子处接收的信号，使用所述导通器件向所述线性调节器的输出端提供输出信号，其中所述导通器件和所述线性调节器是集成电路即IC的一部分；
至少部分地基于所述输出信号，使用所述线性调节器来调节在所述控制端子处接收的所述信号；以及
控制所述线性调节器的闭环频率响应，以使所述线性调节器的直流增益即DC增益延伸到一频率，该频率接近或处于与在所述IC之外并且耦合到所述线性调节器的所述输出端的去耦电容器相关联的零频率，其中控制所述闭环频率响应包括至少部分地基于所述去耦电容器的电容来控制所述闭环频率响应。
2.如权利要求1所述的方法，其中控制所述闭环频率响应进一步包括至少部分地基于所述去耦电容器的所述电容和开关的阻抗的乘积来控制所述闭环频率响应，其中所述开关用于选择性地将所述导通器件耦合到所述输出端。
3.如权利要求1所述的方法，其中：
使用所述线性调节器来调节所述信号包括至少部分地基于所述输出信号来提供反馈信号，并且使用所述线性调节器的放大器来提供所述信号到所述控制端子；并且
控制闭环电路的所述闭环频率响应包括低通滤波所述反馈信号，其中所述闭环电路包括导通器件、反馈电路、放大器和滤波器。
4.如权利要求3所述的方法，其中使用所述放大器包括使用跨导放大器。
5.如权利要求1所述的方法，进一步包括：
检测所述线性调节器的启动；以及
响应于所述启动的检测，将电流源耦合到所述线性调节器的所述输出端。
6.如权利要求1所述的方法，其中控制所述闭环频率响应包括控制所述闭环频率响应以使所述线性调节器的组合频率响应和耦合到所述线性调节器的所述输出端的负载的频率响应具有单个极点。
7.一种用于线性调节的装置，包括：
包括线性调节器的集成电路，所述线性调节器包括闭环电路，所述闭环电路包括导通器件、反馈电路、放大器和滤波器；
其中所述滤波器适于控制所述闭环电路的频率响应的第一阶滚降频率，以使所述第一阶滚降频率接近或处于与耦合到所述线性调节器的输出端的负载相关联的零频率；并且
其中所述零频率归因于去耦电容器的电容和将所述线性调节器的输出端耦合到所述去耦电容器的开关路径的电阻。
8.如权利要求7所述的装置，其中：
所述线性调节器调节输出电压；
所述放大器包括第一跨导放大级和第二跨导放大级；
所述第一跨导放大级用于响应于所述输出电压和参考信号来提供电流；
所述滤波器用于将所述电流转换成经滤波的电压；并且
所述第二跨导放大级用于响应于所述经滤波的电压来调节所述导通器件中的电流。
9.如权利要求7所述的装置，其中所述导通器件包括晶体管，所述晶体管包括电流路径，所述电流路径具有响应于在所述晶体管的控制端子处接收的信号而受控的电流。
10.如权利要求7所述的装置，其中所述集成电路进一步包括处理器核，用于从所述线性调节器接收电力。
11.如权利要求7所述的装置，其中所述滤波器包括低通滤波器。
12.如权利要求7所述的装置，其中所述放大器包括第一放大级和耦合到所述第一放大级的输出端的第二放大级，并且所述滤波器耦合到所述第一放大级的所述输出端。
13.一种用于线性调节的装置，包括：
包括线性调节器的集成电路，所述线性调节器包括闭环电路，所述闭环电路包括导通器件、反馈电路、放大器和滤波器；
其中：
所述滤波器适于控制所述闭环电路的频率响应的第一阶滚降频率，以使所述第一阶滚降频率接近或处于与耦合到所述线性调节器的输出端的负载相关联的零频率；
所述线性调节器调节输出电压；
所述放大器包括第一跨导放大级和第二跨导放大级；
所述第一跨导放大级用于响应于所述输出电压和参考信号来提供电流；
所述滤波器用于将所述电流转换成经滤波的电压；并且
所述第二跨导放大级用于响应于所述经滤波的电压来调节所述导通器件中的电流。
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