CN105425892A - 电流控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种电流控制电路，其在抑制由于运算放大器的压摆率而产生的影响的同时对开关元件的栅极电位进行控制。电流控制电路具有：第一驱动用开关元件；栅极电源；控制用开关元件；第一电阻；输出端被连接于控制用开关元件的栅极且反相输入端被输入参考电位的运算放大器；和切换电路。在流通于第一驱动用开关元件中的电流在阈值以下的情况下，切换电路向运算放大器的非反相输入端输入基于第一电阻的两端的电位差的值，而在流通于第一驱动用开关元件中的电流大于阈值的情况下，切换电路向非反相输入端输入基于控制用开关元件与第一驱动用开关元件的栅极之间的路径上的电位的值。

Description

电流控制电路

技术领域

本发明涉及一种电流控制电路。

背景技术

在专利文献1中，公开了一种对IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)的栅极的电位进行控制的电路。该电路具有被串联连接于IGBT的栅极与驱动电源之间的pMOS和电阻。在pMOS的栅极上连接有运算放大器。通过运算放大器而以使pMOS的漏极电压成为固定的方式对pMOS进行控制。由此，IGBT的栅极的电位上升至预定值。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开WO2012/014314号公报

发明内容

发明所要解决的课题

在专利文献1的技术中，IGBT的栅极电位的上升速度通过运算放大器的压摆率而被决定。由于运算放大器的压摆率的偏差较大，因此在专利文献1的电流控制电路中，IGBT的栅极电位的上升速度将产生偏差，从而各IGBT导通的定时会产生偏差。因此，提供一种能够在抑制由运算放大器的压摆率造成的影响的同时通过运算放大器而对开关元件的栅极电位进行控制的电流控制电路。

用于解决课题的方法

本申请的发明者们对如下的内容进行了研究，即，在对控制对象的驱动用开关元件(在上述的示例中为IGBT)的栅极进行充电时，准确地对栅极电位的上升速度进行控制从而准确地对驱动用开关元件导通的定时进行控制。在该研究的过程中发现了，在电流开始流通于驱动用开关元件中之后，通过尽可能地使栅极电位快速上升，从而能够降低驱动用开关元件的开关损耗。

因此，本说明书所公开的第一种电流控制电路具有：第一驱动用开关元件；栅极电源；控制用开关元件以及第一电阻，它们被串联连接于所述第一驱动用开关元件的栅极与所述栅极电源之间；运算放大器，其输出端被连接于所述控制用开关元件的栅极，反相输入端被输入参考电位；切换电路，在对所述第一驱动用开关元件的所述栅极进行充电时流通于所述第一驱动用开关元件中的电流在阈值以下的情况下，所述切换电路向所述运算放大器的非反相输入端输入基于所述第一电阻的两端的电位差的值，而在对所述第一驱动用开关元件的所述栅极进行充电时流通于所述第一驱动用开关元件中的电流大于所述阈值的情况下，所述切换电路向所述非反相输入端输入基于所述控制用开关元件与所述第一驱动用开关元件的所述栅极之间的路径上的电位的值。

另外，基于第一电阻的两端的电位差的值能够采用基于第一电阻的两端的电位差而计算出的值。例如，可以使用第一电阻的两端的电位差的常数倍的值。此外，在控制用开关元件与第一驱动用开关元件的栅极之间的路径上的电位可以是该路径上的任意的点的电位。此外，基于该路径上的电位的值能够采用基于该路径上的电位而计算出的值。例如，可以使用该路径上的电位的常数倍的值。

在该电流控制电路中，在对第一驱动用开关元件的栅极进行充电时，控制用开关元件通过运算放大器而被控制。在流通于第一驱动用开关元件中的电流在阈值以下的情况下，运算放大器以使基于第一电阻的两端的电位差的值与参考电位一致的方式而对控制用开关元件进行控制。即，运算放大器以使第一驱动用开关元件的栅极电流成为大致固定的方式而对控制用开关元件进行控制。因此，栅极电位的上升速度成为大致固定，从而能够准确地对电流开始流通于第一驱动用开关元件中的定时(即，导通的定时)进行控制。当电流开始流通于驱动用开关元件中并且流通于第一驱动用开关元件中的电流大于阈值时，运算放大器以使控制用开关元件与第一驱动用开关元件的栅极之间的路径上的电位与参考电位一致的方式而对控制用开关元件进行控制。即，运算放大器以使第一驱动用开关元件的栅极电位上升至参考电位的方式而对控制用开关元件进行控制。此时，运算放大器以按照压摆率的较快的速度使栅极电位上升。因此，能够降低在第一驱动用开关元件中产生的开关损耗。此外，由于运算放大器的压摆率的偏差较大，因而此时的栅极电位的上升速度的偏差较大。然而，由于驱动用开关元件实质上已经成为导通状态(即，电流流通的状态)，因此即使栅极电位的上升速度产生偏差也几乎不会产生问题。如此，根据该电流控制电路，能够准确地对驱动用开关元件导通的定时进行控制，并且能够降低在驱动用开关元件中产生的开关损耗。

本说明书所公开的第二种电流控制电路具有：第一驱动用开关元件；栅极电源；控制用开关元件，其被连接于所述第一驱动用开关元件的栅极与所述栅极电源之间；第一电阻，其被连接于所述第一驱动用开关元件的栅极与所述控制用开关元件之间；运算放大器，其输出端被连接于所述控制用开关元件的栅极，非反相输入端被输入所述控制用开关元件的所述第一驱动用开关元件侧的端子的电位；切换电路，在对所述第一驱动用开关元件的所述栅极进行充电时流通于所述第一驱动用开关元件中的电流在阈值以下的情况下，所述切换电路向所述运算放大器的反相输入端输入所述第一电阻的所述第一驱动用开关元件侧的端子的电位与第一参考电位相加而得到的电位，而在对所述第一驱动用开关元件的所述栅极进行充电时流通于所述第一驱动用开关元件中的电流大于所述阈值的情况下，所述切换电路向所述反相输入端输入第二参考电位。

在该电流控制电路中，在对第一驱动用开关元件的栅极进行充电时流通于第一驱动用开关元件中的电流在阈值以下的情况下，栅极电位的上升速度也被控制为预定值。当流通于第一驱动用开关元件中的电流大于阈值时，栅极电位也以按照压摆率的较快的速度上升。因此，根据该电流控制电路，能够准确地对驱动用开关元件导通的定时进行控制，并且能够降低在驱动用开关元件中产生的开关损耗。

本说明书所公开的第三种电流控制电路具有：第一驱动用开关元件；栅极电源；控制用开关元件以及第一电阻，它们被串联连接于所述第一驱动用开关元件的栅极与所述栅极电源之间；运算放大器，其输出端被连接于所述控制用开关元件的栅极，在对所述第一驱动用开关元件的所述栅极进行充电时流通于所述第一驱动用开关元件中的电流在阈值以下的情况下，所述运算放大器以使所述第一电阻的两端的电位差不超过第一基准值的方式而对所述控制用开关元件的所述栅极的电位进行控制，而在对所述第一驱动用开关元件的所述栅极进行充电时流通于所述第一驱动用开关元件中的电流大于阈值的情况下，所述运算放大器以使所述控制用开关元件与所述第一驱动用开关元件的所述栅极之间的路径上的电位变化至第二基准值的方式而对所述控制用开关元件的所述栅极的电位进行控制。

在该电流控制电路中，在对第一驱动用开关元件的栅极进行充电时流通于第一驱动用开关元件中的电流在阈值以下的情况下，栅极电位的上升速度也被控制为预定值。当流通于第一驱动用开关元件中的电流大于阈值时，栅极电位也以按照压摆率的较快的速度上升。因此，根据该电流控制电路，能够准确地对驱动用开关元件导通的定时进行控制，并且能够降低在驱动用开关元件中产生的开关损耗。

附图说明

图1为实施例1的电流控制电路10a的电路图。

图2为表示在实施例1中使IGBT12导通时的各个值的变化的曲线图。

图3为实施例2的电流控制电路10b的电路图。

图4为实施例3的电流控制电路10c的电路图。

图5为表示在实施例3中使IGBT12导通时的各个值的变化的曲线图。

图6为第一改变例的电流控制电路的电路图。

图7为第二改变例的电流控制电路的电路图。

具体实施方式

【实施例1】

图1所示的实施例1的电流控制电路10a具有IGBT12、二极管14、IGBT16以及二极管18。IGBT12、二极管14、IGBT16以及二极管18为三相的逆变器电路的一部分。二极管14相对于IGBT12而被逆并联连接。即，二极管14的阳极被连接于IGBT12的发射极12b，二极管14的阴极被连接于IGBT12的集电极。二极管18相对于IGBT16而被逆并联连接。即，二极管18的阳极被连接于IGBT16的发射极，二极管18的阴极被连接于IGBT16的集电极。IGBT16的集电极被连接于逆变器电路的高电位配线50。IGBT16的发射极被连接于IGBT12的集电极。IGBT12的发射极12b被接地。在IGBT16的发射极与IGBT12的集电极之间连接有电机配线52。电机配线52的另一端被连接于未图示的三相电机。即，通过IGBT12、二极管14、IGBT16以及二极管18而构成了三相逆变器的一个相位量的电流控制电路。IGBT16及二极管18为上臂的开关元件，IGBT12及二极管14为下臂的开关元件。此外，IGBT12除了具备发射极12b之外，还具备检测发射极12c。检测发射极12c为，流通有与发射极12b相比而较小且相对于流通于发射极12b中的电流而具有大致固定的比率的电流的发射极。检测发射极12c经由电阻54而被接地。IGBT12的栅极12a被连接于栅极电位控制电路11。IGBT16的栅极被连接于未图示的栅极电位控制电路。

栅极电位控制电路11对IGBT12的栅极12a的电位进行控制。栅极电位控制电路11具有栅极充电电路20、栅极放电电路40、绝缘电源60和控制装置70。

绝缘电源60向输出端子60a输出电位Vout。电位Vout为栅极电位控制电路11中最高的电位。

栅极充电电路20为，用于通过向IGBT12的栅极12a供给电荷从而使IGBT12导通的电路。栅极充电电路20具有pMOS22、电阻24、减法器26、放大器28、参考电源30、运算放大器IC32、开关34、切断元件33、运算放大器38和参考电源39。

pMOS22与电阻24被串联连接于IGBT12的栅极12a与绝缘电源60的输出端子60a之间。pMOS22被连接在与电阻24相比靠绝缘电源60侧的位置处。pMOS22的源极22b被连接于绝缘电源60的输出端子60a。pMOS22的漏极22a被连接于电阻24的端子24a。电阻24的端子24b被连接于IGBT12的栅极12a。另外，图1所示的电位Va为电阻24的端子24a的电位，并且与pMOS22的漏极22a的电位相等。此外，图1所示的电位Vb为电阻24的端子24b的电位，并且与IGBT12的栅极12a的电位相等。

减法器26的正端子被连接于电阻24的端子24a。减法器26的负端子被连接于电阻24的端子24b。减法器26的输出端子被连接于放大器28。减法器26将从端子24a的电位Va减去端子24b的电位Vb而得到的电位Va-Vb(即，电阻24的两端的电位差)向输出端子输出。

放大器28的输入端子被连接于减法器26的输出端子。放大器28的输出端子被连接于切断元件33。放大器28输出减法器26的输出电位Va-Vb的A倍的电位。另外，A为大于1的常数。放大器28的输出电位A(Va-Vb)被输入至切断元件33。

切断元件33具有两个输入端子和一个输出端子。切断元件33的第一输入端子被连接于放大器28的输出端子。切断元件33的第二输入端子被接地。切断元件33的输出端子被连接于运算放大器IC32。切断元件33基于来自运算放大器38的信号而切换连接状态。切断元件33在第一状态与第二状态之间切换连接状态，其中，所述第一状态为第一输入端子与输出端子连接且第二输入端子从输出端子被切断的状态，所述第二状态为第二输入端子与输出端子连接且第一输入端子从输出端子被切断的状态。在第一状态下，放大器28的输出电位A(Va-Vb)从切断元件33被输入至运算放大器IC32。在第二状态下，接地电位(0V)从切断元件33被输入至运算放大器IC32。

参考电源30的正极被连接于运算放大器IC32。参考电源30的负极被接地。参考电源30输出参考电位Vref1。另外，在本说明书中，参考电位意味着固定电位。

运算放大器IC32为具有运算放大器32a和选择器32b的IC(IntegratedCircuit：集成电路)。选择器32b被输入电阻24的端子24a的电位Va以及切断元件33的输出电位。如上文所述，切断元件33的输出电位为电位A(Va-Vb)与接地电位中的任意一个。选择器32b输出电位Va与切断元件33的输出电位中的较高的电位。

运算放大器32a的非反相输入端被输入选择器32b的输出电位(即，电位Va与切断元件33的输出电位中的较高的电位)。运算放大器32a的反相输入端被输入参考电位Vref1。运算放大器32a的输出端被连接于pMOS22的栅极22c。运算放大器32a在非反相输入端的电位高于反相输入端的电位时输出正的电位，而在反相输入端的电位高于非反相输入端的电位时输出负的电位。由此，运算放大器32a以使被输入至非反相输入端的电位及被输入至反相输入端的电位一致的方式而对pMOS22的栅极22c的电位进行控制。

开关34被连接于pMOS22的源极22b与栅极22c之间。开关34将源极22b与栅极22c之间切换为导通状态或切断状态。开关34通过来自控制装置70的信号而被控制。

运算放大器38的非反相输入端被连接于IGBT12的检测发射极12c(即，电阻54的高电位侧的配线)。由于电阻54的另一端被接地，因此被输入至运算放大器38的非反相输入端的电位Vr与流通于电阻54中的电流成比例。流通于电阻54中的电流与流通于IGBT12中的检测发射极12c中的电流相等。如上所述，流通于检测发射极12c中的电流相对于流通于IGBT12的发射极12b中的电流而具有大致固定的比率。因此，向运算放大器38的非反相输入端输入的电位Vr与流通于IGBT12的集电极与发射极之间的电流大致成比例。运算放大器38的反相输入端被连接于参考电源39。参考电源39输出参考电位Vref2。运算放大器38在被输入至非反相输入端的电位Vr低于被输入至反相输入端的电位Vref2时，将切断元件33控制为第一状态，而在电位Vr高于电位Vref2时，将切断元件33控制为第二状态。即，运算放大器38在流通于IGBT12中的电流低于与参考电位Vref对应的阈值时，将切断元件33控制为第一状态，而在流通于IGBT12中的电流高于阈值时，将切断元件33控制为第二状态。

栅极放电电路40具有电阻44及nMOS42。电阻44与nMOS42被串联连接于IGBT12的栅极12a与接地电位80之间。nMOS42被连接在与电阻44相比靠接地电位80侧的位置处。nMOS42的源极42b被连接于接地电位80。nMOS42的漏极42a被连接于电阻44的端子44a。nMOS42的栅极42c被连接于控制装置70。nMOS42根据来自控制装置70的信号而进行开关。电阻44的端子44b被连接于IGBT12的栅极12a。当控制装置70使nMOS42导通时，IGBT12的栅极12a被连接于接地电位80，从而IGBT12断开。

控制装置70对开关34和nMOS42c进行控制。

接下来，对电流控制电路10a的动作进行说明。当在下臂的IGBT12断开的状态下，上臂的IGBT16从导通切换为断开时，二极管18将导通，从而电流从电机配线52朝向高电位配线50流通。之后，下臂的IGBT12从断开被切换为导通。该情况下，栅极电位控制电路11以如下方式进行动作。

图2图示了IGBT12从断开状态被切换为导通状态时的电位Va、Vb、电位差Va-Vb、IGBT12的集电极电流Ic、IGBT12的集电极与发射极间电压Vce1、在IGBT12中产生的损耗W以及IGBT16的集电极与发射极间电压Vce2。由于电位差Va-Vb与IGBT12的栅极电流成比例，因此电位差Va-Vb的曲线图表示IGBT12的栅极电流的变化。此外，在图2中，利用虚线的曲线图来表示比较例的值。

在IGBT12断开的状态下(即，期间T0)，nMOS42导通，开关34导通(即，pMOS22断开)。因此，IGBT12的栅极12a被施加接地电位(0V)。因此，电位Va、Vb均成为0V。由于IGBT12断开，因此在被连接于IGBT12的检测发射极12c的电阻54中没有电流流通。因此，电位Vr成为大致0V。由于电位Vr(＝0V)低于参考电位Vref2，因此运算放大器38将切断元件33控制为第一状态(放大器28的输出端子被连接于选择器32b的状态)。

控制装置70在图2的时刻t1使nMOS42断开并且使开关34断开。当开关34断开时，pMOS22的栅极22c的电位将通过运算放大器32a而被控制。由于在时刻t1电位Va与电位A(Va-Vb)均为大致0V(接地电位)，因此选择器32b输出大致0V。因此，运算放大器32a的非反相输入端被输入大致0V。由于反相输入端(Vref1)高于非反相输入端(0V)，因此运算放大器32a使输出端(即，pMOS22的栅极22c)的电位下降。由此，pMOS22导通，从而栅极电流从绝缘电源60起经由pMOS22和电阻24而朝向IGBT12的栅极12a流通。由于在时刻t1，pMOS22导通时，在之后的期间T1内栅极电流将增加，因此电位差Va-Vb将会增加。此外，由于随着栅极电流的流通而在栅极12a中蓄积电荷，因此栅极12a的电位逐渐上升。因此，在期间T1内，电位Va、Vb上升。此外，由于在期间T1内，向运算放大器32a的非反相输入端输入的电位较低，因此运算放大器32a按照其压摆率而使输出电位(即，栅极22c的电位)下降。因此，在期间T1内，电位Va、Vb上升的倾斜度将成为按照运算放大器32a的压摆率的倾斜度。放大器28的常数A以在期间T1内使电位A(Va-Vb)与电位Va相比而快速地上升的方式被设定。因此，在期间T1的期间内，电位A(Va-Vb)被持续向运算放大器32a的非反相输入端被输入。

当在期间T1内栅极电流上升时，在时刻t2，电位差Va-Vb将达到值Vref1/A。即，在时刻t2的时间点上，满足A(Va-Vb)＝Vref1。于是，运算放大器32a以维持A(Va-Vb)＝Vref1的方式而对栅极22c的电位进行控制。因此，在时刻t2之后的期间T2内，电位差Va-Vb大致固定为Vref1/A。即，栅极电流成为大致固定。因此，在时刻t2之后的期间T2内，电位Va、Vb以与固定的栅极电流对应的倾斜度而上升。此时的电位Va、Vb的上升速度为与按照运算放大器32a的压摆率的速度相比较慢的速度。电位Va、Vb在时刻t3之后的期间T3内以大致固定的电位进行推移，这是由于电荷被充入IGBT12的密勒(Miller)电容。在期间T3内，栅极电流(即，电位差Va-Vb)也为大致固定。

当在时刻t3开始向IGBT12的密勒电容充入电荷时，IGBT12的集电极与发射极间电压Vce1将开始下降，并且在IGBT12中将开始流通有集电极电流Ic。在期间T3内，随着电荷向密勒电容的充入，电压Vce1下降，集电极电流Ic增加。如上所述，流通于被连接于IGBT12的检测发射极12c的电阻54中的电流与IGBT12的集电极电流Ic大致成比例。因此，当集电极电流Ic上升时，电位Vr也上升。如图2的集电极电流Ic的曲线图所示，在时刻t4，集电极电流Ic超过成为Vr＝Vref2的电流值。当电位Vr超过参考电位Vref2时，运算放大器38将切断元件33切换为第二状态。由此，放大器28的输出端子从运算放大器IC32的选择器32b切断。切断元件33向选择器32b输入与第二输入端子连接的接地电位。于是，由于电位Va高于接地电位，因此选择器32b向运算放大器32a的非反相输入端输入电位Va。

当在时刻t4向运算放大器32a的非反相输入端输入电位Va时，运算放大器32a以使电位Va上升至参考电位Vref1的方式而对栅极22c的电位进行控制。由此，在时刻t4之后的期间T4内，栅极电流(即，电位差Va-Vb)增加，从而IGBT12的栅极12a更加急速地被充电。因此，在期间T4内，电压Vce1急速地下降。如此，由于电压Vce1急速地下降，因此在期间T4内降低了在IGBT12中产生的开关损耗W。

当在时刻t5电位Va达到参考电位Vref1时，在之后的期间T5内，运算放大器32a以使电位Va与参考电位Vref1一致的方式而对pMOS22进行控制。因此，在期间T5的期间内栅极电流逐渐下降，在电位Vb上升到了与参考电位Vref1一致的电位的时刻t6，栅极电流(即，电位差Va-Vb)成为大致零。之后，运算放大器32a维持电位Va、Vb与参考电位Vref1一致的状态。

如在以上所说明的那样，在该电流控制电路10a中，在IGBT12的集电极电流Ic低于阈值(成为Vr＝Vref1的电流值)的期间(即，上述的期间T2、T3)内，通过运算放大器32a而将IGBT12的栅极电流控制为大致固定的值。即，通过运算放大器32a而将栅极12a的充电速度控制为大致固定。由于在期间T2、T3内的充电速度为与运算放大器32a的压摆率相比较低的速度，因此几乎不会受到运算放大器32a的压摆率的影响。因此，即使被使用的运算放大器32a的压摆率存在偏差，也能够准确地对期间T2、T3内的栅极12a的充电速度进行控制。因此，能够准确地对在IGBT12中实质上流通电流的定时(即，图2的时刻t4)进行控制。即，能够准确地对IGBT12导通的定时进行控制。此外，在集电极电流Ic超过了阈值(成为Vr＝Vref2的电流值)之后的期间T4内，运算放大器32a使电位Va上升至参考电位Vref1。此时的充电速度成为按照运算放大器32a的压摆率的速度。即，由于运算放大器32a的压摆率的偏差，在期间T4内的充电速度也会产生偏差。因此，由于在期间T4内，IGBT12处于实质上已经导通的状态，因此即使因压摆率的差而使充电速度产生偏差，也几乎不会对电路的动作造成影响。此外，在IGBT12的集电极电流Ic达到了阈值之后，通过按照运算放大器32a的压摆率而尽可能快速地对栅极12a进行充电，从而能够更快速地使IGBT12的电压Vce1下降。由此，通过使电压Vce1急速下降，从而能够降低在IGBT12中产生的开关损耗W。

如上所述，图2中的由虚线表示的各曲线图表示比较例的电流控制电路的动作。在比较例的电流控制电路中，未设置切断元件33，放大器28的输出电位A(Va-Vb)始终被输入至选择器32b。比较例的电流控制电路在期间T0～T2内,以与实施例1的电流控制电路10a同样的方式进行动作。由于比较例的电流控制电路不具有切断元件33，因此即使IGBT12的集电极电流Ic达到阈值(成为Vr＝Vref2的电流值)，也会向选择器32b持续输入放大器28的输出电位A(Va-Vb)。因此，在之后的期间T4、T5内，栅极电流(即，Va-Vb)也成为固定。因此，在比较例的电流控制电路中，在期间T4内IGBT12的电压Vce1的下降速度较慢。因此，在期间T4内产生的开关损耗W也较大。如此，在比较例的电流控制电路中，与实施例1的电流控制电路10a相比，在IGBT12中产生的开关损耗较大。

如在以上所说明的那样，在实施例1的电流控制电路10a中，几乎不会受到运算放大器32a的压摆率的影响，从而能够准确地对IGBT12导通的定时进行控制。此外，在IGBT12的集电极电流Ic超过了阈值之后，按照运算放大器32a的压摆率而使IGBT12的栅极电压急速地上升。因此，能够降低在IGBT12中产生的开关损耗W。如此，根据电流控制电路10a，能够实现IGBT12的导通定时的准确的控制以及IGBT12中的开关损耗的降低。

另外，当下臂的IGBT12导通时，上臂的二极管18执行恢复动作。由此，上臂的IGBT16被施加浪涌电压。即，如图2所示，由于浪涌电压Vs，在IGBT12刚刚导通之后IGBT16的电压Vce2瞬间地上升。IGBT12的开关速度越快，该浪涌电压Vs变得越大。如上所述，在IGBT12实质上导通之前的期间T2、T3内，IGBT12的栅极电流被抑制为大致固定的值。由此，防止了产生较高的浪涌电压Vs的情况。更详细而言，当将电阻24的电阻设为R24时，IGBT12的栅极电流Ig满足Ig＝(Va-Vb)/R24。如图2所示，在期间T2、T3内，Va-Vb＝Vref1/A。因此，期间T2、T3内的栅极电流Ig满足Ig＝Vref1/A·R24。在实施例1的电流控制电路10a中，以浪涌电压Vs不超过IGBT16及二极管18的额定值的方式而对参考电位Vref1、常数A以及电阻R24进行设定。由此，实现了从浪涌电压Vs中的保护。

对上述的实施例1的结构与本发明的结构之间的关系进行说明。实施例的IGBT12为本发明的第一驱动用开关元件的一个示例。实施例的pMOS22为本发明的控制用开关元件的一个示例。实施例的电阻24为本发明的第一电阻的一个示例。实施例的运算放大器32a为本发明的运算放大器的一个示例。实施例的电阻54、运算放大器38、参考电源39、切断元件33以及选择器32b为本发明的切换电路的一个示例。实施例的电位A(Va-Vb)为本发明的基于第一电阻的两端的电位差的值的一个示例。实施例的电位Va为本发明的基于控制用开关元件与第一驱动用开关元件的栅极之间的路径上的电位的值的一个示例。

【实施例2】

实施例2的电流控制电路10b中，对流通于IGBT12中的集电极电流Ic进行检测的电路与实施例1的电流控制电路10a不同。实施例2的电流控制电路10b的其他结构与实施例1的电流控制电路10a相同。

实施例2的电流控制电路10b具有电阻56、二极管58以及参考电源59。电阻56的一端被连接于绝缘电源60的输出端子60a。电阻56的另一端被连接于运算放大器38的反相输入端。二极管58的阳极被连接于运算放大器38的反相输入端。二极管58的阴极被连接于电机配线52。参考电源59输出参考电位Vref3。参考电源59的正极被连接于运算放大器38的非反相输入端。参考电源59的负极被接地。

在实施例2的电流控制电路10b中，在IGBT12的集电极与发射极间电压Vce1较高的情况(即，IGBT12断开的情况)下，二极管58的阴极成为高电位，从而二极管58断开。该情况下，绝缘电源60的输出电位Vout被输入至运算放大器38的反相输入端。电位Vout高于参考电位Vref3。由于向运算放大器38的反相输入端输入的输入值高于向非反相输入端输入的输入值，因此运算放大器38将切断元件33控制为第一状态(放大器28被连接于选择器32b的状态)。当IGBT12的栅极电位上升，并在IGBT12中开始流通集电极电流Ic时，IGBT12的集电极与发射极间电压Vce1将下降。当电压Vce1下降得低于预定值时，二极管58将导通。于是，向运算放大器38的反相输入端输入低电位。由于向运算放大器38的反相输入端输入的输入值低于向非反相输入端输入的输入值，因此运算放大器38将切断元件33控制为第二状态(放大器28从选择器32b切断的状态)。如此，在实施例2的电流控制电路10b中，二极管58根据IGBT12的电压Vce1而导通，由此向运算放大器38的反相输入端输入的输入值发生变化。即，实施例2的电流控制电路10b根据IGBT12的电压Vce1而对切断元件33进行控制。由于IGBT12的电压Vce1根据IGBT12的集电极电流Ic而发生变化，因此通过这种结构，也能够根据IGBT12的集电极电流Ic而对切断元件33进行控制。

另外，在实施例2的电流控制电路10b中使IGBT12导通时，也与实施例1的电流控制电路10a同样地，各值如图2所示那样发生变化。

对上述的实施例2的结构与本发明的结构之间的关系进行说明。实施例2的二极管58、电阻56、运算放大器38、参考电源59、切断元件33以及选择器32b为本发明的切换电路的一个示例。

另外，在上述的实施例1、2中，电阻24被连接在pMOS22的漏极22a与IGBT12的栅极12a之间。然而，电阻24也可以被连接在pMOS22的源极22b与绝缘电源60的输出端子60a之间。该情况下，通过向选择器32b输入电阻24的两端的电位差的常数倍的电位与pMOS22的漏极22a的电位，从而也能够进行与实施例1、2同样的动作。

此外，虽然在上述的实施例1、2中，将pMOS22的漏极22a的电位Va输入至选择器32b，但也可以代替电位Va而将IGBT12的栅极12a的电位输入至选择器32b。即，也可以代替电位Va而将从pMOS22的漏极22a至IGBT12的栅极12a的电流路径上的任意的点的电位输入至选择器32b。

【实施例3】

在如图4所示的实施例3的电流控制电路10c中，栅极充电电路20与实施例1的电路不同。电流控制电路10c的其他结构与实施例1的电流控制电路10a相同。

在实施例3中，栅极充电电路20具有pMOS22、电阻24、加法器35、参考电源36、切断元件33、参考电源37、运算放大器IC32、开关34、运算放大器38以及参考电源39。

与实施例1同样地，pMOS22和电阻24被串联连接于IGBT12的栅极12a与绝缘电源60的输出端子60a之间。另外，图4所示的电位Vd为电阻24的端子24a的电位，并且与pMOS22的漏极22a的电位相等。此外，图4所示的电位Ve为电阻24的端子24b的电位，并且与IGBT12的栅极12a的电位相等。

参考电源36的正极被连接于加法器35。参考电源36的负极被接地。参考电源36输出参考电位Vref3。

加法器35的一个输入端子被连接于电阻24的端子24b。加法器35的另一个输入端子被连接于参考电源36的正极。加法器35的输出端子被连接于切断元件33的第一输入端子。加法器35将端子24b的电位Ve与参考电位Vref3相加而得到的电位Ve+Vref3向输出端子输出。

参考电源37的正极被连接于选择器32b以及切断元件33的第二输入端子。参考电源37的负极被接地。参考电源37输出参考电位Vref4。参考电位Vref4大于参考电位Vref3。

切断元件33的输出端子被连接于选择器32b。切断元件33基于来自运算放大器38的信号而将连接状态切换为第一状态或第二状态。在第一状态下，加法器35的输出电位Ve+Vref3从切断元件33被输入至选择器32b。在第二状态下，参考电位Vref4从切断元件33被输入至选择器32b。

选择器32b被输入切断元件33所输出的电位以及参考电源37所输出的参考电位Vref4。与实施例1、2不同，在实施例3中，选择器32b输出切断元件33所输出的电位与参考电位Vref4中的较低的电位。

运算放大器32a的反相输入端被输入选择器32b的输出电位。运算放大器32a的非反相输入端被输入电位Vd。运算放大器32a的输出端被连接于pMOS22的栅极22c。运算放大器32a在非反相输入端的电位高于反相输入端的电位时输出正的电位，而在反相输入端的电位高于非反相输入端的电位时输出负的电位。由此，运算放大器32a以使被输入至非反相输入端的电位与被输入至反相输入端的电位一致的方式而对pMOS22的栅极22c的电位进行控制。

开关34被连接于pMOS22的源极22b与栅极22c之间。开关34将源极22b与栅极22c之间切换为导通状态或切断状态。开关34通过来自控制装置70的信号而被控制。

实施例3的运算放大器38和参考电源39以与实施例1相同的方式被构成。

接下来，对电流控制电路10c的动作进行说明。在实施例3的电流控制电路10c中，各值如图5所示那样进行推移。

在IGBT12断开的状态(即，期间T0)下，nMOS42导通，开关34导通(即，pMOS22断开)。由于在IGBT12的检测发射极12c中没有电流流通，因此运算放大器38将切断元件33控制为第一状态(加法器35的输出端子被连接于选择器32b的状态)。

控制装置70在图5的时刻t1使nMOS42断开并且使开关34断开。当开关34断开时，pMOS22的栅极22c的电位将通过运算放大器32a而被控制。由于在时刻t1电位Ve大致为0V，因此加法器35的输出电位Ve+Vref3与参考电位Vref3相等。由于参考电位Vref3低于参考电位Vref4，因此选择器32b将参考电位Vref3输入至运算放大器32a的反相输入端。由于反相输入端(Vref3)高于非反相输入端(Vd＝0V)，因此运算放大器32a使输出端(即，pMOS22的栅极22c)的电位下降。由此，pMOS22导通，从而栅极电流从绝缘电源60经由pMOS22和电阻24而朝向IGBT12的栅极12a流通。由于当在时刻t1，pMOS22导通时，在之后的期间T1内栅极电流将增加，因此电位差Vd-Ve将增加。此外，由于随着栅极电流的流通而在栅极12a中蓄积电荷，因此栅极12a的电位逐渐上升。因此，在期间T1内，电位Vd、Ve上升。此外，由于在期间T1内，被输入至运算放大器32a的非反相输入端的电位Vd较低，因此运算放大器32a按照其压摆率而使输出电位(即，栅极22c的电位)下降。因此，在期间T1内，电位Vd、Ve上升的倾斜度成为按照运算放大器32a的压摆率的倾斜度。之后，由于电位Ve+Vref3仍低于参考电位Vref4，因此电位Ve+Vref3被持续输入至运算放大器32a的反相输入端。

当在期间T1内栅极电流上升时，在时刻t2，电位差Vd-Ve将达到第三参考电位Vref3。即，在时刻t2的时间点上，满足Vd＝Ve+Vref3。即，运算放大器32a的反相输入端的电位与非反相输入端的电位大致一致。如此，运算放大器32a以维持Vd＝Ve+Vref3的关系的方式而对栅极22c的电位进行控制。因此，在时刻t2之后的期间T2内，电位差Vd-Ve大致固定在参考电位Vref3。即，栅极电流成为大致固定。因此，在时刻t2之后的期间T2内，电位Vd、Ve以对应于固定的栅极电流的倾斜度上升。电位Vd、Ve在时刻t3之后的期间T3内以大致固定的电位进行推移，这是由于电荷被充入至IGBT12的密勒电容。即使在期间T3内，栅极电流(即，电位差Vd-Ve)仍大致固定。

当在时刻t3开始向IGBT12的密勒电容充入电荷时，IGBT12的集电极与发射极间的电压Vce1开始下降，并且在IGBT12中开始流通集电极电流Ic。在期间T3内，随着电荷向密勒电容的充入，电压Vce1下降，集电极电流Ic增加。于是，电阻54的电位Vr将上升。如图5的集电极电流Ic的曲线图所示，在时刻t4，集电极电流Ic超过成为Vr＝Vref2的电流值。当电位Vr超过参考电位Vref2时，运算放大器38将切断元件33切换为第二状态。由此，加法器35的输出端子从运算放大器IC32的选择器32b切断。切断元件33向选择器32b输入被连接于第二输入端子的参考电位Vref4。如此，由于在选择器32b的两个输入端被输入相同的参考电位Vref4，因此选择器32b向运算放大器32a的反相输入端输入参考电位Vref4。

当在时刻t4向运算放大器32a的反相输入端输入电位Vref4时，运算放大器32a以使电位Vd上升至参考电位Vref4的方式对栅极22c的电位进行控制。由此，在时刻t4之后的期间T4内，栅极电流(即，电位差Vd-Ve)增加，IGBT12的栅极12a更急速地被充电。因此，在期间T4内，电压Vce1急速地下降。如此，由于电压Vce1急速地下降，因此在期间T4内降低了在IGBT12中产生的开关损耗。

当在时刻t5电位Vd达到参考电位Vref4时，在之后的期间T5内，运算放大器32a以使电位Vd与参考电位Vref4一致的方式而对pMOS22进行控制。因此，在期间T5的期间内栅极电流逐渐下降，在电位Ve上升至与参考电位Vref4一致的电位的时刻t6，栅极电流(即，电位差Vd-Ve)成为大致零。之后，运算放大器32a维持电位Vd、Ve与参考电位Vref4一致的状态。

如以上所说明的那样，在实施例3的电流控制电路10a中，在IGBT12的集电极电流Ic达到阈值之前的期间(即，上述的期间T2、T3)内，通过运算放大器32a而将IGBT12的栅极电流控制为大致固定的值。由此，不会受运算放大器32a的压摆率的影响，从而能够准确地对IGBT12导通的定时进行控制。此外，在IGBT12的集电极电流Ic超过了阈值之后的期间T4内，按照运算放大器32a的压摆率而使栅极12a被急速地充电。由此，降低了在IGBT12中产生的开关损耗W。

此外，即使在实施例3中，也与实施例1同样地，当下臂的IGBT12导通时将会产生浪涌电压Vs。由于在实施例3中，在IGBT12实质上导通之前的期间T2、T3内栅极电流被抑制为大致固定的值，因此能够对浪涌电压Vs进行抑制。

对上述的实施例3的结构与本发明的结构之间的关系进行说明。实施例的IGBT12为本发明的第一驱动用开关元件的一个示例。实施例的pMOS22为本发明的控制用开关元件的一个示例。实施例的电阻24为本发明的第一电阻的一个示例。实施例的运算放大器32a为本发明的运算放大器的一个示例。实施例的电阻54、运算放大器38、参考电源39、切断元件33以及选择器32b为本发明的切换电路的一个示例。实施例的电位Vd为本发明的控制用开关元件的第一驱动用开关元件侧的端子的电位的一个示例。实施例的电位Ve+Vref3为本发明的第一电阻的第一驱动用开关元件侧的端子的电位与第一参考电位相加而得到的电位的一个示例。实施例的电位Vref4为本发明的第二参考电位的一个示例。

另外，在上述的实施例3中，也可以采用在实施例2中所说明的电流检测电路。

此外，在上述的实施例1中，在pMOS22的漏极22a与IGBT12的栅极12a之间连接有一个电阻24。然而，也可以如图6、7所示那样，在pMOS22的漏极22a与IGBT12的栅极12a之间进一步追加电阻101、102。此外，在实施例2、3中，也可以追加电阻101、102。根据这样的结构，由于电阻101、102的两端的电位差未被输入至运算放大器，因此即使变更电阻101、102的电阻值，也几乎不会给运算放大器的动作带来影响。因此，通过更换电阻101、102，从而能够在几乎不给运算放大器的动作带来影响的条件下对栅极电阻行调节。由此，提高了设计的自由度。

此外，可以将上述的实施例1～3中的任意的栅极电位控制电路11用于上臂的IGBT16的栅极电位的控制中。

此外，上述的实施例1～3的IGBT12、16也可以为MOSFET等其他的开关元件。

本说明书所公开的一个示例的结构具有：第二驱动用开关元件，其被串联连接于第一驱动用开关元件；二极管，其被逆并联连接于第二驱动用开关元件。根据这样的结构，能够抑制因二极管的反向恢复动作而产生的浪涌电压。

本说明书所公开的一个示例的结构还具有第二电阻，所示第二电阻被连接于第一驱动用开关元件的栅极与控制用开关元件之间。根据这样的结构，能够在不影响运算放大器的动作的条件下对栅极电阻进行调节。

以上，虽然对本发明的具体示例进行了详细说明，但这些只不过是例示而已，并不对权利要求书进行限定。在权利要求书中所记载的技术中包含将以上所例示的具体示例进行各种改变、变更的技术。

本说明书或附图中所说明的技术要素为通过单独或各种组合的方式而发挥技术上的有用性的要素。并不限定于申请时权利要求记载的组合。此外，本说明书或附图中所例示的技术同时达成多个目的，达成这些目的中的一个目的本身便具有技术上的有用性。

符号说明

10a：电流控制电路；11：栅极电位控制电路；12、16：IGBT；14、18：二极管；20：栅极充电电路；22：pMOS；24：电阻；26：减法器；28：放大器；32a：运算放大器；32b：选择器；33：切断元件；34：开关；38：运算放大器；40：栅极放电电路；42：nMOS；44：电阻；50：高电位配线；52：电机配线；60：绝缘电源；70：控制装置。

Claims (5)

1.一种电流控制电路，具有：

第一驱动用开关元件；

栅极电源；

控制用开关元件以及第一电阻，它们被串联连接于所述第一驱动用开关元件的栅极与所述栅极电源之间；

运算放大器，其输出端被连接于所述控制用开关元件的栅极，反相输入端被输入参考电位；

切换电路，在对所述第一驱动用开关元件的所述栅极进行充电时流通于所述第一驱动用开关元件中的电流在阈值以下的情况下，所述切换电路向所述运算放大器的非反相输入端输入基于所述第一电阻的两端的电位差的值，而在对所述第一驱动用开关元件的所述栅极进行充电时流通于所述第一驱动用开关元件中的电流大于所述阈值的情况下，所述切换电路向所述非反相输入端输入基于所述控制用开关元件与所述第一驱动用开关元件的所述栅极之间的路径上的电位的值。

2.一种电流控制电路，具有：

第一驱动用开关元件；

栅极电源；

控制用开关元件，其被连接于所述第一驱动用开关元件的栅极与所述栅极电源之间；

第一电阻，其被连接于所述第一驱动用开关元件的栅极与所述控制用开关元件之间；

运算放大器，其输出端被连接于所述控制用开关元件的栅极，非反相输入端被输入所述控制用开关元件的所述第一驱动用开关元件侧的端子的电位；

切换电路，在对所述第一驱动用开关元件的所述栅极进行充电时流通于所述第一驱动用开关元件中的电流在阈值以下的情况下，所述切换电路向所述运算放大器的反相输入端输入所述第一电阻的所述第一驱动用开关元件侧的端子的电位与第一参考电位相加而得到的电位，而在对所述第一驱动用开关元件的所述栅极进行充电时流通于所述第一驱动用开关元件中的电流大于所述阈值的情况下，所述切换电路向所述反相输入端输入第二参考电位。

3.一种电流控制电路，具有：

第一驱动用开关元件；

栅极电源；

控制用开关元件以及第一电阻，它们被串联连接于所述第一驱动用开关元件的栅极与所述栅极电源之间；

运算放大器，其输出端被连接于所述控制用开关元件的栅极，在对所述第一驱动用开关元件的所述栅极进行充电时流通于所述第一驱动用开关元件中的电流在阈值以下的情况下，所述运算放大器以使所述第一电阻的两端的电位差不超过第一基准值的方式而对所述控制用开关元件的所述栅极的电位进行控制，而在对所述第一驱动用开关元件的所述栅极进行充电时流通于所述第一驱动用开关元件中的电流大于阈值的情况下，所述运算放大器以使所述控制用开关元件与所述第一驱动用开关元件的所述栅极之间的路径上的电位变化至第二基准值的方式而对所述控制用开关元件的所述栅极的电位进行控制。

4.如权利要求1至3中任意一项所述的电流控制电路，具有：

第二驱动用开关元件，其被串联连接于所述第一驱动用开关元件；

二极管，其被逆并联连接于所述第二驱动用开关元件。

5.如权利要求1至4中任意一项所述的电流控制电路，其中，

还具有第二电阻，所述第二电阻被连接于所述第一驱动用开关元件的所述栅极与所述控制用开关元件之间。