CN105282071B - 加权分数傅里叶变换域扩频信号并行干扰消除差错修正方法 - Google Patents
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Abstract
加权分数傅里叶变换域扩频信号并行干扰消除差错修正方法，涉及无线通信领域。是为了解决无线系统接收端中使用的PIC方法带来误码扩散，以及对解调其他用户信息产生影响的问题。本发明是在使用并行干扰消除实现信息解码的基础上增加了多个符号能量积累单元和一个符号能量判决单元，如果有一路扩展后的信号符号能量积累值小于平均符号能量积累值，那么则要对第一次的判决结果进行相应修正，减少误码扩散，以提高系统的整体误码性能。本发明适用于在对加权分数傅里叶变换域扩频信号使用并行干扰消除方法进行信号解调的场景。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信领域。
背景技术
近期，一种基于加权分数傅立叶变换(WFRFT)的混合载波(HC)系统被提出，该系统可以融合单载波与多载波系统特性，并且对时频干扰信道有着更好的适应性(文献1：2010年6月，梅林、沙学军、张乃通公开的《The Approach to Carrier Scheme ConvergenceBased on 4-Weighted Fractional Fourier Transform》)。
与此同时，码分多址(CDMA)技术是一个有效的多址和抗多径干扰技术。因此，为了利用二者的优势，将混合载波技术与码分多址技术相结合使用的HC-CDMA系统被提出(专利2：沙学军、邱昕、梅林、王焜、房宵杰于2011年公开的《一种混合载波CDMA传输系统》；文献3：邱昕、沙学军、梅林于2012年公开的《Hybrid Carrier Spread Spectrum System Based on4-Weighted Fractional Fourier Transform》；文献4：邱昕、沙学军、梅林于2011年公开的《Performance of hybrid carrier DS CDMA communication system》)；该系统能够融合单载波CDMA和多载波CDMA，还能在频选信道和单频干扰信道下取得较好的误码性能。然而，由于CDMA是非正交多址(NOMA)方案，不可避免的会带来多址干扰(MAI)。目前，使用并行干扰消除(PIC)方法(文献5：Divsalar D,Simon M K,Raphaeli D.于1998年公开的《Improvedparallel interference cancellation for CDMA》；专利6：Divsalar D,Simon M K,Raphaeli D.于1997年公开的《Parallel interference cancellation for CDMA》)来消除CDMA的多址干扰经常被使用。但是，HC-CDMA系统的接收端是使用传统的CDMA解调方法，对使用PIC来进行信息解调的方法未做考虑。
上述专利2和文献3、4提出了将HC系统与CDMA技术相结合的传输方案，在频选信道条件下，可以取得较多载波CDMA和单载波CDMA更好的误码性能。但是，该传输方案的接收端使用的是传统的CDMA解调方法，未使用PIC方法来解调信息。
专利6提出了在CDMA系统中接收端使用PIC方法来消除多址干扰(MAI)，提高解码正确率。
发明内容
本发明是了解决无线系统接收端中使用的PIC方法带来误码扩散，以及对解调其他用户信息产生影响的问题，从而提供一种加权分数傅里叶变换域扩频信号并行干扰消除差错修正方法。
加权分数傅里叶变换域扩频信号并行干扰消除差错修正方法，其特征是：
在发送端，首先将K个基带映射信号分为一组[b1,b2,…bK]，使用同一时频资源进行传输；K为正整数；
将基带映射信号视为α阶加权分数傅立叶变换域上的数据，对第k个基带映射信号采用长度为M的序列ck进行序列扩展/扩频处理；
其中ck表示扩频码，k表示要发送的基带映射信号序号，k∈[1,K]；M为整数；
K个经过扩展后的长度为M的离散数据符号经过-α阶加权分数傅立叶变换后得到时域信号；
然后对变换后的数据进行加循环前缀、D/A转换处理后发出；
在接收端，设该K个扩展信号到达接收端时的功率大小相同；
对叠加的K个扩展后的数据符号进行接收，经A/D转换、去循环前缀处理后，得到接收信号序列y，序列长度为M；
对接收信号序列y进行并行干扰消除差错修正方法，由以下步骤实现：
步骤一、将接收信号序列y采用一号匹配滤波器组进行匹配滤波，获得K个解扩后的并行基带映射信号，然后进行解星座映射判决，获得得到K个并行的基带解映射信号[b1,b2…bK]；
步骤二、对步骤一获得的基带解映射信号[b1,b2…bK]进行重构，获得K个并行的重构信号[re1,re2....reK]；
步骤三、对步骤二获得的重构信号[re1,re2....reK]进行部分求和运算，得到K路并行的部分求和结果；
步骤四、将接收端经过延迟后收到的信号序列y与步骤三得到的部分求和结果相减，获得并行信号序列组[r1,r2,…,rK]；
并根据公式：
Ei＝||ri||2
分别对每个信号序列进行符号能量积累运算，并将结果[E1,E2,…,EK]储存在符号能量判决模块中；
步骤五、在能量判决模块中对步骤四中得到的能量积累结果[E1,E2,…,EK]进行比
较，当不存在时，则执行步骤九；
在当存在时，则步骤一中解星座映射判决得到的bi取反，更新bi的值；
步骤六、对步骤五获得的判决结果[b1,b2…bK]进行信号重构，获得K个新的并行的重构信号序列[re1,re2....reK]；
步骤七、对步骤六获得的新的重构信号序列[re1,re2....reK]进行部分求和运算，得到新的K路并行的部分求和结果；
步骤八、将接收端经过延迟后收到的信号序列y与步骤七获得的新的部分求和结果相减，得到新的并行信号序列组[r1,r2,…,rK]；
步骤九、将并行信号序列组[r1,r2,…,rK]采用二号匹配滤波器进行处理，获得K个
解扩后的并行基带映射信号，然后进行解星座映射判决，获得K个并行的基带解映射信号
一号匹配滤波器组是由一个α阶WFRFT模块同时和K个长度为M的解序列扩展模块组合而成的，α为实数。
二号匹配滤波器组是由K个α阶WFRFT模块分别和K个长度为M的解序列扩展模块组合而成的。
步骤二中，对步骤一获得的基带解映射信号[b1,b2…bK]进行重构是采用再生重构模块实现的，所述再生重构模块是由K个长度为M的序列扩展模块分别和-α阶WFRFT组合而成的。
步骤三和步骤七中，部分求和的具体方法是：除去本路信号，将其它K-1路信号求和输出。
本发明带来的有益效果：
(1)减少PIC带来的误码扩散。
(2)提高系统的误码性能。
附图说明
图1是信号串行干扰消除差错修正方法与实现结构的原理示意图；
图2是一号匹配滤波组的信号处理原理示意图；
图3是二号匹配滤波组的信号处理原理示意图；
图4是再生重构模块的信号处理原理示意图；
具体实施方式
具体实施方式一、加权分数傅里叶变换域扩频信号并行干扰消除差错修正方法，
本发明涉及到的数学工具是加权分数傅立叶变换(WFRFT)；
离散时间信号X0(n)的α阶4-WFRFT(本发明中，也称作WFRFT)：
Y(n)＝Fα[X0(n)]＝ω0(α)X0(n)+ω1(α)X1(n)+ω2(α)X2(n)+ω3(α)X3(n) (1)
其中：[X0(n),X1(n),X2(n),X3(n)]分别是X0(n)的0～3次离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transform,DFT)，DFT采用式(2)所示进行计算。
使用的加权系数定义式为：
假设4-WFRFT系统使用块传输，Y(n)是一组基带映射信号经过4-WFRFT后的离散时间信号。
在发送端，首先将K个基带映射信号分为一组[b1,b2,…bK]，使用同一时频资源进行传输。将基带映射信号看做α阶加权分数傅立叶变换域上的数据，对第k个基带映射信号采用长度为M的序列ck进行序列扩展/扩频处理，其中ck表示扩频码，k表示要发送的基带映射信号序号，k∈[1,K]。K个经过扩展后的长度为M的离散数据符号经过-α阶加权分数傅立叶变换后得到时域信号。然后对变换后的数据进行加循环前缀、D/A转换等处理后发出。这里可以对K个扩展后的离散数据分别处理发送，也可以将K个扩展后的序列对应位叠加后一起进行处理发送。
在接收端，要解调出这K个基带映射信号，并且假设对用户功率理想控制，则该K个扩展信号到达接收端时的功率大小相同。对叠加的K个扩展后的数据符号进行接收，经A/D转换、去循环前缀等处理后，得到接收信号序列y，序列长度为M。下面对接收端的信号并行干扰消除差错修正方法步骤进行介绍，其实现结构如图1所示：
步骤一、将接收端收到的信号序列y输入到匹配滤波器组一，由匹配滤波器组一输出的K个解扩后的并行基带映射信号输入到判决模块，然后得到K个并行的基带解映射信号[b1,b2…bK]。其中，匹配滤波器组一的内部结构框图如图2所示，它是由一个α阶WFRFT模块和K个长度为M的ci解序列扩展模块组合而成，其中i是将要解调出的符号序号，i∈[1,K]；α是与发端WFRFT相对应的变换阶数。判决模块是实现解星座映射过程。
步骤二、对此时得到的判决结果[b1,b2…bK]进行信号重构，[b1,b2…bK]通过再生重构单元得到K个并行的重构信号[re1,re2....reK]。其中，再生重构单元内部结构框图如图4所示，它是由K个长度为M的ci序列扩展模块和-α阶WFRFT组合而成。其中i是将要解调出的符号序号，i∈[1,K]；α是与发端WFRFT相对应的变换阶数。
步骤三、对步骤二得到的重构信号[re1,re2....reK]进行部分求和运算，得到K路并行的部分求和结果。部分求和运算方法是除去本路信号，将其它K-1路信号求和输出。即部分求和的第一路输出信号是将第2至第K路重构信号求和；部分求和的第i路输出信号是将第1,2,…,i-1,i+1,…K路重构信号求和。
步骤四、将经过延迟后的接收端收到的信号序列y与步骤三得到的部分求和结果相减，得到并行信号序列组[r1,r2,…,rK]。并按式(4)分别对信号序列进行符号能量积累运算，并将结果[E1,E2,…,EK]储存在符号能量判决模块中。
Ei＝||ri||2 (4)
例如，当i＝1时，可得：
E1＝||r1||2 (5)
步骤五、在能量判决模块中对步骤四中得到的能量积累结果[E1,E2,…,EK]进行比较，当不存在时，则直接进行步骤九；在当存在时，则执行“Ai取反”，对在步骤一中判决模块解星座映射判决得到的bi取反，i∈[1,K]。即如果在步骤一中判bi为1-i，那么此时取反为bi＝-1+i，更新bi的值。
步骤六、对此时得到的判决结果[b1,b2…bK]进行信号重构，[b1,b2…bK]通过再生重构单元得到K个新的并行的重构信号序列[re1,re2....reK]。
步骤七、对步骤六得到的新的重构信号序列[re1,re2....reK]进行部分求和运算，得到新的K路并行的部分求和结果。
步骤八、将经过延迟后的接收端收到的信号序列y与步骤七得到的新的部分求和结果相减，得到新的并行信号序列组[r1,r2,…,rK]。
步骤九、将此时的并行信号序列组[r1,r2,…,rK]通过匹配滤波器组二，由匹配滤波器组二输出的K个解扩后的并行基带映射信号输入到判决模块，然后得到K个并行的基带解映射信号其中，匹配滤波器组二的内部结构框图如图3所示，它是由K个α阶WFRFT模块和K个长度为M的ci解序列扩展模块组合而成，其中i是将要解调出的符号序号，i∈[1,K]；α是与发端WFRFT相对应的变换阶数。判决模块是实现解星座映射过程。
本发明中的缩略语和关键术语定义：
WFRFT：Weighted-type fractional Fourier transform，加权分数傅立叶变换；
HC：Hybrid Carrier，混合载波；
CDMA：Code Division Multiple Access，码分多址；
PIC：Parallel Interference Canceller/Cancellation，并行干扰消除；
NOMA：Non-Orthogonal Multiple Access，非正交多址；
MAI：Multiple Access Interference，多址干扰；
本发明是在接收端使用PIC进行信息解调的基础上提出了差错修正方法与实现结构以减少PIC带来的误码扩散，提高系统的可靠性与误码性能。
与专利2和文献3、4相比，本发明提出在接收端使用基于PIC的差错修正方法来提高系统解调的误码性能。
与专利6相比，本发明的不同之处在于，在对加权分数傅里叶变换域扩频信号使用PIC技术解调时，加入了差错修正方法以提高解码正确率和减少误码扩散，最终提高系统整体误码性能。
本发明的应用场景
混合载波系统中，应用在对加权分数傅里叶变换域扩频信号使用并行干扰消除方法进行信号解调的场景。
Claims (4)
1.加权分数傅里叶变换域扩频信号并行干扰消除差错修正方法，其特征是：
在发送端，首先将K个基带映射信号分为一组[b1,b2…bK]，使用同一时频资源进行传输；K为正整数；
将基带映射信号视为α阶加权分数傅立叶变换域上的数据，对第k个基带映射信号采用长度为M的序列ck进行扩频处理，α为实数；
其中ck表示扩频码，k表示要发送的基带映射信号序号，k∈[1,K]；M为整数；
K个经过扩展后的长度为M的离散数据符号经过-α阶加权分数傅立叶变换后得到时域信号；
然后对变换后的数据进行加循环前缀、D/A转换处理后发出；
在接收端，设该K个扩展信号到达接收端时的功率大小相同；
对叠加的K个扩展后的数据符号进行接收，经A/D转换、去循环前缀处理后，得到接收信号序列y，序列长度为M；
对接收信号序列y进行并行干扰消除差错修正方法，由以下步骤实现：
步骤一、将接收信号序列y采用一号匹配滤波器组进行匹配滤波，获得K个解扩后的并行基带映射信号，然后进行解星座映射判决，获得K个并行的基带解映射信号[b1,b2…bK]；
步骤二、对步骤一获得的基带解映射信号[b1,b2…bK]进行重构，获得K个并行的重构信号[re1,re2….reK]；
步骤三、对步骤二获得的重构信号[re1,re2….reK]进行部分求和运算，得到K路并行的部分求和结果；部分求和的具体方法是：除去本路信号，将其它K-1路信号求和输出；
步骤四、将接收端经过延迟后收到的信号序列y与步骤三得到的部分求和结果相减，获得并行信号序列组[r1,r2,…,rK]；
并根据公式：
Ei＝||ri||2
分别对每个信号序列进行符号能量积累运算，并将结果[E1,E2,…,EK]储存在符号能量判决模块中；
步骤五、在能量判决模块中对步骤四中得到的能量积累结果[E1,E2,…,EK]进行比较，当不存在时，则执行步骤九；
在当存在时，则将步骤一中解星座映射判决得到的bi值取反，作为新的bi值；
步骤六、对步骤五获得的判决结果[b1,b2…bK]进行信号重构，获得K个新的并行的重构信号序列[re1,re2….reK]；
步骤七、对步骤六获得的新的重构信号序列[re1,re2….reK]进行部分求和运算，得到新的K路并行的部分求和结果；
步骤八、将接收端经过延迟后收到的信号序列y与步骤七获得的新的部分求和结果相减，得到新的并行信号序列组[r1,r2,…,rK]；
步骤九、将并行信号序列组[r1,r2,…,rK]采用二号匹配滤波器进行处理，获得K个解扩后的并行基带映射信号，然后进行解星座映射判决，获得K个并行的基带解映射信号
2.根据权利要求1所述的加权分数傅里叶变换域扩频信号并行干扰消除差错修正方法，其特征在于一号匹配滤波器组是由一个α阶加权分数傅里叶变换WFRFT模块同时和K个长度为M的解序列扩展模块组合而成的。
3.根据权利要求2所述的加权分数傅里叶变换域扩频信号并行干扰消除差错修正方法，其特征在于二号匹配滤波器组是由K个α阶加权分数傅里叶变换WFRFT模块分别和K个长度为M的解序列扩展模块组合而成的。
4.根据权利要求3所述的加权分数傅里叶变换域扩频信号并行干扰消除差错修正方法，其特征在于步骤二中，对步骤一获得的基带解映射信号[b1,b2…bK]进行重构是采用再生重构模块实现的，所述再生重构模块是由K个长度为M的序列扩展模块分别和-α阶加权分数傅里叶变换WFRFT组合而成的。
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Legal Events
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| GR01 | Patent grant | ||
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Granted publication date: 20190409 |