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Querverweis auf verwandte Anmeldung
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Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der japanischen Patentanmeldung
JP 2014-187725 , die am 16. September 2014 eingereicht wurde, und deren Inhalt durch Inbezugnahme in der vorliegenden Anmeldung miteingebunden ist.
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Technisches Gebiet
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Die vorliegende Erfindung betrifft einen Stromsteuerschaltkreis.
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Beschreibung der verwandten Technik
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Die
WO 2012/ 014 314 A1 offenbart einen Schaltkreis, der ein Potential eines Gates eines IGBT steuert. Der Schaltkreis weist einen pMOS und einen Widerstand auf, der in Serienschaltung zwischen dem Gate des IGBT und einer Ansteuerleistungsquelle verbunden ist. Ein Operationsverstärker ist mit einem Gate des pMOS verbunden. Der pMOS wird durch den Operationsverstärker derart gesteuert, dass eine Drainspannung des pMOS konstant wird. Aufgrund dessen wird das Potential des Gates des IGBT auf einen vorbestimmten Wert angehoben.
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Die
JP 2006 -
324 963 A beschreibt einen Stromsteuerschaltkreis mit einer Ansteuerschaltvorrichtung, einer Gateleistungsquelle, Steuerschaltvorrichtung zwischen der Gateleistungsquelle und einem Gate der Ansteuerschaltvorrichtung, einem Widerstand zwischen der Steuerschaltvorrichtung und dem Gate sowie einen Operationsverstärker, dessen Ausgangsanschluss mit dem Gate verbunden ist.
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Aus MOTTO, E. R.; DONLON, J.F.: Speed shifting gate drive for intelligent power modules. In: Twenty-First Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2006 - APEC '06, 2006, S. 1684-1690 ist es bekannt, zum Laden des Gates einer Ansteuerschaltvorrichtung bis zu einem Wert von ungefähr der Schwellspannung eine Stromquelle zu nutzen.
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Kurzfassung
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Bei der Technologie der
WO 2012/ 014 314 A1 wird eine Anhebungsrate des Gatepotentials des IGBT durch eine Anstiegsrate des Operationsverstärkers bestimmt. Da bei der Anstiegsrate unter Operationsverstärkern große Schwankungen erzeugt werden, werden bei dem Stromsteuerschaltkreis der
WO 2012/ 014 314 A1 unter dem IGBTs Schwankungen der Anhebungsrate des Gatepotentials erzeugt, mit dem Ergebnis, dass in Zeitvorgaben, wann jeder IGBT eingeschaltet wird, Schwankungen erzeugt werden. Daher wird ein Stromsteuerschaltkreis vorgeschlagen, der ein Gatepotential einer Schaltvorrichtung durch einen Operationsverstärker steuern kann, während eine Wirkung, die durch eine Anstiegsrate des Operationsverstärkers verursacht wird, verringert wird.
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Die Erfinder der vorliegenden Anmeldung haben in Betracht gezogen, eine Einschaltzeitvorgabe einer Ansteuerschaltvorrichtung, die ein zu steuerndes Ziel ist (der IGBT in dem oben genannten Beispiel), zu steuern, indem die Anhebungsrate des Gatepotentials exakt gesteuert wird, wenn ein Gate der Ansteuerschaltvorrichtung geladen wird. Bei diesem Vorgang wurde herausgefunden, dass, nachdem ein Strom begonnen hat durch die Ansteuerschaltvorrichtung zu fließen, ein Schaltverlust in der Ansteuerschaltvorrichtung verringert werden kann, indem das Gatepotential so schnell wie möglich angehoben wird.
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Ein erfindungsgemäßer Stromsteuerschaltkreis weist auf: eine erste Ansteuerschaltvorrichtung, eine Gateleistungsquelle, eine Steuerschaltvorrichtung, einen ersten Widerstand, einen Operationsverstärker und eine Beschaltungs-Schaltung. Die Steuerschaltvorrichtung ist zwischen der Gateleistungsquelle und einem Gate der ersten Ansteuerschaltvorrichtung verbunden. Der erste Widerstand ist zwischen der Steuerschaltvorrichtung und dem Gate der ersten Ansteuerschaltvorrichtung verbunden. Der Operationsverstärker umfasst einen Ausgangsanschluss, einen invertierenden Eingangsanschluss und einen nicht-invertierenden Eingangsanschluss. Der Ausgangsanschluss ist mit einem Gate der Steuerschaltvorrichtung verbunden. Der nicht-invertierende Eingangsanschluss ist dazu ausgestaltet, ein Potential eines Anschlusses der Steuerschaltvorrichtung auf einer Seite einer ersten Steuerschaltvorrichtung aufzunehmen. Der Beschaltungs-Schaltkreis ist dazu ausgestaltet, um: ein Potential in den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers in einem Fall einzugeben, bei dem ein Strom, der durch die ersten Ansteuerschaltvorrichtung fließt während das Gate der ersten Ansteuerschaltvorrichtung geladen wird, gleich oder kleiner als ein Schwellwertpegel ist. Das Potential ist eine Summe aus einem ersten Referenzpotential und einem Potential eines Anschlusses des ersten Widerstands auf der Seite der ersten Ansteuerschaltvorrichtung; und ein zweites Referenzpotential in den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers in einem Fall einzugeben, bei dem der Strom, der durch die ersten Ansteuerschaltvorrichtung fließt während das Gate der ersten Ansteuerschaltvorrichtung geladen wird, größer als der Schwellwertpegel ist.
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Bei diesem Stromsteuerschaltkreis wird in dem Fall, bei dem der Strom, der durch die erste Ansteuerschaltvorrichtung fließt, während das Gate der ersten Ansteuerschaltvorrichtung geladen wird, gleich oder kleiner als der Schwellwertpegel ist, die Anhebungsrate des Gatepotentials so gesteuert, dass sie einen vorbestimmten Wert einnimmt. Wenn der Strom, der durch die erste Ansteuerschaltvorrichtung fließt, größer als der Schwellwertpegel ist, wird das Gatepotential entsprechend der Anstiegsrate mit einer schnellen Rate angehoben. Daher ist es mit dem Stromsteuerschaltkreis möglich, die Zeitvorgaben, wann die Ansteuerschaltvorrichtung eingeschaltet wird, exakt zu steuern und den Schaltverlust, der in der Ansteuerschaltvorrichtung erzeugt wird, zu verringern.
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Figurenliste
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- 1 ist ein Schaltdiagramm eines Stromsteuerschaltkreises 10a in einer ersten Ausführungsform;
- 2 ist ein Graph, der Änderungen von jedem Wert, wenn ein IGBT 12 eingeschaltet wird, in der ersten Ausführungsform zeigt;
- 3 ist ein Schaltkreisdiagramm eines Stromsteuerschaltkreises 10b in einer zweiten Ausführungsform;
- 4 ist ein Schaltkreisdiagramm eines Stromsteuerschaltkreises 10c in einer dritten Ausführungsform;
- 5 ist ein Graph, der Änderungen von jedem Wert, wenn ein IGBT 12 eingeschaltet wird, in der dritten Ausführungsform zeigt;
- 6 ist ein Schaltkreisdiagramm eines Stromsteuerschaltkreises in einer ersten Variation; und
- 7 ist ein Schaltkreisdiagramm eines Stromsteuerschaltkreises in einer zweiten Variation.
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Ausführliche Beschreibung
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(Erste Ausführungsform)
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Ein Stromsteuerschaltkreis 10a in der ersten Ausführungsform, der in 1 gezeigt ist, umfasst einen IGBT 12, eine Diode 14, einen IGBT 16 und eine Diode 18. Der IGBT 12, die Diode 14, der IGBT 16 und die Diode 18 sind Teile eines Dreiphasen-Inverterschaltkreises. Die Diode 14 ist nicht-parallel mit dem IGBT 12 verbunden. Mit anderen Worten ist eine Anode der Diode 14 mit einem Emitter 12b des IGBT 12 verbunden, und eine Kathode der Diode 14 ist mit einem Kollektor des IGBT 12 verbunden. Die Diode 18 ist nicht-parallel mit dem IGBT 16 verbunden. Mit anderen Worten ist eine Anode der Diode 18 mit einem Emitter des IGBT 16 verbunden, und eine Kathode der Diode 18 ist mit einem Kollektor des IGBT 16 verbunden. Der Kollektor des IGBT 16 ist mit einem Hochpotentialdraht 50 des Inverterschaltkreises verbunden. Der Emitter des IGBT 16 ist mit dem Kollektor des IGBT 12 verbunden. Der Emitter 12b des IGBT 12 ist mit der Masse verbunden. Ein Motordraht 52 ist zwischen dem Emitter des IGBT 16 und dem Kollektor des IGBT 12 verbunden. Das andere Ende des Motordrahts 52 ist mit einem nicht-dargestellten Dreiphasen-Motor verbunden. Mit anderen Worten ist der Stromsteuerschaltkreis, der einer Phase des dreiphasigen Inverters entspricht, durch den IGBT 12, die Diode 14, den IGBT 16 und die Diode 18 ausgestaltet. Der IGBT 16 und die Diode 18 sind Vorrichtungen, die an einem oberen Zweig angeordnet sind, und der IGBT 12 und die Diode 14 sind Vorrichtungen, die an einem unteren Zweig angeordnet sind. Der IGBT 12 umfasst zusätzlich zu dem Emitter 12b einen Fühleremitter 12c. Der Fühleremitter 12c ist ein Emitter, durch den ein Strom fließt, der kleiner als derjenige des Emitters 12b ist, und ein im Wesentliches konstantes Verhältnis in Bezug auf einen Strom aufweist, der durch den Emitter 12b fließt. Der Fühleremitter 12c ist durch einen Widerstand 54 mit der Masse verbunden. Ein Gate 12a des IGBT 12 ist mit einem Gatepotentialsteuerschaltkreis 11 verbunden. Ein Gate des IGBT 16 ist mit einem nicht dargestellten Gatepotentialsteuerschaltkreis verbunden.
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Der Gatepotentialsteuerschaltkreis 11 steuert ein Potential des Gates 12a des IGBT 12. Der Gatepotentialsteuerschaltkreis 11 umfasst einen Gateladeschaltkreis 20, einen Gateentladeschaltkreis 40, eine isolierten Leistungsquelle 60 und eine Steuervorrichtung 70.
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Die isolierte Leistungsquelle 60 gibt ein Potential Vout an einen Ausgangsanschluss 60a aus. Das Potential Vout ist das höchste Potential in dem Gatepotentialsteuerschaltkreis 11.
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Der Gateladeschaltkreis 20 ist ein Schaltkreis zum Zuführen elektrischer Ladungen zu dem Gate 12a des IGBT 12, um den IGBT 12 einzuschalten. Der Gateladeschaltkreis 20 umfasst einen pMOS 22, einen Widerstand 24, einen Subtrahierer 26, einen Verstärker 28, eine Referenzleistungsquelle 30, einen Operationsverstärker IC 32, einen Schalter 34, ein Unterbrecherelement 33, einen Operationsverstärker 38 und eine Referenzleistungsquelle 39.
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Der pMOS 22 und der Widerstand 24 sind zwischen dem Gate 12a des IGBT 12 und dem Ausgangsanschluss 60a der isolierten Leistungsquelle 60 in Reihenschaltung verbunden. Der pMOS 22 ist näher mit der isolierten Leistungsquelle 60 verbunden als der Widerstand 24. Eine Source 22b des pMOS 22 ist mit dem Ausgangsanschluss 60a der isolierten Leistungsquelle 60 verbunden. Ein Drain 22a des pMOS 22 ist mit dem Anschluss 24a des Widerstands 24 verbunden. Ein Anschluss 24b des Widerstands 24 ist mit dem Gate 12a des IGBT 12 verbunden. Hierbei ist ein Potential Va, das in 1 gezeigt ist, ein Potential des Anschlusses 24a des Widerstands 24, und es ist gleich einem Potential des Drains 22a des pMOS 22. Ein Potential Vb, das in 1 gezeigt ist, ist ein Potential des Anschlusses 24b des Widerstands 24 und es ist gleich einem Potential des Gates 12a des IGBT 12.
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Ein Plus-Anschluss des Subtrahierers 26 ist mit dem Anschluss 24a des Widerstands 24 verbunden. Ein Minus-Anschluss des Subtrahierers 26 ist mit dem Anschluss 24b des Widerstands 24 verbunden. Ein Ausgangsanschluss des Subtrahierers 26 ist mit dem Verstärker 28 verbunden. Der Subtrahierer 26 gibt aus dem Ausgangsanschluss desselben ein Potential Va - Vb aus (d. h. eine Potentialdifferenz zwischen beiden Enden des Widerstands 24), das durch Subtrahieren des Potentials Vb des Anschlusses 24b von dem Potential Va des Anschlusses 24a erlangt wird.
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Ein Eingangsanschluss des Verstärkers 28 ist mit dem Ausgangsanschluss des Subtrahierers 26 verbunden. Ein Ausgangsanschluss des Verstärkers 28 ist mit Unterbrecherelement 33 verbunden. Der Verstärker 28 gibt ein Potential aus, das durch Multiplizieren des Ausgangspotentials Va - Vb des Subtrahierers 26 mit dem A-fachen erlangt wird. A ist konstant größer als 1. Das Ausgangspotential A (Va - Vb) des Verstärkers 28 wird in das Unterbrecherelement 33 eingegeben.
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Das Unterbrecherelement 33 umfasst zwei Eingangsanschlüsse (einen ersten Eingangsanschluss und einen zweiten Eingangsanschluss) und einen Ausgangsanschluss.
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Der erste Eingangsanschluss des Unterbrecherelements 33 ist mit dem Ausgangsanschluss des Verstärkers 28 verbunden. Der zweite Eingangsanschluss des Unterbrecherelements 33 ist mit der Masse verbunden. Der Ausgangsanschluss des Unterbrecherelements 33 ist mit dem Operationsverstärker IC 32 verbunden. Das Unterbrecherelement 33 schaltet einen Verbindungszustand basierend auf einem Signal von dem Operationsverstärker 38. Das Unterbrecherelement 33 schaltet den Verbindungszustand zwischen einem ersten Zustand, bei dem der erste Eingangsanschluss mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist, und der zweiten Eingangsanschluss von dem Ausgangsanschluss getrennt ist, und einem zweiten Zustand, bei dem der zweite Eingangsanschluss mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist, und der erste Eingangsanschluss von dem Ausgangsanschluss getrennt ist. In dem ersten Zustand wird das Ausgangspotential A (Va - Vb) des Verstärkers 28 von dem Unterbrecherelement 33 an dem Operationsverstärker IC 32 eingegeben. In dem zweiten Zustand wird ein Massepotential auf (0V) von dem Unterbrecherelement 33 an den Operationsverstärker IC 32 eingegeben.
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Ein positiver Anschluss der Referenzleistungsquelle 30 ist mit dem Operationsverstärker IC 32 verbunden. Ein negativer Anschluss der Referenzleistungsquelle 30 ist mit der Masse verbunden. Die Referenzleistungsquelle 30 gibt ein Referenzpotential Vref1 aus. In der vorliegenden Beschreibung bedeutet ein Referenzpotential ein festes Potential.
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Der Operationsverstärker IC 32 ist eine IC bzw. eine integrierte Schaltung, die einen Operationsverstärker 32a und einen Selektor 32b umfasst. Das Potential Va des Anschlusses 24a des Widerstands 24 und das Ausgangspotential des Unterbrecherelements 33 werden in den Selektor 32b eingegeben. Wie obenstehend beschrieben ist, ist das Ausgangspotential des Unterbrecherelements 33 entweder das Potential A (Va - Vb) oder das Massepotential. Der Selektor 32b gibt zwischen dem Potential Va und dem Ausgangspotential des Unterbrecherelements 33 ein höheres Potential aus.
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Das Ausgangspotential des Selektors 32b (d. h. das höhere Potential von dem Potential Va und dem Ausgangspotential des Unterbrecherelements 33) wird an einem nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a eingegeben. Das Referenzpotential Vref1 wird an einem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a eingegeben. Der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 32a ist mit einem Gate 22c des pMOS 22 verbunden. Wenn das Potential des nicht-invertierenden Eingangsanschlusses höher als das Potential des invertierenden Eingangsanschlusses ist, gibt der Operationsverstärker 32a ein Plus-Potential aus, wohingegen, wenn das Potential des invertierenden Eingangsanschlusses höher als das Potential des nicht-invertierenden Eingangsanschlusses ist, gibt der Operationsverstärker 32a ein Minus-Potential aus. Aufgrund dessen steuert der Operationsverstärker 32a das Potential des Gates 22c des pMOS 22 derart, dass das Potential, das an dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss eingegeben wird, gleich dem Potential ist, das an dem invertierenden Eingangsanschluss eingegeben wird.
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Der Schalter 34 ist zwischen der Quelle 22b und dem Gate 22c des pMOS 22 verbunden. Der Schalter 34 schaltet einen Strompfad zwischen der Quelle 22b und dem Gate 22c, sodass sich dieser entweder in einem leitenden Zustand oder in einem unterbrochenen Zustand befindet. Der Schalter 34 wird durch ein Signal von der Steuervorrichtung 70 gesteuert.
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Der nicht-invertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 38 ist mit dem Fühleremitter 12c (d. h. dem Hochpotentialseitendraht des Widerstands 54) des IGBT 12 verbunden. Da das andere Ende des Widerstands 54 mit der Masse verbunden ist, ist ein Potential Vr, das an dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Potentialverstärkers 38 eingegeben wird, proportional zu einem Strom, der durch den Widerstand 54 fließt. Der Strom, der durch den Widerstand 54 fließt, ist gleich einem Strom, der durch den Fühleremitter 12c des IGBT 12 fließt. Wie obenstehend beschrieben ist, weist der Strom, der durch den Fühleremitter 12c fließt, im Wesentlichen ein konstantes Verhältnis in Bezug zu dem Strom auf, der durch den Emitter 12b des IBT 12 fließt. Daher ist das Potential Vr, das an dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss der Operationsverstärkers 38 eingegeben wird, im Wesentlichen proportional zu einem Strom, der zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBT 12 fließt. Der invertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 38 ist mit der Referenzleistungsquelle 39 verbunden. Die Referenzleistungsquelle 39 gibt ein Referenzpotential Vref2 aus. Wenn der Potential Vr, das in den nicht-invertierenden Eingangsanschluss eingegeben wird, niedriger als das Potential Vref2 ist, das in den invertierenden Eingangsanschluss eingegeben wird, steuert der Operationsverstärker 38 das Unterbrecherelement 33 derart, dass sich das Unterbrecherelement 33 in dem ersten Zustand befindet, wohingegen, wenn das Potential Vr höher als das Referenzpotential Vref2 ist, steuert der Operationsverstärker 38 das Unterbrecherelement 33 derart, dass sich das Unterbrecherelement 33 in dem zweiten Zustand befindet. Wenn mit anderen Worten der Strom, der durch den IGBT 12 fließt, niedriger als ein Schwellwertpegel ist, welcher der Referenzspannung Vref2 entspricht, steuert der Operationsverstärker 38 das Unterbrecherelement 33 derart, dass sich das Unterbrecherelement 33 im ersten Zustand befindet, wohingegen, wenn der Strom, der durch den IGBT 12 fließt, höher als der Schwellwertpegel ist, steuert der Operationsverstärker 38 das Unterbrecherelement 33 derart, dass sich das Unterbrecherelement 33 in dem zweiten Zustand befindet.
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Der Gateentladeschaltkreis 40 weist einen Widerstand 44 und einen nMOS 42 auf. Der Widerstand 44 und der nMOS 42 sind zwischen dem Gate 12a des IGBT 12 und der Masse 80 in Reihenschaltung verbunden. Der nMOS 42 ist näher an der Masse 80 angeordnet als der Widerstand 44. Die Source 42b des nMOS 42 ist mit der Masse 80 verbunden. Der Drain 42a des nMOS 42 ist mit einem Anschluss 44a des Widerstands 44 verbunden. Ein Gate 42c des nMOS 42 ist mit der Steuervorrichtung 70 verbunden. Der nMOS 42 führt gemäß einem Signal von der Steuervorrichtung 70 ein Umschalten durch. Ein Anschluss 44b des Widerstands 44 ist mit dem Gate 12a des IGBT 12 verbunden. Wenn die Steuervorrichtung 70 den nMOS 42 einschaltet, wird das Gate 12a des IGBT 12 mit der Masse 80 verbunden und danach wird der IGBT 12 ausgeschaltet.
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Die Steuervorrichtung 70 steuert den Schalter 34 und den nMOS 42.
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Nachstehend wird ein Betrieb des Stromsteuerschaltkreises 10a beschrieben. In einem Zustand, bei dem der IGBT 12 an dem unteren Zweig aus ist, wird die Diode 18 eingeschaltet, wenn der IGBT 16 an dem oberen Zweig von ein auf aus geschaltet wird, und somit fließt ein Strom von dem Motordraht 52 zu dem Hochpotentialdraht 50. Danach wird der IGBT 12 an dem unteren Zweig von aus auf ein geschaltet. In diesem Fall wird der Gatepotentialsteuerschaltkreis 11 wie folgt betrieben.
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2 zeigt die Potentiale Va und Vb, die Potentialdifferenz Va - Vb, einen Kollektorstrom IC des IGBT 12, eine Spannung Vcel zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBT 12, einen Verlust W, der in dem IGBT 12 erzeugt wird, und eine Spannung Vce2 zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBT 16, wenn der IGBT 12 von dem Auszustand zu dem ein-Zustand geschaltet wird. Da die Potentialdifferenz Va - Vb proportional zu dem Gatestrom des IGBT 12 ist, stellt ein Graph der Potentialdifferenz Va - Vb eine Änderung des Gatestroms dar. In 2 sind Werte eines Vergleichsbeispiels durch einen Graph mit gepunkteter Linie dargestellt.
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In einem Zustand, bei dem der IGBT 12 aus ist (d. h. eine Dauer TO), ist der nMOS 42 ein, und der Schalter 34 ist ein (d. h. der pMOS 22 ist aus). Daher wird das Massepotential (0 V) an dem Gate 12a des IGBT 12 angelegt. Somit sind beide Potentiale Va und Vb 0 V. Da der IGBT 12 aus ist, fließt kein Strom durch den Widerstand 54, der mit dem Fühleremitter 12c des IGBT 12 verbunden ist. Daher ist das Potential Vr im Wesentlichen 0 V. Da das Potential Vr (= 0 V) niedriger als das Referenzpotential Vref2 ist, steuert der Operationsverstärker 38 das Unterbrecherelement 33 derart, dass sich das Unterbrecherelement 33 in dem ersten Zustand befindet (dem Zustand, bei dem der Ausgangsanschluss des Verstärkers 28 mit dem Selektor 32b verbunden ist).
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Zu einer Zeit t1 in 2 schaltet die Steuervorrichtung 70 den nMOS 42 aus und schaltet den Schalter 34 aus. Da der Schalter 34 ausgeschaltet wird, wird das Potential des Gates 22c des pMOS 22 durch den Operationsverstärker 32a gesteuert. Da zu der Zeit t1 sowohl das Potential Va als auch das Potential A (Va - Vb) im Wesentlichen 0 V (das Massepotential) sind, gibt der Selektor 32b im Wesentlichen 0 V aus. Daher wird im Wesentlichen 0 V in den nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a eingegeben. Da der invertierende Eingangsanschluss ein Potential Vref1 aufweist, das höher als das Potential (0 V) des nicht-invertierenden Eingangsanschlusses ist, senkt der Operationsverstärker 32a das Potential des Ausgangsanschlusses (d. h. das Gate 22c des pMOS 22). Aufgrund dessen wird der pMOS 22 eingeschaltet, und der Gatestrom fließt von der isolierten Leistungsquelle 60 durch den pMOS 22 und den Widerstand 24 zu dem Gate 12a des IGBT 12. Wenn der pMOS 22 zu der Zeit t1 eingeschaltet wird, wird die Potentialdifferenz Va - Vb erhöht, da der Gatestrom in der darauffolgenden Dauer T1 erhöht wird. Da ferner elektrische Ladungen in dem Gate 12a gesammelt werden, wenn der Gatestrom fließt, nimmt das Potential des Gates 12a graduell zum. Daher nehmen in der Dauer T1 die Potentiale Va und Vb zu. Da das Potential, das in den nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a eingegeben wird, in der Dauer T1 niedrig ist, senkt der Operationsverstärker 32a das Ausgangspotential (d. h. das Potential des Gates 22c) übereinstimmend mit einer Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a. Daher entspricht in der Dauer T1 ein Gradient, um den die Potentiale Va und Vb ansteigen, der Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a. Eine Konstante A des Verstärkers 28 ist derart eingestellt, dass das Potential A (Va - Vb) schneller angehoben wird als das Potential Va in der Dauer T1. Daher wird während der Dauer T1 das Potential A (Va - Vb) kontinuierlich in den nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a eingegeben.
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Wenn der Gatestrom in der Dauer T1 zunimmt, erreicht die Potentialdifferenz Va - Vb zu einer Zeit t2 einen Wert Vrefl/A. Mit anderen Worten ist zu der Zeit t2 A (Va - Vb) = Vref1 erfüllt. Danach steuert der Operationsverstärker 32a das Potential des Gates 22c derart, dass A (Va - Vb) = Vref1 aufrechterhalten bleibt. Daher ist in der Dauer T2 nach der Zeit t2 die Potentialdifferenz Va - Vb im Wesentlichen konstant auf Vref1 /A. Mit anderen Worten ist der Gatestrom im Wesentlichen konstant. Daher nehmen in der Dauer T2 nach der Zeit t2 die Potentiale Va und Vb mit einem Gradienten zu, der dem konstanten Gatestrom entspricht. Hierbei ist die Anhebungsrate der Potentiale Va und Vb in dieser Dauer niedriger als die Rate übereinstimmend mit der Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a. In einer Dauer T3 nach einer Zeit t3 gehen die Potentiale Va und Vb in ein im Wesentlichen konstantes Potential über, und dies liegt daran, dass Ladungen in einer Miller-Kapazität des IGBT 12 gespeichert sind. In der Dauer T3 ist der Gatestrom (d. h. die Potentialdifferenz Va - Vb) ebenso im Wesentlichen konstant.
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Wenn die elektrischen Ladungen zu der Zeit t3 beginnen, in die Miller-Kapazität des IGBT 12 geladen zu werden, beginnt die Spannung Vcel zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBT 12 zu sinken, und der Kollektorstrom Ic beginnt durch den IGBT 12 zu fließen. In der Dauer T3 wird die Spannung Vcel zusammen mit einem Fortschritt der elektrischen Ladungen, die in die Miller-Kapazität geladen werden, gesenkt und der Kollektorstrom Ic wird erhöht. Wie obenstehend beschrieben ist, ist der Strom, der durch den Widerstand 54 fließt, der mit dem Fühleremitter 12c des IGBT 12 verbunden ist, im Wesentlichen proportional zu dem Kollektorstrom Ic des IGBT 12. Wenn der Kollektorstrom Ic erhöht wird, nimmt daher das Potential Vr ebenso zu. Wie in einem Graph des Kollektorstroms Ic in 2 gezeigt ist, überschreitet der Kollektorstrom Ic einen Strom, der zu einer Zeit t4 Vr = Vref2 erfüllt. Wenn das Potential Vr das Referenzpotential Vref2 überschreitet, schaltet der Operationsverstärker 38 das Unterbrecherelement 33 in den zweiten Zustand. Demzufolge wird der Ausgangsanschluss der Verstärkers 28 von dem Selektor 32b des Operationsverstärkers IC 32 getrennt. Das Unterbrecherelement 33 geht dazu über, das Potential der Masse, die mit dem zweiten Anschluss verbunden ist, in den Selektor 32b einzugeben. Da das Potential Va höher als das Massepotential ist, geht der Selektor 32b dazu über, das Potential Va in den nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a einzugeben.
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Wenn das Potential Va zu der Zeit t4 in den nicht-invertierenden Eingangsanschluss der Operationsverstärkers 32a eingegeben wird, steuert der Operationsverstärker 32a das Potential des Gates 22c derart, dass das Potential Va auf das Referenzpotential Vref1 angehoben wird. Aufgrund dessen wird in einer Dauer T4 nach der Zeit t4 der Gatestrom (d. h. die Potentialdifferenz Va - Vb) erhöht und somit wird das Gate 12a des IGBT 12 schneller geladen. Daher wird in der Dauer T4 die Spannung Vcel schneller gesenkt. Da die Spannung Vcel schnell gesenkt wird, wie obenstehend beschrieben ist, wird der Schaltverlust W, der in dem IGBT 12 erzeugt wird, in der Dauer T4 verringert.
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Wenn das Potential Va zu einer Zeit t5 das Referenzpotential Vref1 erreicht, steuert der Operationsverstärker 32a in der nachfolgenden Dauer T5 den pMOS 22 derart, dass das Potential Va gleich dem Referenzpotential Vref1 ist. Daher wird während der Dauer T5 der Gatestrom graduell gesenkt, und zu einer Zeit t6, wenn das Potential Vb auf ein Potential zugenommen hat, das gleich dem Referenzpotential Vref1 ist, ist der Gatestrom (d. h. die Potentialdifferenz Va - Vb) im Wesentlichen null. Danach hält der Operationsverstärker 32a den Zustand aufrecht, bei dem die Potentiale Va und Vb gleich dem Referenzpotential Vref1 sind.
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Wie obenstehend beschrieben ist, steuert bei dem Stromsteuerschaltkreis 10a in einer Dauer (d. h. den Dauern T2 und T3, wie obenstehend beschrieben), während welcher der Kollektorstrom Ic des IGBT 12 niedriger als der Schwellwertpegel ist (ein Stromwert, der Vr = Vref1 erfüllt), der Operationsverstärker 32a den Gatestrom des IGBT 12 auf einen im Wesentlichen konstanten Wert. Mit anderen Worten steuert der Operationsverstärker 32a eine Geschwindigkeit des Ladens des Gates 12a, sodass diese im Wesentlichen konstant ist. Da die Ladegeschwindigkeit in den Dauern T2 und T3 niedriger als die Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a ist, wird die Ladegeschwindigkeit kaum durch die Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a beeinträchtigt. Daher ist es selbst dann, wenn in dem verwendeten Operationsverstärker 32a Schwankungen in der Anstiegsrate bestehen, möglich, die Geschwindigkeit des Ladens des Gates 12a in den Dauern T2 und T3 genau zu steuern. Aufgrund dessen ist es möglich, die Zeitvorgaben (d. h. die Zeit t4 in 2), wann ein Strom im Wesentlichen durch den IGBT 12 fließt, exakt zu steuern. Mit anderen Worten ist es möglich, die Zeitvorgaben, wann der IGBT 12 eingeschaltet wird, exakt zu steuern. In der Dauer T4, erhöht der Operationsverstärker 32a das Potential Va des Referenzpotentials Vref1 nachdem der Kollektorstrom Ic den Schwellwertpegel überschreitet (einen Stromwert, der Vr = Vref2 erfüllt). Die Ladegeschwindigkeit ist zu dieser Zeit eine Geschwindigkeit, die der Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a entspricht. Mit anderen Worten bewirken Schwankungen in der Anstiegsrate des Operationsverstärker 32a in der Dauer T4 Schwankungen der Ladegeschwindigkeit. Da jedoch der IGBT 12 in der Dauer T4 im Wesentlichen eingeschaltet ist, wird der Betrieb des Schaltkreises kaum beeinträchtigt, selbst wenn Schwankungen in der Ladegeschwindigkeit aufgrund einer Differenz in der Anstiegsrate erzeugt werden. Nachdem der Kollektorstrom Ic des IGBT 12 den Schwellwertpegel erreicht hat, ist es möglich, die Spannung Vcel des IBGT 12 schneller zu senken, da das Gate 12a übereinstimmend mit der Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a so schnell wie möglich geladen wird. Auf diese Weise wird die Spannung Vcel schnell gesenkt und somit ist es möglich, den Schaltverlust W, der in dem IGBT 12 erzeugt wird, zu verringern.
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Wie obenstehend beschrieben ist, zeigt jeder der Graphen durch die gepunkteten Linien in 2 den Betrieb des Stromsteuerschaltkreises in dem Vergleichsbeispiel. In dem Stromsteuerschaltkreis des Vergleichsbeispiels ist das Unterbrecherelement 33 nicht bereitgestellt, und ein Ausgangspotential A (Va - Vb) des Verstärkers 28 wird konstant in den Selektor 32b eingegeben. In den Dauern T0 bis T2 wird der Stromsteuerschaltkreis des Vergleichsbeispiels in ähnlicher Weise betrieben wie in derjenigen Weise, in welcher der Stromsteuerschaltkreis 10a der ersten Ausführungsform betrieben wird. Da der Stromsteuerschaltkreis des Vergleichsbeispiels nicht das Unterbrecherelement 33 umfasst, wird das Ausgangspotential A (Va - Vb) des Verstärkers 28 kontinuierlich in den Selektor 32b eingegeben, selbst wenn der Kollektorstrom Ic des IGBT 12 den Schwellwertpegel erreicht (einen Stromwert, der Vr = Vref2 erfüllt). Daher ist der Gatestrom (d. h. Va - Vb) in den nachfolgenden Dauern T4 und T5 konstant. Daher ist eine Abnahmerate der Spannung Vcel des IGBT 12 bei dem Stromsteuerschaltkreis des Vergleichsbeispiels in der Dauer T4 niedrig. Somit ist der Schaltverlust W, der in der Dauer T4 erzeugt wird, groß. Wie obenstehend beschrieben ist, ist bei dem Stromsteuerschaltkreis des Vergleichsbeispiels im Vergleich zu dem Stromsteuerschaltkreis 10a der ersten Ausführungsform der Schaltverlust, der in dem IBGT 12 erzeugt wird, größer.
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Wie obenstehend beschrieben ist, ist es bei dem Stromsteuerschaltkreis 10a der ersten Ausführungsform möglich, die Zeitvorgaben, wann der IGBT 12 eingeschaltet wird, exakt zu steuern, während dieser kaum durch die Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a beeinträchtigt wird. Ferner wird, nachdem der Kollektorstrom Ic des IGBT 12 den Schwellwertpegel überschritten hat, die Gatespannung des IGBT12 übereinstimmend mit der Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a schnell erhöht. Daher ist es möglich, den Schaltverlust W, der in dem IGBT 12 erzeugt wird, zu verringern. Wie obenstehend beschrieben ist, ist es durch den Stromsteuerschaltkreis 10a möglich, die exakte Steuerung der Zeitvorgaben, wann der IGBT 12 eingeschaltet wird, und die Verringerung des Schaltverlusts in dem IGBT 12 umzusetzen.
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Wenn zwischenzeitlich der IGBT 12 an dem unteren Zweig eingeschaltet wird, führt die Diode 18 an dem oberen Zweig einen Wiederherstellungsvorgang durch. Aufgrund dessen wird an dem IGBT 12 an dem oberen Zweig eine Stoßspannung angelegt. Mit anderen Worten bewirkt die Stoßspannung Vs, wie in 2 dargestellt ist, dass die Spannung Vce2 des IGBT 16 sogleich nachdem der IGBT 12 eingeschaltet ist, unmittelbar erhöht wird. Die Stoßspannung Vs ist größer, wenn die Schaltgeschwindigkeit des IGBT 12 schneller ist. Wie obenstehend beschrieben ist, wird in den Dauern T2 und T3 bevor der IGBT 12 im Wesentlichen eingeschaltet wird, der Gatestrom des IGBT 12 begrenzt, sodass er einen im Wesentlichen konstanten Wert einnimmt. Aufgrund dessen wird verhindert, dass eine hohe Stoßspannung Vs erzeugt wird. Wenn genauer genommen angenommen wird, dass ein elektrischer Widerstand des Widerstands 24 R24 ist, erfüllt der Gatestrom Ig des IGBT 12 Ig = (Va - Vb)/R24. Wie in 2 gezeigt ist, ist in den Dauern T2 und T3 Va - Vb = Vrefl/A erfüllt. Daher erfüllt der Gatestrom Ig in den Dauern T2 und T3 Ig = Vrefl/A · R24. Bei dem Stromsteuerschaltkreis 10a der ersten Ausführungsform sind das Referenzpotential Verf1, die Konstante A und der elektrische Widerstand 24 derart eingestellt, dass die Stoßspannung Vs als maximal bewertete Werte des IGBT 16 und der Diode 18 nicht überschreitet. Aufgrund dessen wird der Schutz vor der Stoßspannung Vs realisiert.
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Ein Verhältnis zwischen den Ausgestaltungen der ersten Ausführungsform, die obenstehend beschrieben ist, und den Ausgestaltungen der Ansprüche wird beschrieben. Der IGBT 12 der ersten Ausführungsform ist ein Beispiel der ersten Ansteuerschaltvorrichtung der Ansprüche. Der pMOS 22 der ersten Ausführungsform ist ein Beispiel der Steuerschaltvorrichtung der Ansprüche. Der Widerstand 24 der ersten Ausführungsform ist ein Beispiel des ersten Widerstands der Ansprüche. Der Operationsverstärker 32a der ersten Ausführungsform ist ein Beispiel des Operationsverstärkers der Ansprüche. Der Widerstand 54, der Operationsverstärker 38, die Referenzleistungsquelle 39, das Unterbrecherelement 33 und der Selektor 32b in der ersten Ausführungsform sind Beispiele der Beschaltungs-Schaltung der Ansprüche. Das Potential A (Va - Vb) der ersten Ausführungsform ist ein Beispiel des Wertes, der auf der Potentialdifferenz zwischen beiden Enden des ersten Widerstands basiert. Das Potential Va der ersten Ausführungsform ist ein Beispiel des Wertes, der in den Ansprüchen auf dem Potential an dem Strompfad zwischen der Steuerschaltvorrichtung und dem Gate der ersten Ansteuerschaltvorrichtung basiert.
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(Zweite Ausführungsform)
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In dem Stromsteuerschaltkreis 10b der zweiten Ausführungsform unterscheidet sich ein Schaltkreis, der den Kollektorstrom Ic erfasst, der durch den IGBT 12 fließt, von dem Stromsteuerschaltkreis 10a der ersten Ausführungsform. Die anderen Ausgestaltungen des Stromsteuerschaltkreises 10b in der zweiten Ausführungsform sind dieselben wie diejenigen des Stromsteuerschaltkreises 10a in der ersten Ausführungsform.
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Der Stromsteuerschaltkreis 10b der zweiten Ausführungsform umfasst einen Widerstand 56, eine Diode 58 und eine Referenzleistungsquelle 59. Ein Ende des Widerstands 56 ist mit dem Ausgangsanschluss 60a der isolierten Leistungsquelle 60 verbunden. Das andere Ende des Widerstands 56 ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 38 verbunden. Die Anode der Diode 58 ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 38 verbunden. Die Kathode der Diode 58 ist mit dem Motordraht 52 verbunden. Die Referenzleistungsquelle 59 gibt ein Referenzpotential Vref3 aus. Der positive Anschluss der Referenzleistungsquelle 59 ist mit dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 38 verbunden. Der negative Anschluss der Referenzleistungsquelle 59 ist mit der Masse verbunden.
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In dem Stromsteuerschaltkreis 10b der zweiten Ausführungsform weist in einem Fall, bei dem die Spannung Vcel zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBT 12 hoch ist (d. h. in einem Fall, bei dem der IGBT 12 aus ist), die Kathode der Diode 58 ein hohes Potential auf, und die Diode 58 ist aus. In diesem Fall wird das Ausgangspotential Vout der isolierten Leistungsquelle 60 in den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 38 eingegeben. Das Potential Vout ist höher als das Referenzpotential Vref3. Da ein Eingangswert des invertierenden Eingangsanschlusses des Operationsverstärkers 38 höher als ein Eingangswert des nicht-invertierenden Eingangsanschlusses des Operationsverstärkers 38 ist, steuert der Operationsverstärkers 38 das Unterbrecherelement 33 derart, dass sich das Unterbrecherelement 33 in dem ersten Zustand befindet (dem Zustand, bei dem der Verstärker 28 mit dem Selektor 32b verbunden ist). Wenn das Gatepotential des IGBT 12 erhöht wird und der Kollektorstrom Ic beginnt, durch den IGBT 12 zu fließen, wird die Spannung Vcel zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBT 12 gesenkt. Wenn die Spannung Vcel unter einen vorbestimmten Wert abfällt, wird die Diode 58 eingeschaltet. Danach wird ein niedriges Potential in den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 38 eingegeben. Da der Eingangswert des invertierenden Eingangsanschlusses der Operationsverstärkers 38 niedriger als der Eingangswert des nicht-invertierenden Eingangsanschlusses des Operationsverstärkers 38 ist, steuert der Operationsverstärkers 38 das Unterbrecherelement 33 derart, dass sich das Unterbrecherelement 33 in dem zweiten Zustand befindet (dem Zustand, bei dem der Verstärker 28 von dem Selektor 32b getrennt ist). Wie obenstehend beschrieben ist, wird bei dem Stromsteuerschaltkreis 10b der zweiten Ausführungsform die Diode 58 übereinstimmend mit der Spannung Vcel des IGBT 12 eingeschaltet, und somit wird der Eingangswert des invertierenden Eingangsanschlusses des Operationsverstärkers 38 geändert. Mit anderen Worten steuert der Stromsteuerschaltkreis 10b der zweiten Ausführungsform das Unterbrecherelement 33 übereinstimmend mit der Spannung Vcel des IGBT 12. Da sich die Spannung Vcel des IGBT 12 übereinstimmend mit dem Kollektorstrom Ic des IGBT 12 ändert, ist es selbst in einem solchen Aufbau möglich, das Unterbrecherelement 33 übereinstimmend mit dem Kollektorstrom Ic des IGBT 12 zu steuern.
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Wenn der IGBT 12 bei dem Stromsteuerschaltkreis 10b der zweiten Ausführungsform eingeschaltet wird, wie in 2 gezeigt ist, ändern sich die jeweiligen Werte wie bei dem Stromsteuerschaltkreis 10a der ersten Ausführungsform.
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Ein Verhältnis zwischen den Ausgestaltungen der zweiten Ausführungsform, wie obenstehend beschrieben ist, und der Ausgestaltung der Ansprüche wird nachstehend beschrieben. Die Diode 58, der Widerstand 56, der Operationsverstärker 38, die Referenzleistungsquelle 59, das Unterbrecherelement 33 und der Selektor 32b der zweiten Ausführungsform sind Beispiele des Beschaltungs-Schaltkreises der Ansprüche.
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In der ersten und zweiten Ausführungsform, die obenstehend beschrieben sind, ist der Widerstand 24 zwischen dem Drain 22a des pMOS 22 und dem Gate 12a des IGBT 12 verbunden. Allerdings kann der Widerstand 24 zwischen der Source 22b des pMOS 22 und dem Ausgangsanschluss 60a der isolierten Leistungsquelle 60 verbunden sein. Selbst in diesem Fall ermöglichen Eingaben eines Potentials, das durch Multiplizieren der Potentialdifferenz zwischen beiden Enden des Widerstands 24 mit einer konstanten Anzahl erlangt werden, und dem Potential des Drains 22a des pMOS 22 in den Selektor 32b denselben Betrieb wie bei der ersten und zweiten Ausführungsform.
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Dabei wird bei der ersten und zweiten Ausführungsform, wie obenstehend beschrieben ist, das Potential Va des Drains 22a des pMOS 22 in den Selektor 32b eingegeben. Anderenfalls kann anstelle des Potentials Va, das Potential des Gates 12a des IGBT 12 in den Selektor 32b eingegeben werden. Mit anderen Worten kann anstelle des Potentials Va, ein Potential von einem beliebigen Punkt eines Strompfads, der sich von dem Drain 22a des pMOS 22 zu dem Gate 12a des IGBT 12 erstreckt, in den Selektor 32b eingegeben werden.
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(Dritte Ausführungsform)
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Bei einem Stromsteuerschaltkreis 10c der dritten Ausführungsform, die in 4 gezeigt ist, unterscheidet sich ein Gateladungsschaltkreis 20 von dem Gateladungsschaltkreis 20 der ersten Ausführungsform. Die anderen Ausgestaltungen des Stromsteuerschaltkreises 10c sind dieselben wie bei dem Stromsteuerschaltkreis 10a der ersten Ausführungsform.
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In der dritten Ausführungsform umfasst der Gateladungsschaltkreis 20 den pMOS 22, den Widerstand 24, einen Addierer 35, eine Referenzleistungsquelle 36, ein Unterbrecherelement 33, eine Referenzleistungsquelle 37, den Operationsverstärker IC 32, den Schalter 34, den Operationsverstärker 38 und die Referenzleistungsquelle 39.
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Wie bei der ersten Ausführungsform sind der Widerstand 24 und der pMOS 22 zwischen dem Gate 12a des IGBT 12 und dem Ausgangsanschluss 60a der isolierten Leistungsquelle 60 in Reihenschaltung verbunden. Ein Potential Vd, das in 4 gezeigt ist, ist das Potential des Anschlusses 24a des Widerstands 24, und ist gleich dem Potential des Drains 22a des pMOS 22. Ein Potential Ve, das in 4 gezeigt ist, ist ein Potential des Anschlusses 24b des Widerstands 24, und ist gleich einem Potential des Gates 12a des IGBT 12.
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Ein positiver Anschluss der Referenzleistungsquelle 36 ist mit dem Addierer 35 verbunden. Ein negativer Anschluss der Referenzleistungsquelle 36 ist mit der Masse verbunden. Die Referenzleistungsquelle 36 gibt das Referenzpotential Vref3 aus.
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Ein Eingangsanschluss des Addierers 35 ist mit dem Anschluss 24b des Widerstands 24 verbunden. Der andere Eingangsanschluss der Addierers 35 ist mit dem positiven Anschluss der Referenzleistungsquelle 36 verbunden. Ein Ausgangsanschluss des Addierers 35 ist mit dem ersten Eingangsanschluss der Unterbrecherelements 33 verbunden. Der Addierer 35 gibt an den Ausgangsanschluss desselben ein Potential Ve + Vref3 aus, das durch Addieren des Referenzpotentials Vref3 mit dem Potential Ve des Anschlusses 24b erlangt wird.
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Der positive Anschluss der Referenzleistungsquelle 37 ist mit dem Selektor 32b und dem zweiten Anschluss des Unterbrecherelements 33 verbunden. Der negative Anschluss der Referenzleistungsquelle 37 ist mit der Masse verbunden. Die Referenzleistungsquelle 37 gibt ein Referenzpotential Vref4 aus. Das Referenzpotential Vref4 ist höher als das Referenzpotential Vref3.
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Der Ausgangsanschluss des Unterbrecherelements 33 ist mit dem Selektor 32b verbunden. Das Unterbrecherelement 33 schaltet basierend auf einem Signal von dem Operationsverstärker 38 den Verbindungszustand zwischen dem ersten Zustand und dem zweiten Zustand. In dem ersten Zustand wird das Ausgangspotential Ve + Vref3 des Addierers 35 aus dem Unterbrecherelement 33 in den Selektor 32b eingegeben. In dem zweiten Zustand wird das Referenzpotential Vref4 aus dem Unterbrecherelement 33 in den Selektor 32b eingegeben.
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Das Potential, das durch das Unterbrecherelement 33 ausgegeben wird, und das Referenzpotential Vref4, das durch die Referenzleistungsquelle 37 ausgegeben wird, werden in den Selektor 32b eingegeben. Anders als bei der ersten und zweiten Ausführungsform, gibt bei der dritten Ausführungsform der Selektor 32b ein niedrigeres von dem Potential, das durch das Unterbrecherelement 33 ausgegeben wird, und dem Referenzpotential Vref4 aus.
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Das Ausgangspotential des Selektors 32b wird in den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a eingegeben. Das Potential Vd wird in den nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a eingegeben. Der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 32a ist mit dem Gate 22c des pMOS 22 verbunden. Der Operationsverstärker 32a gibt ein Pluspotential aus, wenn das Potential des nicht-invertierenden Eingangsanschlusses höher als dasjenige des invertierenden Eingangsanschlusses ist, wohingegen der Operationsverstärker 32a ein Minuspotential ausgibt, wenn das Potential des invertierenden Eingangsanschlusses höher als dasjenige des nicht-invertierenden Eingangsanschlusses ist. Aufgrund dessen steuert der Operationsverstärker 32a das Potential des Gates 22c des pMOS 22 derart, dass das Potential, das in den nicht-invertierenden Eingangsanschluss eingegeben wird, gleich dem Potential ist, das in den invertierenden Eingangsanschluss eingegeben wird.
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Der Schalter 34 ist zwischen der Source 22b und dem Gate 22c des pMOS 22 verbunden. Der Schalter 34 schaltet eine Verdrahtung zwischen der Source 22b und dem Gate 22c zwischen einem leitfähigen Zustand und einem unterbrochenen Zustand. Der Schalter 34 wird durch ein Signal aus der Steuervorrichtung 70 gesteuert.
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Der Operationsverstärker 38 und die Referenzleistungsquelle 39 in der dritten Ausführungsform sind in derselben Weise ausgestaltet wie in der ersten Ausführungsform.
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Ein Betrieb des Stromsteuerschaltkreises 10c wird nachstehend beschrieben. In dem Stromsteuerschaltkreis 10c der dritten Ausführungsform werden die jeweiligen Werte geändert, wie in 5 gezeigt ist.
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In einem Zustand, bei dem der IGBT 12 aus ist, (d. h. der Dauer T0) ist der nMOS 42 ein, und der Schalter 34 ist ein (d. h. der pMOS 22 ist aus). Da kein Strom durch den Fühleremitter 12c des IGBT 12 fließt, steuert der Operationsverstärker 38 das Unterbrecherelement 33 derart, dass sich das Unterbrecherelement in dem ersten Zustand befindet (dem Zustand, bei dem der Ausgangsanschluss des Addierers 35 mit dem Selektor 32b verbunden ist).
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Zu der Zeit t1 in 5 schaltet die Steuervorrichtung 70 den nMOS 42 aus und schaltet den Schalter 34 aus. Da der Schalter 34 ausgeschaltet ist, wird das Potential des Gates 22c des pMOS 22 durch den Operationsverstärker 32a gesteuert. Da das Potential Ve zu der Zeit t1 im Wesentlichen 0 V ist, ist der Ausgangspotential Ve + Vref3 des Addierers 35 gleich dem Referenzpotential Vref3. Das da Referenzpotential Vref3 niedriger als das Referenzpotential Vref4 ist, gibt der Selektor 32b das Referenzpotential Vref3 in den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a ein. Da das Potential (Vref3) des invertierenden Eingangsanschlusses höher als das Potential (Vd = 0 V) des nicht-invertierenden Eingangsanschlusses ist, senkt der Operationsverstärker 32a das Potential des Ausgangsanschlusses (d. h. des Gates 22c des pMOS 22). Aufgrund dessen wird der pMOS 22 eingeschaltet, und somit fließt der Gatestrom von der isolierten Leistungsquelle 60 durch den pMOS 22 und den Widerstand 24 zu dem Gate 12a des IGBT 12. Wenn der pMOS 22 zu der Zeit t1 eingeschaltet wird, wird die Potentialdifferenz Vd - Ve erhöht, da der Gatestrom in der nachfolgenden Dauer T1 erhöht wird. Da ferner elektrische Ladungen in dem Gate 12a gespeichert werden, wenn der Gatestrom fließt, wird das Potential des Gates 12a graduell erhöht. Daher werden die Potentiale Vd und Ve in der Dauer T1 erhöht. Da das Potential Vd, das in den nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a eingegeben wird, in der Dauer T1 niedrig ist, senkt der Operationsverstärker 32a das Ausgangspotential (d. h. das Potential des Gates 22c) übereinstimmend mit der Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a. Daher entspricht in der Dauer T1 ein Gradient, um den die Potentiale Vd und Ve erhöht werden, der Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a. Da danach das Potential Ve + Vref3 niedriger als das Referenzpotential Vref4 ist, wird das Potential Ve + Vref3 fortlaufend in den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a eingegeben.
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Wenn der Gatestrom in der Dauer T1 erhöht wird, erreicht die Potentialdifferenz Vd - Ve zu der Zeit t2 das dritte Referenzpotential Vref3. Mit anderen Worten ist zu der Zeit t2 Vd = Ve + Vref3 erfüllt. Das heißt, das Potential des invertierenden Eingangsanschlusses des Operationsverstärkers 32a ist im Wesentlichen gleich demjenigen des Gates 22c, sodass Vd = Ve + Vref3 aufrechterhalten bleibt. Daher ist in der Dauer T2 nach der Zeit t2 die Potentialdifferenz Vd - Ve im Wesentlichen konstant auf dem Referenzpotential Vref2. Mit anderen Worten ist der Gatestrom im Wesentlichen konstant. Daher werden in der Dauer T2 nach der Zeit t2 die Potentiale Vd und Ve mit einem Gradienten angehoben, der dem konstanten Gatestrom entspricht. In der Dauer T3 nach der Zeit t3 gehen die Potentiale Vd und Ve in ein im Wesentlichen konstantes Potential über, und dies liegt daran, dass elektrische Ladungen in der Miller-Kapazität des IGBT 12 gespeichert sind. In der Dauer T3 ist der Gatestrom (d. h. die Potentialdifferenz Vd - Ve) ebenso im Wesentlichen konstant.
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Wenn elektrische Ladungen beginnen, in der Miller-Kapazität des IGBT 12 zu der Zeit t3 geladen zu werden, beginnt die Spannung Vcel zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBT 12 zu sinken, und der Kollektorstrom Ic beginnt durch den IGBT 12 zu fließen. In der Dauer T3 wird die Spannung Vcel gesenkt, wenn die Ladung der elektrischen Ladungen in der Miller-Kapazität fortschreitet, und der Kollektorstrom Ic wird erhöht. Danach wird das Potential Vr des Widerstands 54 erhöht. Wie in einem Graph des Kollektorstrom Ic in 5 dargestellt ist, überschreitet der Kollektorstrom Ic zu der Zeit t4 den Stromwert, der Vr = Vref2 erfüllt. Wenn das Potential Vr das Referenzpotential Vref2 überschreitet, schaltet der Operationsverstärker 38 das Unterbrechungselement 33 in den zweiten Zustand. Demzufolge wird der Ausgangsanschluss des Addierers 35 von dem Selektor 32b des Operationsverstärkers IC 32 getrennt. Das Unterbrecherelement 33 geht dazu über, das Referenzpotential Vref4, das mit dem zweiten Anschluss verbunden ist, in den Selektor 32b einzugeben. Da dasselbe Referenzpotential Vref4 in die zwei Eingangsanschlüsse des Selektors 32b eingegeben werden, gibt der Selektor 32b danach das Referenzpotential Vref4 in den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a ein.
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Wenn das Referenzpotential Vref4 in den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32a zu der Zeit t4 eingegeben wird, steuert der Operationsverstärker 32a das Potential des Gates 22c derart, dass das Potential Vd auf das Referenzpotential Vref4 angehoben wird. Aufgrund dessen wird in der Dauer T4 nach der Zeit t4 der Gatestrom (d. h. die Potentialdifferenz Vd - Ve) erhöht und somit wird das Gate 12a des IGBT 12 schneller geladen. Daher wird in der Dauer T4 die Spannung Vcel schneller gesenkt. Da die Spannung Vcel schnell gesenkt wird, wie obenstehend beschrieben ist, wird der Schaltungsverlust W, der in dem IGBT 12 erzeugt wird, in der Dauer T4 verringert.
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Wenn das Potential Vd das Referenzpotential Vref4 zu der Zeit t5 erreicht, steuert der Operationsverstärker 32a in der darauffolgenden Dauer T5 den pMOS 22 derart, dass das Potential Vd gleich dem Referenzpotential Vref4 wird. Daher wird der Gatestrom während der Dauer T5 graduell gesenkt, und wenn zu der Zeit t6 das Potential Ve auf ein Potential erhöht ist, das gleich dem Referenzpotential Vref4 ist, wird der Gatestrom (d. h. die Potentialdifferenz Vd - Ve) im Wesentlichen null. Danach hält der Operationsverstärker 32a den Zustand aufrecht, bei dem die Potentiale Vd und Ve gleich dem Referenzpotential Vref4 sind.
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Wie obenstehend beschrieben ist, wird bei dem Stromsteuerschaltkreis 10c der dritten Ausführungsform in den Dauern bevor der Kollektorstrom Ic des IGBT 12 den Schwellwertpegel erreicht (d. h. den Dauern T2 und T3, wie obenstehend beschrieben ist), der Gatestrom des IGBT 12 durch den Operationsverstärker 32a auf einen im Wesentlichen konstanten Wert gesteuert. Aufgrund dessen ist es möglich, die Zeitvorgaben, wann der IGBT 12 eingeschaltet wird, exakt zu steuern ohne durch die Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a beeinträchtigt zu werden. In der Dauer T4 wird, nachdem der Kollektorstrom Ic des IGBT 12 den Schwellwertpegel erreicht hat, das Gate 12a übereinstimmend mit der Anstiegsrate des Operationsverstärkers 32a schnell geladen. Aufgrund dessen ist es möglich den Schaltverlust W, der in dem IGBT 12 erzeugt wird, zu verringern.
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Auch in der dritten Ausführungsform wird wie in der ersten Ausführungsform die Stoßspannung Vs erzeugt, wenn der IGBT 12 an dem unteren Zweig eingeschaltet wird. In der dritten Ausführungsform ist es ebenso möglich, die Stoßspannung Vs zu verringern, da der Gatestrom in den Dauern T2 und T3 auf einen im Wesentlichen konstanten Wert begrenzt wird, bevor der IGBT 12 im Wesentlichen eingeschaltet wird.
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Ein Verhältnis zwischen den Ausgestaltungen der dritten Ausführungsform, die obenstehend beschrieben ist, und den Ausgestaltungen der Ansprüche wird beschrieben. Der IGBT 12 der dritten Ausführungsform ist ein Beispiel der ersten Ansteuerschaltvorrichtung der Ansprüche. Der pMOS 22 der dritten Ausführungsform ist ein Beispiel der Steuerschaltvorrichtung der Ansprüche. Der Widerstand 24 der dritten Ausführungsform ist ein Beispiel des ersten Widerstands der Ansprüche. Der Operationsverstärker 32a der dritten Ausführungsform ist ein Beispiel des Operationsverstärkers der Ansprüche. Der Widerstand 54, der Operationsverstärker 38, die Referenzleistungsquelle 39, das Unterbrecherelement 33 und der Selektor 32b der dritten Ausführungsform sind Beispiele des Beschaltungs-Schaltkreises der Ansprüche. Das Potential Vd der dritten Ausführungsform ist ein Beispiel des Potentials des Anschlusses der Steuerschaltungsvorrichtung auf der Seite der ersten Ansteuerschaltvorrichtung in den Ansprüchen. Das Potential Ve + Vref3 der dritten Ausführungsform ist ein Beispiel des Potentials der Ansprüche, das eine Summe des Potentials des Anschlusses des ersten Widerstands auf der Seite der ersten Ansteuerschaltvorrichtung und dem ersten Referenzpotential ist. Das Potential Vref4 der dritten Ausführungsform ist ein Beispiel des zweiten Referenzpotentials der Ansprüche.
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In der dritten Ausführungsform, die obenstehend beschrieben ist, kann die Stromerfassungsschaltung, die in der zweiten Ausführungsform beschrieben ist, angenommen werden.
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In der ersten Ausführungsform, die obenstehend beschrieben ist, ist ein Widerstand 24 zwischen dem Drain 22a des pMOS 22 und dem Gate 12a des IGBT 12 verbunden. Wie in den 6 und 7 gezeigt ist, können jedoch Widerstände 101 und 102 ferner dazwischen hinzugefügt werden. In der zweiten und dritten Ausführungsform können die Widerständen 101 und 102 hinzugefügt werden. In einer solchen Ausgestaltung wird der Betrieb des Operationsverstärkers kaum durch die Änderungen beeinträchtigt, da jede der Potentialdifferenzen zwischen beiden Enden der Widerstände 101 und 102 nicht in den Operationsverstärker eingegeben wird, selbst wenn Widerstandswerte der Widerstände 101 und 102 geändert werden. Daher ist es durch Ersetzen der Widerstände 101 und 102 möglich, den Gatewiderstandswert anzupassen, während der Betrieb des Operationsverstärkers kaum beeinträchtigt wird. Auf diese Weise wird die Flexibilität der Ausgestaltung verbessert.
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Der Gatepotentialsteuerschaltkreis 11 von einer der ersten bis dritten Ausführungsformen, die obenstehend beschrieben sind, kann dazu verwendet werden, das Gatepotential des IGBT 16 an dem oberen Zweig zu steuern.
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Ferner können die IGBTs 12 und 16 der ersten bis dritten Ausführungsformen, die obenstehend beschrieben sind, andere Schaltvorrichtungen wie ein MOSFET sein.
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Ein Aufbau eines Beispiels, das hierin offenbart ist, kann umfassen: eine zweite Ansteuerschaltvorrichtung, die mit der ersten Ansteuerschaltvorrichtung in Reihenschaltung verbunden ist; und eine Diode, die mit der zweiten Ansteuerschaltvorrichtung nicht-parallel verbunden ist. Bei einem solchen Aufbau ist es möglich, die Stoßspannung, die durch einen Rückgewinnungsvorgang der Diode bewirkt wird, zu verringern.
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Ein Aufbau eines Beispiels, das hierin offenbart wird, umfasst ferner: einen zweiten Widerstand, der zwischen der Steuerschaltvorrichtung und dem Gate der ersten Ansteuerschaltvorrichtung verbunden ist. Bei einem solchen Aufbau ist es möglich, den Gatewiderstandswert anzupassen ohne den Betrieb des Operationsverstärkers zu beeinträchtigen.
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Die Ausführungsformen sind obenstehend ausführlich beschrieben worden. Allerdings sind dies lediglich Beispiele und begrenzen die Ansprüche nicht. Die Technologie, die in den Ansprüchen beschrieben wird, umfasst verschiedene Modifikationen und Änderungen der konkreten Beispiele, die obenstehend dargestellt sind. Die technischen Elemente, die in der vorliegenden Beschreibung oder den Zeichnungen beschrieben sind, weisen eine technische Verwendung unabhängig voneinander oder in Kombination derselben auf, und die Kombination ist nicht auf eine beschränkt, die in den Ansprüchen, wie eingereicht, beschrieben ist. Darüber hinaus löst die Technologie, die in der vorliegenden Beschreibung und den Zeichnungen als Beispiel gegeben ist, eine Mehrzahl von Aufgaben zur selben Zeit, und weist eine technische Verwendbarkeit durch eine Lösung einer dieser Aufgaben auf.
