CN105553279A - 电源电路、车载空调及电源电路控制方法 - Google Patents

Abstract

一种电源电路及其控制方法和车载空调，电源电路与直流电源连接，包括至少两路正激电路、整流电路、电感器件及滤波电容，每路所述正激电路包括一高频隔离变压器、至少一个第一功率开关管、至少一个第二功率开关管、第一续流二极管及第二续流二极管。采用交错的双管正激电路，避免了上下桥臂直通的情况，提高了电源系统的可靠性和安全性，运用多个变压器原边并联，副边串联的方式来提高变压器的整体匝比，以便得到更高的输出电压等级。

Description

电源电路、车载空调及电源电路控制方法

技术领域

本发明涉及直流电源领域，特别是涉及一种电源电路、车载空调及电源电路控制方法。

背景技术

传统通过家用空调或者空调一体机改装的车载辅助空调采用车载本身的蓄电池供电，蓄电池的电压通常是额定的24V甚至12V的直流电，而辅助空调的供电电压基本都是220V的交流电或者310V左右的直流电。因此，升压比达到了十几倍甚至二十几倍，若通过单个变压器来实现这么高的升压比的电能变换，对变压器的要求会比较高，体积也较大。导致电源系统的可靠性和安全性低，电源的输出等级较低。

发明内容

有鉴于此，有必要提供一种高可靠性和安全性，高输出等级的电源电路。

本发明提供了一种电源电路，与直流电源连接，包括至少两路正激电路、整流电路、电感器件及滤波电容，每路所述正激电路包括一高频隔离变压器、至少一个第一功率开关管、至少一个第二功率开关管、第一续流二极管及第二续流二极管，其中：

在每路所述正激电路中的所述变压器原边的一端通过所述第一功率开关管接所述直流电源的正极，并接所述第一续流二极管的阴极，所述第一续流二极管的阳极接所述直流电源的负极；所述变压器原边的另一端通过所述第二功率开关管接所述直流电源的负极，并接所述第二续流二极管的阳极，所述第一续流二极管的阴极接所述直流电源的正极；所述第一功率开关管接入的第一控制信号和所述第二功率开关管接入的第二控制信号的占空比相同、相位相差180°；

所有所述正激电路中的所述变压器副边串联，串联后的一端接所述整流电路的第一输入端、另一端接所述整流电路的第二输入端；所述整流电路的输出正极接所述电感器件的一端，所述滤波电容接在所述电感器件的另一端和所述整流电路的输出负极之间，所述电感器件的另一端作为所述电源电路的正输出端，所述整流电路的输出负极作为所述电源电路的负输出端。

本发明还提供了一种包括上述电源电路的车载空调。

上述的电源电路其采用交错的双管正激电路，避免了上下桥臂直通的情况，提高了电源系统的可靠性和安全性，运用多个变压器原边并联，副边串联的方式来提高变压器的整体匝比，以便得到更高的输出电压等级。

本发明还提供了一种基于上述电源电路控制方法，所述控制方法包括：

获取所述电源电路的输出电压U_out，并将所述输出电压U_out与预设的目标输出电压U^*比对得到电压偏差ΔU；

根据所述电压偏差ΔU以及第一控制环路的比例系数K_P1和积分系数K_I1/s计算得到输出电流参考初值I'；

判断所述输出电流参考初值I'是否符合限幅及短路保护设定，若符合，则根据限幅及短路保护条件设定目标输出电流I^*；否则关断所述第一控制信号和第二控制信号；

获取所述电源电路的输出电流I_Lf，并将所述输出电流I_Lf与预设的目标输出电流I^*比对得到电流偏差ΔI；

根据所述电流偏差ΔI以及第二控制环路的比例系数K_P2和积分系数K_I2/s计算得到所述第一控制信号和第二控制信号的占空比D。

上述电源电路控制方法采用电感电流内环、电压外环的控制策略，增加了限幅和输出短路保护环节，进一步提高了系统的可靠性和安全性。

附图说明

图1为本发明第一实施例中电源电路的电路拓扑示意图；

图2为本发明第二实施例中电源电路的电路拓扑示意图；

图3为本发明第三实施例中电源电路的电路拓扑示意图；

图4为本发明较佳实施例中电源电路控制方法的流程图；

图5为本发明较佳实施例中电源电路控制方法的控制系统框图；

图6为图4所示的电源电路控制方法中的短路保护环节的控制流程图。

具体实施方式

为了使本发明要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

请参阅图1，本发明较佳实施例中一种电源电路，与直流电源Uin连接，包括至少两路正激电路10、整流电路20、电感器件Lf及滤波电容Cf，每路所述正激电路10包括一高频隔离变压器T1、至少一个第一功率开关管Q1、至少一个第二功率开关管Q2、第一续流二极管D1及第二续流二极管D2。

在每路所述正激电路10中的所述变压器T1原边的一端通过所述第一功率开关管Q1接所述直流电源Uin的正极，并接所述第一续流二极管D1的阴极，所述第一续流二极管D1的阳极接所述直流电源Uin的负极；所述变压器T1原边的另一端通过所述第二功率开关管Q2接所述直流电源Uin的负极，并接所述第二续流二极管D2的阳极，所述第一续流二极管D1的阴极接所述直流电源Uin的正极；所述第一功率开关管Q1接入的第一控制信号Pwm_1和所述第二功率开关管Q2接入的第二控制信号Pwm_2的占空比相同、相位相差180°；

所有所述正激电路10中的所述变压器T1副边串联，串联后的一端(同名端)接所述整流电路20的第一输入端，串联后的另一端接所述整流电路20的第二输入端；所述整流电路20的输出正极接所述电感器件Lf的一端，所述滤波电容Cf接在所述电感器件Lf的另一端和所述整流电路20的输出负极之间，所述电感器件Lf的另一端作为所述电源电路的正输出端，所述整流电路20的输出负极作为所述电源电路的负输出端。

本电源电路采用交错的双管正激电路10，避免了上下桥臂直通的情况，提高了电源系统的可靠性和安全性，运用多个变压器T1原边并联，副边串联的方式来提高变压器T1的整体匝比，以便得到更高的输出电压等级。

实施例一：

请参阅图1，本实施例中，电源电路包含两路正激电路10，每路所述正激电路10包括一高频隔离变压器T1、至少一个第一功率开关管Q1、至少一个第二功率开关管Q2、第一续流二极管D1及第二续流二极管D2。在其他实施方式中，正激电路10可以是三路或以上。

功率开关器件Q1和Q2用于控制电路的通断，运用高频的通断来实现直流变交流。整流电路20为整流桥，电感器件Lf为扼流圈，滤波电容Cf为输出电容。

本实施例中，功率开关器件可以是N型的MOS管或者IGBT等全控型半导体开关器件。

变压器T1原边的一端为同名端，该同名端通过所述第一功率开关管Q1接所述直流电源Uin的正极具体是：变压器T1原边的同名端与第一功率开关管Q1的源极、第一功率开关管Q1的漏极接所述直流电源Uin的正极。

所述变压器T1原边的另一端为非同名端，该非同名端通过所述第二功率开关管Q2接所述直流电源Uin的负极具体是：变压器T1原边的非同名端与第二功率开关管Q2的漏极、第二功率开关管Q2的源极接所述直流电源Uin的负极。

高频隔离变压器T1起到电气隔离和升压的作用，将能量从前级传递到后级；续流二极管D1和D2，当上述功率开关器件Q1和Q2关断时，续流二极管D1和D2可以给变压器T1提供一个放电回路，给变压器T1复位，避免磁饱和；整流二极管D5-D8构成整流电路20，实现交流转直流的变换，将变压器T1传递过来的交流电转换为直流；电感器件Lf——扼流圈起到减小电流纹波，使得输出电流连续的作用；滤波电容Cf可以吸收电压谐波和电压维持的作用。

由图1可知，变压器T1和T2的副边串联在一起，变为一个大的副边，副边连接着由整流二极管D5-D8组成的全桥整流电路20，其中整流二极管D5和D7串联组成前桥，整流二极管D6和D8串联组成后桥，变压器T1副边串联后的一端连接在前桥的中心点(整流电路20的第一输入端)上，另一端连接在后桥的中心点(整流电路20的第二输入端)上。电感器件Lf连接在整流桥的输出正极，电感器件Lf的输出并联着滤波电容Cf，滤波电容Cf的正极连接着Lf的输出，滤波电容Cf的负极连接到整流桥的输出负极。

本实施例中，功率开关器件Q1和Q2、变压器T1数量上不局限与上述的数量，可以根据实际的应用需要，适当的增加或者减少。功率开关器件可以两个或者多个并联使用，以减小Rds(导通阻抗)，提高输出容量；变压器T1采用原边并联，副边串联的方式增加进来，以提高电源的升压比。实施例中，变压器T1和T2的原副边匝比都为1：N，变压器T1的整体匝比即为1:2N，若共有n个变压器T1，则总匝比为1：nN。

即，若第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2均为多个时，各个功率开关管并联，即使得各个功率开关管在直流电源Uin和变压器T1原边之间的连接方式相同(参考图1中另一路正激电路10)。另外，第一功率开关管Q1的控制信号均为第一控制信号Pwm_1，第二功率开关管Q2均为第二控制信号Pwm_2。

本实施例中，续流二极管D1和D2采用快恢复二极管或者肖特基二极管，提高续流速度，降低开关管两端的电压尖峰。

本实施例中，电感器件Lf的电感量大小L的选取依据如下原则：

考虑开关器件关断时，电感上电流下降，从电感电流最大值下降到最小值，此时由电感电流有：

$L\frac{{\mathrm{\ΔI}}_L}{{\mathrm{\Δt}}_{off}}=V_o$

因而电感计算公式为：

$L=V_o\frac{{\mathrm{\Δt}}_{off}}{{\mathrm{\ΔI}}_L}=V_o\frac{(1-D)T}{{\mathrm{\ΔI}}_L}=V_o\frac{(1-D)}{{\mathrm{\ΔI}}_{L}f}$

其中，L为电感器件Lf电感量大小，Δt_off为控制信号下降沿触发比例，ΔI_L为流过电感器件Lf的电流与目标电流的差值，V_o为电感器件Lf两端电压，D为控制信号占空比，T为控制信号的脉冲周期。

更具体地，电感器件Lf的选取要满足两个要求：1、电源电路低功率运行时(约为额定功率的十分之一)，保证经过电感器件Lf的电流连续；2、电源电路额定功率运行时，经过所述电感器件Lf的电流纹波率小于40％。综合考虑这两个要求选取合适的电感值。

实施例二：

请参阅图2，该实施例中，在上一个实施例的基础上，每路所述正激电路10还包括两个用于吸收电压尖峰的吸收电路11，两个吸收电路11分别与第一功率开关管Q1及第二功率开关管Q2并联。对每个功率开关管的漏极和源极上并联了一个吸收电路11，用于吸收由于变压器T1漏感产生的电压尖峰。吸收电路包括串联连接的消耗电阻R1及吸收电容C1。

实施例三：

请参阅图3，该实施例中，在实施例一或实施例二的基础上，为了进一步减小功率开关管两端的电压尖峰，提高转换效率，该实施例中采用了谐振软开关技术。具体地，电源电路还包括谐振电容Cs，谐振电容Cs连接在所述变压器T1副边串联后的一端与整流电路20的第一输入端之间，谐振电容Cs与变压器T1副边的漏感Lleak形成谐振电路30。

进一步地，在变压器T1副边的漏感不足以匹配电路的情况下，电源电路还包括匹配电感，匹配电感连接在所述变压器T1副边串联后的一端和谐振电容Cs之间。

谐振电容Cs与变压器T1副边的漏感Lleak形成谐振电路30，实现了ZCS(零电流开关)技术。在其他实施方式中，可以实现零电压开关技术。

在该实施例中，谐振电容Cs一般采用高频性能好的CBB电容，其大小的选取依据如下：

$W_r=1/\sqrt{L_{leak}{C}_s}\≥W_s$

即漏感Lleak和电容Cs组成的谐振电路谐振频率Wr大于或者接近于电路本身的控制信号Pwm_1和Pwm_2开关角频率Ws。

此外，还公开了一种上述电源电路的车载空调。车载空调通过使用上述的电源电路，可以降低制造成本和减少占用汽车的空间。

此外，还公开了一种基于上述电源电路控制方法，采用输出电感电流内环、电压外环的控制策略，请参阅图4和图5，控制方法包括以下步骤：

步骤S110，获取所述电源电路的输出电压U_out，并将所述输出电压U_out与预设的目标输出电压U^*比对得到电压偏差ΔU。具体地，通过实时检测输出电容Cf的两端电压可以电源电路的输出电压U_out。

步骤S120，根据所述电压偏差ΔU以及第一控制环路(电压控制环路)的比例系数K_P1和积分系数K_I1/s计算得到输出电流参考初值I'；

步骤S130，判断所述输出电流参考初值I'是否符合限幅及短路保护设定。

步骤S140，若符合，则根据限幅及短路保护条件设定目标输出电流I^*。否则关断所述第一控制信号Pwm_1和第二控制信号Pwm_2。

步骤S150，获取所述电源电路的输出电流I_Lf，并将所述输出电流I_Lf与预设的目标输出电流I^*比对得到电流偏差ΔI。输出电流I_Lf具体是流过电感器件Lf的电流。

步骤S160，根据所述电流偏差ΔI以及第二控制环路(电流控制环路)的比例系数K_P2和积分系数K_I2/s计算得到所述第一控制信号Pwm_1和第二控制信号Pwm_2的占空比D。

具体地，占空比D与短路保护环节输出的控制信号(关断所述第一控制信号Pwm_1和第二控制信号Pwm_2)进行逻辑与运算，得到最终的控制输出信号D或者0信号(0信号即关闭PWM输出)。

在更详细的实施例中，请参阅图6，短路保护环节的控制流程，即步骤S130和步骤S140，判断所述输出电流参考初值I'是否符合限幅及短路保护设定；若符合，则根据限幅及短路保护条件设定目标输出电流I^*；否则关断所述第一控制信号Pwm_1和第二控制信号Pwm_2，具体为：

判断所述电流参考初值I'是否满足|I′|<I_th1，若是，则设定所述目标输出电流I^*为I^*＝I′，否则，再判断所述电流参考初值I'是否满足I_th1≤|I′|≤I_th2；

若满足条件，则设定所述目标输出电流I^*为I^*＝(I′/|I′|)×I_th1；

反之，进行短路保护，关断所述第一控制信号Pwm_1和第二控制信号Pwm_2。

其中，I_th1为所述电源电路输出电流的过流阈值，I_th2为所述电源电路输出电流的短路电流阈值。

综合上述描述，可以看出，本方案具有如下不同于现有方案的优势和技术效果，势在于：电源电路采用交错的双管正激电路，避免了上下桥臂直通的情况，提高了电源系统的可靠性和安全性，运用多个变压器原边并联，副边串联的方式来提高变压器的整体匝比，以便得到更高的输出电压等级，电源电路的工作方式采用电感电流内环、电压外环的控制策略，增加了限幅和输出短路保护环节，进一步提高了系统的可靠性和安全性。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种电源电路，与直流电源连接，其特征在于，包括至少两路正激电路、整流电路、电感器件及滤波电容，每路所述正激电路包括一高频隔离变压器、至少一个第一功率开关管、至少一个第二功率开关管、第一续流二极管及第二续流二极管，其中：

在每路所述正激电路中的所述变压器原边的一端通过所述第一功率开关管接所述直流电源的正极，并接所述第一续流二极管的阴极，所述第一续流二极管的阳极接所述直流电源的负极；所述变压器原边的另一端通过所述第二功率开关管接所述直流电源的负极，并接所述第二续流二极管的阳极，所述第一续流二极管的阴极接所述直流电源的正极；所述第一功率开关管接入的第一控制信号和所述第二功率开关管接入的第二控制信号的占空比相同、相位相差180°；

所有所述正激电路中的所述变压器副边串联，串联后的一端接所述整流电路的第一输入端、另一端接所述整流电路的第二输入端；所述整流电路的输出正极接所述电感器件的一端，所述滤波电容接在所述电感器件的另一端和所述整流电路的输出负极之间，所述电感器件的另一端作为所述电源电路的正输出端，所述整流电路的输出负极作为所述电源电路的负输出端。

2.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于，每路所述正激电路还包括两个用于吸收电压尖峰的吸收电路，两个所述吸收电路分别与所述第一功率开关管及第二功率开关管并联。

3.如权利要求1或2所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路还包括谐振电容，所述谐振电容连接在所述变压器副边串联后的一端与所述整流电路的第一输入端之间，所述谐振电容与所述变压器副边的漏感形成谐振电路。

4.如权利要求3所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路还包括匹配电感，所述匹配电感连接在所述变压器副边串联后的一端和所述谐振电容之间。

5.如权利要求3所述的电源电路，其特征在于，所述谐振电路的谐振频率大于等于所述第一控制信号和第二控制信号的开关角频率。

6.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述电感器件为扼流圈。

7.如权利要求1或6所述的电源电路，其特征在于，所述电感器件的电感量满足：所述电源电路低功率运行时，经过所述电感器件的电流连续；所述电源电路额定功率运行时，经过所述电感器件的电流纹波率小于40％。

8.一种车载空调，其特征在于，包括权利要求1至7任一项所述的电源电路。

9.一种电源电路控制方法，其特征在于，所述控制方法基于权利要求1至7任一项所述的电源电路，所述控制方法包括：

获取所述电源电路的输出电压U_out，并将所述输出电压U_out与预设的目标输出电压U^*比对得到电压偏差ΔU；

根据所述电压偏差ΔU以及第一控制环路的比例系数K_P1和积分系数K_I1/s计算得到输出电流参考初值I'；

判断所述输出电流参考初值I'是否符合限幅及短路保护设定，若符合，则根据限幅及短路保护条件设定目标输出电流I^*；否则关断所述第一控制信号和第二控制信号；

获取所述电源电路的输出电流I_Lf，并将所述输出电流I_Lf与预设的目标输出电流I^*比对得到电流偏差ΔI；

根据所述电流偏差ΔI以及第二控制环路的比例系数K_P2和积分系数K_I2/s计算得到所述第一控制信号和第二控制信号的占空比D。

10.如权利要求9所述的电源电路控制方法，其特征在于，判断所述输出电流参考初值I'是否符合限幅及短路保护设定，若符合，则根据限幅及短路保护条件设定目标输出电流I^*；否则关断所述第一控制信号和第二控制信号的步骤具体为：

判断所述电流参考初值I'是否满足|I′|<I_th1，若是，则设定所述目标输出电流I*为I*＝I′，否则，再判断所述电流参考初值I'是否满足I_th1≤|I′|≤I_th2；

若满足条件，则设定所述目标输出电流I*为I*＝(I′/|I′)×I_th1；

反之，进行短路保护，关断所述第一控制信号和第二控制信号。

其中，I_th1为所述电源电路输出电流的过流阈值，I_th2为所述电源电路输出电流的短路电流阈值。