CN109144157A

CN109144157A - 具有反馈路径的电压调节器

Info

Publication number: CN109144157A
Application number: CN201810619945.XA
Authority: CN
Inventors: 魏力; S.斯考
Original assignee: Silicon Laboratories Inc
Current assignee: Silicon Laboratories Inc
Priority date: 2017-06-19
Filing date: 2018-06-15
Publication date: 2019-01-04
Anticipated expiration: 2038-06-15
Also published as: US10175707B1; CN109144157B; US20180364748A1

Abstract

具有反馈路径的电压调节器。在示例中，一种装置包括：通道设备，其耦合在电源电压节点和负载电路之间并且响应于在通道设备的控制端子处接收的控制信号而向负载电路提供经调节的电压;第一放大器，用于将参考电压与经调节的电压进行比较并且响应于比较在比较节点处输出比较信号;具有输入设备的第二放大器，所述输入设备具有耦合到比较节点的控制端子以接收比较信号并且至少部分地响应于比较信号而将控制信号输出到通道设备;以及反馈电路，用于至少部分地基于负载电路的负载电流向第一放大器提供反馈信号。

Description

具有反馈路径的电压调节器

背景技术

电子系统出于生成用于系统的各种部件的电源电压的目的通常采用电压调节器。一个类型的电压调节器是DC到DC开关转换器，其通常通过选择性地激活和解激活开关以对开关调节器的一个或多个能量存储部件赋能和解赋能来调节其输出电压。另一类型的电压调节器是线性调节器，其通常通过控制输出电压和调节器的输入电压之间的差来调节其输出电压。更具体地，典型的线性调节器包括放大器，用于出于调节输出电压的目的来控制和输出调节器的通道晶体管（pass transistor）的电流。

发明内容

在一个方面中，一种装置包括：通道设备（pass device），其耦合在电源电压节点和负载电路之间并且响应于在通道设备的控制端子处接收的控制信号而向负载电路提供经调节的电压;第一放大器，用于将参考电压与经调节的电压进行比较并且响应于比较在比较节点处输出比较信号; 具有输入设备的第二放大器，所述输入设备具有耦合到比较节点的控制端子以接收比较信号并且至少部分地响应于比较信号而将控制信号输出到通道设备; 以及反馈电路，用于至少部分地基于负载电路的负载电流向第一放大器提供反馈信号。

在实施例中，反馈电路包括：耦合在电源电压节点与反馈节点之间的第一电阻器，反馈节点将反馈信号提供给第一放大器;以及第一金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET），其具有耦合到反馈节点的第二端子和耦合到参考电压节点的第一端子。第一放大器可以包括：第一跨导体对，用于接收参考电压和经调节的电压并输出比较信号;以及耦合到第一跨导体对的第一电流镜，第一电流镜具有不对称耦合的输入。第一电流镜可以包括具有耦合到电源电压节点的第一端子的第二MOSFET和具有耦合到反馈节点的第一端子的第三MOSFET。

该装置还可以包括与第二MOSFET并联耦合的电容器。主导极（dominant pole）可以由负载电路确定并且第二极取决于负载电路的负载电流。当负载电流小于第一水平时，第二极基于电容器和比较节点处的负载电路的跨导，并且当负载电流超过第一水平时，第二极基于电容器和第一电阻器。

在一个实施例中，第二放大器包括：输入设备，其具有耦合到电源电压节点的第一端子和耦合到第二电流镜的第二端子;以及第二电流镜，用于将镜像电流输出到第三电流镜，其中第三电流镜包括通道设备以向负载电路提供负载电流。第一跨导体对可以具有耦合到偏置电流源的共同耦合的第一端子，其中偏置电流源包括固定电流源，并且其中装置的第二极的频率响应于负载电路的负载电流是动态的。

在实施例中，反馈电路包括：第一电阻器，其耦合在电源电压节点与将反馈信号提供给第一放大器的反馈节点之间; 第二电阻器，其耦合在另一电流镜与反馈节点之间，另一电流镜耦合在电源电压节点与第二电阻器之间。在另一实施例中，反馈电路包括至少部分地基于负载电路的负载电流的可变电阻。

在另一方面中，一种调节器包括：跨导对，其具有输入以接收调节器的输出电压和参考电压，并响应于参考电压与输出电压的比较而输出比较信号; 第一电流镜，其耦合到跨导对的输出，其中第一电流镜具有不对称耦合的输入，包括第一输入以从反馈电路接收反馈信号；反馈电路，用于至少部分地基于耦合到调节器的负载电路的负载电流来提供反馈信号;以及通道设备，用于响应于比较信号来提供输出电压。

在实施例中，调节器还包括第二放大器，用于接收比较信号并基于比较信号控制通道设备。第二放大器可以包括：输入设备，用于接收比较信号; 第二电流镜，其耦合到输入设备以响应于比较信号而输出镜像电流;以及第三电流镜，其耦合到第二电流镜以向通道设备提供另一镜像电流。调节器可以具有取决于负载电路的负载电流的第二极，并且其中第二极将与由负载电路确定的主导极呼应地（in concert with）动态移动。

在又一方面中，一种集成电路包括：第一数字电路，用于执行至少一个数字功能；第二数字电路，用于执行至少第二数字功能;数字化器，用于接收传入模拟信号并且将传入模拟信号数字化为数字信号以及将数字信号提供给至少第一数字电路;第一电压调节器，用于向至少第一数字电路提供第一经调节的电压;以及第二电压调压器，用于向至少第二数字电路提供第二经调节的电压。

在实施例中，第一电压调节器包括：通道设备，其耦合在电源电压节点和第一数字电路之间，并且响应于在通道设备的控制端子处接收的控制信号来向第一数字电路提供第一经调节的电压;第一放大器，用于将参考电压与第一经调节的电压进行比较，并响应于比较而在比较节点处输出比较信号;以及反馈电路，其包括可变电阻以至少部分地基于第一数字电路的负载电流向第一放大器提供反馈信号。

在实施例中，集成电路将在低功率模式中可切换地（switchably）禁用第二电压调节器和第二数字电路，第一电压调节器在低功率模式中向第一数字电路提供第一经调节的电压，以使能收集来自数字化器的数字信号。反馈电路可以包括：第一电阻器，耦合在电源电压节点与反馈节点之间，反馈节点将反馈信号提供给第一放大器;电流镜，其耦合到电源电压节点，电流镜将电流镜像到第二电阻器;以及第二电阻器，其耦合在电流镜和反馈节点之间，其中可变电阻包括第一电阻器和第二电阻器。

附图说明

图1是根据实施例的电压调节器的示意图。

图2是根据实施例的电压调节器的小信号模型的示意图。

图3是根据实施例的电压调节器的信号流程图。

图4是根据另一实施例的电压调节器的示意图。

图5是图1和图4的电压调节器的相位裕度和负载调节的比较的图示。

图6是根据实施例的系统的框图。

图7是根据实施例的集成电路的随时间的电流消耗的图示。

图8是根据实施例的集成电路的框图。

具体实施方式

在各种实施例中，电压调节器配备有反馈机构，以使能关于耦合到电压调节器的负载电路中的电流消耗的反馈信息的传送。通过这种方式，反馈信息标识负载电路的负载电流增加时的情况，使得即使在负载电路的高电流消耗条件下，电压调节器的一个或多个极也可动态地在频率中移动，以确保操作的稳定性。更具体地，主导极和第二极两者都可以在频率中移动，为电压调节器提供足够的相位裕度，而保持操作的稳定性，使得按照负载电路的变化条件维持基本上稳定的输出电压。

现在参考图1，示出了根据实施例的电压调节器的示意图。在图1中所示的实施例中，电压调节器100是低功率、高负载电流低压差（dropout）（LDO）调节器。通常，调节器100通过将经调节的输出电压（Vout）与参考电压（Vref）进行比较并相应地调节输出电压来操作。此外，该操作以给定的相位裕度并以使主导极和第二极能够在其间保持足够间隔的方式发生。为此，调节器100包括内部反馈电路，以使能甚至在其中电压调节器正在为消耗变化且高负载电流的负载供电的情况中的该高度稳定性。

如图1中所示，调节器100包括耦合在电源电压节点（Vddx）（其可以接收待调节的输入电压）与耦合到负载电路（或更一般地“负载”）并且向负载提供经调节的输出电压（Vout）的输出节点140之间的通道设备134。通过控制通道设备134的输出电流，该输出电压被调节到期望的水平。更具体地，通道设备134在图1中被实现为P沟道金属氧化物半导体场效应晶体管（p沟道MOSFET，或PMOS）设备134。如看到的那样，PMOS设备134具有耦合到电源电压节点的源极端子和耦合到输出节点140的漏极端子（以及与另一个PMOS设备132的栅极端子共同耦合的栅极端子，如下面进一步描述的那样）。PMOS设备134的该栅极端子充当控制端子以控制通过通道设备134提供给负载的电流。在所示的实施例中，该负载电路被表示为组合的电阻和电容（分别为Rload和Cload）。注意，该负载电路充当用于调节器100的主导极。

为了提供对通道设备134的控制，在实施例中可以包括由差分（differential）跨导对形成的跨导放大器的误差放大器110被配置为将调节器100的电压输出（Vout）与参考电压（Vref）比较。为此，误差放大器110包括具有耦合成接收参考电压（Vref）的栅极端子的N沟道MOSFET（NMOS）设备102和具有耦合成接收输出电压（Vout）的栅极端子的NMOS设备104。在实施例中，Vref可以从参考电压发生器获得。如看到的那样，NMOS设备102和NMOS设备104形成差分放大器并具有共同耦合的源极端子。如所示，这些源极端子耦合到提供偏置电流（Ibias）的电流源101。在图1的实施例中，电流源101可以是固定的源，而不管负载电流如何，以降低功耗。NMOS设备102具有漏极端子，该漏极端子将误差放大器的输出作为在比较节点112处的比较信号提供给PMOS设备120（耦合到节点Vx）。在图1的实施例中，形成差分放大器的NMOS设备102、104可以具有相同的尺寸。

如进一步所示，误差放大器110还包括由PMOS设备106和108形成的第一电流镜。第一电流镜的PMOS设备106、108可以具有相同的尺寸。PMOS设备106、108具有共同耦合的栅极端子。进而，PMOS设备106具有耦合到电源电压节点的源极端子和与NMOS设备102的漏极端子共同耦合的漏极端子。进而，PMOS设备108具有耦合到NMOS设备104的漏极端子的漏极端子并进一步与其自己的栅极端子共同耦合来实现电流镜像。还注意到，不是使其源极端子耦合到电源电压节点（与PMOS设备106一样），PMOS设备108使其源极端子被耦合以接收反馈电路125的输出，其细节将在下面进一步描述。以这种方式，误差放大器110被配置为从反馈电路125接收反馈电压信号。还注意到，使用图1中的配置，由PMOS设备106、108形成的该第一电流镜不具有共同耦合的源极端子。而是，PMOS设备106的源极端子耦合到电源电压节点，而PMOS设备108的源极端子被耦合以接收反馈电压信号。通过这些不对称耦合的源极端子，实现了改进的稳定性。

注意，调节器100的第二极通过并联耦合在PMOS设备106的漏极端子和电源电压节点之间的不需要的寄生电容C1形成。

在图1的实施例中，PMOS设备120具有控制端子以接收由误差放大器110输出的比较信号。PMOS设备120充当到另一放大器级的输入。该放大器级包括NMOS设备122、126和PMOS设备120、132。如所看到的，PMOS设备120具有耦合到电源电压节点的源极端子和耦合到NMOS设备122（更具体地耦合到NMOS设备122的漏极端子）的漏极端子。NMOS设备122与其与之具有共同耦合的栅极端子的另一个NMOS设备126形成第二电流镜。如此，NMOS设备122具有公共耦合的漏极和栅极端子。

如进一步所示，NMOS设备122、126的栅极端子共同与反馈电路125的另一个NMOS设备124的栅极端子耦合。在所示的图示中，反馈电路125由NMOS设备124和电阻器R_fb形成，电阻器R_fb耦合在电源电压节点和还耦合到NMOS设备124的漏极端子的反馈节点128之间。在实施例中，NMOS设备122、124和126全都可以具有相同的沟道长度和宽度，它们根据的比变化。反馈电路125的反馈节点128耦合到PMOS设备108的源极端子以提供反馈电压来动态地控制误差放大器110的操作，以及基于负载电流动态地控制第二极的位置。

最后进一步参考图1，在通道设备134和其与之具有共同耦合的栅极端子的PMOS设备132之间形成另一个（例如，第三）电流镜。如所图示的那样，PMOS装置132具有耦合到电源电压节点的源极端子和耦合到NMOS设备126的漏极端子的漏极端子（且共同与NMOS设备126自己的栅极端子耦合）。PMOS设备132、134可具有相同的沟道长度和宽度，它们根据的比变化。

利用图1的布置，第二极取决于负载电流是可控制的。因此，当负载电流在操作期间动态变化时，第二极的频率也动态地移动。这样，随着当负载电流增加时由负载电路确定的主导极（Rload和Cload）移动到更高的频率，更大的稳定性和动态负载调节响应产生，因为第二极与主极呼应地在频率中移动。

更具体地，通过包括反馈电路125，第二极成为PMOS设备120的跨导的函数。当负载电流增加时，PMOS设备120的跨导也增加，使得第二极移动到更高的频率。以这种方式，主导极和第二极之间维持足够的间隔以实现可接受的相位裕度水平并且因此实现可接受的动态负载调节性能。更进一步，在不增加诸如电流源101之类的内部偏置电流的情况下，第二极的该动态移动发生，导致在负载电流是低的时（通常在毫微安培（nanoampere）至微安培水平）调节器100的低功率操作。

仍然参考图1，操作发生使得当参考电压超过输出电压时，误差放大器110的输出节点112处的电压减小。该电压下降又引起流过PMOS设备120的电流增加，继而增加流过PMOS设备132、134的电流。这样，流过通道设备134的该增加的电流引起输出电压的增加，因此将输出电压调节到参考电压。

为了讨论的目的，根据表1，图1的各种NMOS和PMOS设备也可以称为Mn或Mp设备，表1将图1中列举的给定设备与基于M的列举关联起来。

表1

在图1的该架构中，当负载电流相对较低（例如，小于大约10微安培（uA）的水平）时，第二极由电容器C1和负载跨导（gds）确定。代之以，当负载电流增加时，例如在该给定水平以上时，第二极由电容器C1和确定。在当负载电流增加时的该情况下，第二个极移动到更高的频率，在两个极之间提供可接受的间隔。

调节器100可以提供良好的静态负载调节性能，因为由电阻器R_fb引入的任何系统（systematic）偏移可能是大约几毫伏（mV）。再一个调节器100提供低功耗，使得当负载电流是大约数百毫微安培（nA）或若干微安培时，主功耗是输入偏置电流，其可以低于50毫微安培。同时，最大负载电流调节器100可以以是毫安培（mA）的水平的、参考电压和输出电压之间的毫伏特调节误差输出。此外，利用该布置，实现了较不复杂的调节器，因为没有复杂的数字控制逻辑或大设备来实现反馈机制和动态极控制。

现在参考图2，示出了根据实施例的电压调节器的小信号模型的示意图。如图2中所示，小信号模型200包括电流源210，其表示对应于参考电压与在比较节点112处输出的输出电压的差的NMOS设备M_n0的跨导（gm），该比较节点112被进一步示出为耦合到电容器C1和在此比较节点处的负载跨导（gds）。

如进一步所示，将该比较节点（其对应于图1的误差放大器110的输出）提供给具有耦合到另一电流源220（由PMOS设备M_p0的跨导表示）的输出的放大器230。同样如图所示，比较节点耦合到又一个电流源240，表示为：。如所看到的，电流源240耦合到负载耦合到的输出电压节点Vout。

现在参考图3，示出了根据实施例的电压调节器的信号流程图。更具体地，信号流程图300示出了调节器100的信号流。如所看到的，第一求和节点310被配置为将参考电压Vref与经调节的输出电压Vout进行比较。该比较值在第一放大器级315（具有NMOS设备M_n0的跨导的增益）中被放大。放大器级315的输出耦合到具有耦合到另一个放大器级322（具有的增益）的输出的另一个求和节点320。注意，表示调节器的反馈电路的反馈放大器级324具有由表示的增益，并且继而耦合到求和节点320的反相输入。还要注意，框325内的电路实现对应于：。电路的第二极由下式确定：。当负载电流是低（例如水平）时，该表达式近似于。当负载电流是高（例如，100μA到mA）时，将增加并且该表达式近似于sC₁ + gm(M_p2)* gm(M_p0)*Y₀*R_fb。因此，当负载电流增加时，第二极增加。放大器级322的输出提供给另一放大器级330，其被表示为具有的增益，以提供输出电压。应理解，虽然在图3的实施例中以该高级别示出，但是许多变型和替代是可能的。

现在参考图4，示出了根据另一个实施例的电压调节器的示意图。如图4中所示，电压调节器400通常可以类似地被适配为图1的电压调节器100。即，电压调节器400包括通道设备、第一放大器级、第二放大器级和反馈电路。然而，与图1的反馈电路不同地布置图4中的反馈电路。这是这种情况，如同图1中的实施例一样，无论负载电流如何，反馈电路125中存在的固定电阻（）保持恒定。这样，虽然对于该架构（并且在远超所需相位裕度的很多情况中），相位裕度的高水平是可能的，但在高负载电流下，电压调节可以受到损害。在一些情况下，在固定电阻的情况下，图1的反馈电路125可能在参考电压和输出电压之间引入不希望的系统偏移，即在非常高的负载电流下的静态负载调节性能。同时，电压调节器100的架构可能过度补偿其相位裕度，这在许多应用中可能是不需要的。

为了改进调节性能，在图4的实施例中，在反馈电路425内提供可控电阻。如图4中所示，电压调节器400通常包括与图1中相同的架构。这样，共同列举的设备（400系列，而不是图1的100系列）不再进一步讨论。值得注意的是，在图4中，提供了不同的反馈电路425。具体地，代替单个固定电阻器（）和相应的NMOS设备124，实现可控电阻。如所看到的，反馈设备425包括多个电阻器R0和R1、由PMOS设备427和429形成的电流镜以及NMOS设备421、424。更具体地，如图4中所示，反馈电路425包括耦合在电源电压节点和反馈节点428之间的第一电阻器（R0）以及耦合在反馈节点428和PMOS设备429的漏极端子之间的第二电阻器（R1）。进而，PMOS设备429具有耦合到电源电压节点的源极端子和与PMOS设备427的栅极端子共同耦合的栅极端子。进而，PMOS设备427具有耦合到电源电压节点的源极端子和耦合到NMOS设备421的漏极端子的漏极端子（并且具有共同耦合的其栅极和漏极端子，以提供电流镜像）。如进一步所图示的，NMOS设备421、422使其栅极端子与NMOS设备422、426共同耦合，且使源极端子耦合到参考电压节点。

利用该配置，反馈电路425根据：（其中是PMOS设备429）提供可变电阻。在该配置中，PMOS设备429在三极管区域中操作。在实施例中，R0的值可能比R1的值高得多。在一个特定示例中，R 0可以是大约20千欧姆（kOhms）并且R 1可以是大约0.5k欧姆，或者大约50倍的差异。

在反馈电路425的情况下，当负载电流处于相对低的水平（例如，nA-uA水平）时，PMOS设备408的源极端子等同于仅在反馈节点428处耦合到R0，因为在该操作水平处，PMOS设备429几乎关闭。代之以，当负载电流处于中或高水平（例如，大于数十μA）时，PMOS设备429在三极管区域中操作并且PMOS设备408的源极端子等同于与连接。代之以，当负载电流超过支持的操作区域（例如，大于约50mA）时，为了高稳定性，PMOS设备408的源极端子等同于在反馈节点428处耦合到R1。

现在参考图5，根据仿真分别示出了图1和图4的电压调节器的相位裕度和负载调节的比较的图示。如图5中所示，相位裕度图510显示了作为图1的架构的负载电流的函数的相位裕度性能（经由曲线512）和作为图4的架构的负载电流的函数的相位裕度性能（经由曲线514）。如图所示，电压调节器400跨负载电流提供更稳定的相位裕度（虽然处于较低的相位裕度水平）。更具体地，如图所示，曲线514的相位裕度在相位裕度的约65°附近基本稳定。相反，曲线512的相位裕度随负载电流变化。然而，由于可以针对60°-65°的可接受的相位裕度水平指定典型的系统，所以电压调节器400的架构可以提供可接受的相位裕度性能。

现在参考电压调节图520，图示了作为负载电流的函数的调节性能。如所看到的，曲线522显示图1的电压调节器100的架构的调节性能。虽然跨可变负载电流实现了可接受的调节性能，但在高负载电流下，不太稳定的调节性能发生。取而代之的是如在曲线524中所示，图4的电压调节器400甚至在高负载电流处也具有更稳定的调节性能。因此，两种架构均提供足够的相位裕度以实现优秀的动态负载调节性能，其中电压调节器400的架构实现更大的静态负载调节性能。

现在参考图6，示出了根据本发明的实施例的系统的框图。更具体地，系统600可以是任何类型的低功率系统，诸如可以用于感测（例如，来自一个或多个真实传感器）的信息、处理感测到的信息并且将其传送到系统600的另一部分。

如图6中所示，系统600包括也被称为微控制器的微控制器单元（MCU）610。在实施例中，MCU 610可以被实现为给定封装内的IC。如图所示，通过引脚P1和P2，MCU 610耦合到电容（Cx）并且进一步耦合到输入信号线，经由输入信号线其可以接收来自一个或多个传感器的传入感测的信息（例如，来自各种不同类型的传感器的模拟感测信息）。

进而，MCU 610包括多个数字处理电路（即数字电路612₀-612₁）。注意，虽然为了便于说明，仅示出了两个数字电路，但是在许多实施例中可以存在更多的数字电路。在不同的实施例中，数字电路612可以被实现为处理核、专用处理单元或诸如此类。在所示的实施例中，数字电路612₀被耦合以接收来自数字化器615的传入数字化信息，数字化器615可以被实现为模数转换器（ADC）。更具体地，ADC 615可以将传入模拟感测的信息数字化并将其提供给数字电路612₀。

如进一步所示，数字电路612可以由一个或多个电压调节器供电。如所见，存在第一电压调节器614₀和第二电压调节器614₁。在实施例中，这些电压调节器中的每一个可以被配置用于在不同的功率水平下操作。作为示例，电压调节器614₀可以实施本文中的实施例，使得其可以在低电流水平（例如，小于约5毫安培的最大负载电流）下操作。进而，电压调节器614₁可以在较高的负载电流（例如，超过50毫安培）下操作。如所看到的，电压调节器614₁可以被例如通过开关S1选择性地使能以进行操作。

许多集成电路包括集成在一个或多个芯片中的数百万个逻辑门。要同时驱动它们中的所有，可能需要超过50 mA的电流。驱动该高电流消耗的调节器在待机模式期间消耗uA级电流。为了支持低功率应用并增加电池寿命，MCU 610通过不同的能量模式将数字功能性划分为不同的部分。在高能量模式中，包括在数字电路612_0,1中的数字功能性被使能并且电压调节器614₁被使能以支持高负载电流。然而，在低能量模式中，只有数字电路612₀被使能并且电压调节器614₀被使能以驱动其数字功能性。在该低能量模式的情况下，最大负载电流可能只有若干mA并且最小负载电流是数十nA，这意味着在待机模式期间具有nA水平电流消耗的电压调节器614₀可以显着改进电池寿命。

作为实际应用示例，ADC 615例如以预定频率对一个或多个外部信号（经由耦合到一个或多个传感器）进行采样。如此，低能量模式中的电流消耗在ADC 615正在采样时是uA水平，并且在ADC 615关闭时是nA水平。在数据收集的数百/数千个周期之后，数字电路612₁的数字功能性可以启用持续短时段以处理数据。以这种方式，电池寿命可以在低能量模式中增加。

现在参考图7，示出了根据实施例的集成电路的随时间的电流消耗的图示。如在图7中所看到的，图示700示出了集成电路（诸如图6的MCU 610）的电流消耗随时间变化。在例如在时刻702处所示的低能量模式中，集成电路例如在其ADC掉电的情况下以低能量模式操作。在这种情况下，IC电流消耗可能相对低（例如，在大约10 nA-100 nA之间）。代之以，如在时刻704处所见，也在低能量模式中，ADC（例如，ADC 615）可以上电。这样，电流消耗增加到一定量的微安培的水平。对于时刻702和704两者，根据实施例的电压调节器可以提供足够的负载电流能力来为集成电路供电。代之以，当高功率模式活跃时，如在时刻706处所示，低能量模式被禁用。例如，当附加的数字电路（诸如数字电路612₁）上电时，该操作可能发生。在这种情况下，负载电流消耗可能大约近似100 uA-100 mA。为此，可以使较高功率的电压调节器（诸如电压调节器614₁）上电。应该理解，虽然以图7中的该特定实现示出，但是许多其他示例是可能的。

现在参考图8，示出了根据实施例的集成电路的框图。如图8中所示，集成电路800可以采取微控制器或其他此类电路的形式。如所看到的，集成电路800耦合到天线810，天线810可以提供一个或多个频带的射频（RF）信号的传输和接收（或者在一些情况下可以存在多个这样的天线）。

继而，天线810耦合到无线电收发器820，其可以包括一个或多个信号处理路径以处理一个或多个频带的传入和传出RF信号。继而，无线电收发器820与可包括集成电路的主处理和控制电路的MCU 830通信。MCU 830与包括模拟电路840的附加电路通信，该模拟电路840可以充当到各种模拟部件的接口，各种模拟部件诸如是可以经由一组I/O端口880耦合到集成电路800的各种不同的芯片外传感器。在所示的实施例中，模拟电路840包括模数/数模电路（ADC / DAC）845，用于将从此类芯片外源接收的传入模拟信号数字化并转换成模拟形式的数字信息，诸如将传送到芯片外源的控制信息。一组互连870可耦合集成电路的各种部件，以提供功率、时钟和数据信号的通信。

仍旧参考图8所示，电压调节器850向集成电路800的各种部件提供经调节的电压。更具体地，电压调节器850可以是如本文描述的低功率高负载电流LDO调节器。应该理解，虽然为了便于说明仅示出了单个电压调节器850，但是在许多情况下，给定的MCU或其他IC可以包括多个电压调节器（诸如以上关于图6所讨论的），可以基于负载电流消耗对其进行选择性地使能/禁用。换句话说，针对不同电流消耗水平优化的不同电压调节器可根据需要进行上电和掉电。应该理解，虽然在图8的图示中以高水平示出，但是许多变型和替代是可能的。

尽管已经关于有限数量的实施例描述了本发明，但是本领域的技术人员将从其意识到许多修改和变型。意图是所附权利要求书覆盖落入本发明的真实精神和范围内的所有这样的修改和变型。

Claims

1.一种装置，包括：

通道设备，其耦合在电源电压节点和负载电路之间，并且响应于在通道设备的控制端子处接收的控制信号而向负载电路提供经调节的电压;

第一放大器，用于将参考电压与经调节的电压进行比较，并且响应于比较在比较节点处输出比较信号;

具有输入设备的第二放大器，所述输入设备具有耦合到比较节点的控制端子以接收比较信号并且至少部分地响应于比较信号向通道设备输出控制信号;和

反馈电路，用于至少部分地基于负载电路的负载电流向第一放大器提供反馈信号。

2.如权利要求1所述的装置，其中反馈电路包括：

第一电阻器，其耦合在电源电压节点和将反馈信号提供给第一放大器的反馈节点之间;和

第一金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET），具有耦合到反馈节点的第二端子和耦合到参考电压节点的第一端子。

3.如权利要求2所述的装置，其中第一放大器包括：

第一跨导体对，用于接收参考电压和经调节的电压并输出比较信号;和

耦合到第一跨导体对的第一电流镜，第一电流镜具有不对称耦合的输入。

4.如权利要求3所述的装置，其中第一电流镜包括：

第二MOSFET，其具有耦合到电源电压节点的第一端子;和

第三MOSFET，其具有耦合到反馈节点的第一端子。

5.如权利要求4所述的装置，还包括电容器，其与第二MOSFET并联耦合。

6.如权利要求5所述的装置，其中装置包括由负载电路确定的主导极和取决于负载电路的负载电流的第二极。

7.如权利要求6所述的装置，其中当负载电流小于第一水平时，第二极基于电容器以及比较节点处的负载电路的跨导。

8.如权利要求6所述的装置，其中当负载电流超过第一水平时，第二极基于电容器和第一电阻器。

9.如权利要求3所述的装置，其中第二放大器包括：

输入设备，其具有耦合到电源电压节点的第一端子和耦合到第二电流镜的第二端子;和

第二电流镜，用于向第三电流镜输出镜像电流，其中第三电流镜包括通道设备以向负载电路提供负载电流。

10.如权利要求3所述的装置，其中第一跨导体对具有耦合到偏置电流源的共同耦合的第一端子。

11.如权利要求10所述的装置，其中偏置电流源包括固定电流源，并且其中装置的第二极的频率响应于负载电路的负载电流是动态的。

12.如权利要求1所述的装置，其中反馈电路包括：

第一电阻器，其耦合在电源电压节点和将反馈信号提供给第一放大器的反馈节点之间;

第二电阻器，其耦合在另一个电流镜与反馈节点之间;

另一个电流镜，其耦合在电源电压节点和第二电阻器之间。

13.如权利要求1所述的装置，其中反馈电路包括至少部分地基于负载电路的负载电流的可变电阻。

14.一种调节器，包括：

跨导对，其具有用于接收调节器的输出电压和参考电压并且响应于参考电压与输出电压的比较而输出比较信号的输入;

第一电流镜，其耦合到跨导对的输出，其中第一电流镜具有不对称耦合的输入，包括第一输入以从反馈电路接收反馈信号;

反馈电路，用于至少部分地基于耦合到调节器的负载电路的负载电流来提供反馈信号;和

通道设备，用于响应比较信号来提供输出电压。

15.如权利要求14所述的调节器，还包括第二放大器，用于接收比较信号并且基于比较信号来控制通道设备。

16.如权利要求15所述的调节器，其中第二放大器包括：

输入设备，用于接收比较信号;

第二电流镜，其耦合到输入设备以响应于比较信号而输出镜像电流;和

第三电流镜，其耦合到第二电流镜以向通道设备提供另一镜像电流。

17.如权利要求14所述的调节器，其中调节器具有取决于负载电路的负载电流的第二极，并且其中第二极与由负载电路确定的主导极呼应地动态移动。

18.一种集成电路，包括：

第一数字电路，用于执行至少一个数字功能;

第二数字电路，用于执行至少第二数字功能;

数字化器，用于接收传入模拟信号并且将传入模拟信号数字化为数字信号，以及将数字信号提供给至少第一数字电路;

第一电压调节器，用于向至少第一数字电路提供第一经调节的电压，第一电压调节器包括：

通道设备，其耦合在电源电压节点和第一数字电路之间，并且响应于在通道设备的控制端子处接收的控制信号而向第一数字电路提供第一经调节的电压;

第一放大器，用于将参考电压与第一经调节的电压进行比较，并响应于比较而在比较节点处输出比较信号;和

反馈电路，其包括可变电阻以至少部分地基于第一数字电路的负载电流向第一放大器提供反馈信号;和

第二电压调节器，用于向至少第二数字电路提供第二经调节的电压。

19.如权利要求18所述的集成电路，其中集成电路用于在低功率模式中可切换地禁用第二电压调节器和第二数字电路，第一电压调节器在低功率模式中向第一数字电路提供第一经调节的电压，以使能从数字化器收集数字信号。

20.如权利要求18所述的集成电路，其中反馈电路包括：

电流镜，其耦合到电源电压节点，电流镜将电流镜像到第二电阻器;和

第二电阻器，其耦合在电流镜和反馈节点之间，其中可变电阻包括第一电阻器和第二电阻器。