CN103248377B - 多载波互补码cdma系统的接收端信号干扰消除方法 - Google Patents

Abstract

多载波互补码CDMA系统的接收端信号干扰消除方法，具体涉及多载波互补码CDMA系统的接收端信号干扰消除方法。为了解决现有的多载波互补码系统无法获得好的误码率性能、且存在多址接入干扰及远近效应的问题。用户k的接收端接收到发射端发射的M个载波上的M路信号，M路信号分别经过载波解调后，通过互补码解扩及最小均方误差准则合并进行干扰估计，获得估计的干扰用户的数据集合；根据数据集合恢复出干扰信号，并逐个对M个载波进行并行干扰消除，获得M个消除干扰后的信号；对M个消除干扰后的信号进行互补码解扩及合并，获得一路信号；并将该路信号进行判决，获得用户k原始发送数据的估计值。本发明适用于通信领域。

Description

多载波互补码CDMA系统的接收端信号干扰消除方法

技术领域

本发明涉及通信领域，具体涉及多载波互补码CDMA系统的接收端信号干扰消除方法。

背景技术

码分多址（Code Division Multiple Access，CDMA）技术已经被广泛的应用于第二代和第三代移动通信系统中，其具有抗窄带干扰、抗多径衰落、保密安全性高、频率复用系数高、容量和质量之间可做权衡取舍等属性。然而，第四代移动通信系统的关键技术并没有将基于扩频的码分技术纳入其中。其根本原因在于传统扩频序列的非理想正交特性，即两个扩频序列间的相关特性除了在自相关零位移时存在一个峰值以外，还在其他位移处存在较小的旁峰。这些旁峰在接收端的相关器中将被收集起来，从而造成多址接入干扰及远近效应。

不同于传统扩频码，互补码（Complementary Codes，CCs）能够真正意义上实现理想的自相关、互相关特性，使得基于互补码的CDMA系统从理论上能够实现无干扰的同步和异步通信。然而，近十年来，基于互补码理论的CDMA系统的研究还停留在理论层面，在复杂通信环境下，尤其是考虑到选择性衰落信道条件下，独立的基于互补码的扩频技术将失效，其所具有的抗多径、抗多址干扰的特性都将失去。

频率选择性衰落信道条件下的多载波互补码系统中，各载波会经历不同的信道衰落，以往接收机多组解扩信号等增益合并的结构虽然可以消除多用户干扰，但无法获得选择性衰落所带来的分集增益，因此无法获得很好的误码率性能。

发明内容

本发明为了解决现有的多载波互补码系统无法获得好的误码率性能、且存在多址接入干扰及远近效应的问题，从而提出了多载波互补码CDMA系统的接收端信号干扰消除方法。

多载波互补码CDMA系统的接收端信号干扰消除方法，在多载波互补码CDMA系统中，发送端采用一族互补码C(K,M,N)作为用户签名码，每个用户对应一个签名码，每个用户的数据采用该用户所分配的签名互补码的M个子码分别进行扩频，扩频后的M个信号分别采用M个载波进行传输；

其中，K为该族互补码支持的正交互补码的数量，也对应于系统支持的最大用户数，M为任一互补码所包含的子码数，N为任一子码的码长，K、M、N均为正整数；

用户k的接收端的信号检测过程中的干扰消除方法包括下述步骤：

步骤一、用户k的接收端接收到发射端发射的M个载波上的M路信号，所述的M路信号分别经过载波解调后，通过互补码解扩及最小均方误差准则合并进行干扰估计，获得估计的干扰用户的数据集合 $\left\{{\hat{I}}^{\left(g\right)}\right|g\≠k,g=\mathrm{1,2},...,K\};$

其中，k表示第k个用户，k∈{1,2,…,K}；g表示第g个干扰用户，该用户对应的签名码为C^(g)∈C(K,M,N)，g≠k，g∈{1,2,…,K}；

步骤二、根据获得估计的干扰用户的数据集合恢复出干扰信号，并逐个对M个载波进行并行干扰消除，获得M个消除干扰后的信号r_pic,m；

其中，m表示第m个载波，m∈{1,2,…,M}；

步骤三、对M个消除干扰后的信号r_pic,m进行互补码解扩及合并，获得一路信号；并将该路信号进行判决，获得用户k原始发送数据的估计值。

步骤一所述的获得估计的干扰用户的数据集合的具体过程为：

当估计干扰用户g对用户k干扰时，采用干扰用户g的签名码C^(g)∈C(K,M,N)对应的匹配滤波器组分别对M个载波解调后的信号进行滤波，滤波后的信号为：

$\begin{array}{c}{y}_m^{\left(g\right)}\left(j\right)={\∫}_0^{T_b}{r}_m(t+{\mathrm{jT}}_b)C_m^{\left(g\right)}\left(t\right)\mathrm{dt}\\ =h_m^{\left(k\right)}\sqrt{p}\underset{i=2}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{b}^{\left(i\right)}\left(j\right){\widetilde{\mathrm{\ρ}}}_{i,g,0}^{\left(m\right)}+v_m\end{array}---\left(1\right)$

其中，m∈{1,2,…,M,}，r_m(t)表示第m个载波f_m上接收到的信号经过载波解调和低通滤波后的信号，t表示时间；为用户g的签名码C^(g)的第m个子码 $c_m^{\left(g\right)}=[c_{m,1}^{\left(g\right)},c_{m,2}^{\left(g\right)},...,c_{m,N}^{\left(g\right)}]$ 对应的码片波形，即 $C_m^{\left(g\right)}\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,n}^{\left(g\right)}q(t-{\mathrm{nT}}_c+T_c),$ q(t)为码片波形成形函数的冲击响应，T_c为码片间隔；为由基站到用户k的接收机载波m经历的信道系数；v_m为白噪声采样；p=E_b/(MNT_c)为数据的发送功率，E_b为比特能量，T_b为比特间隔；b⁽ⁱ⁾(j)表示第i个用户的j个数据比特；表示用户i和用户g的签名码的第m个子码位移为0的非周期相关函数；

将滤波后的信号采用最小均方误差合并准则进行合并获得干扰用户g的估计数据

${\hat{I}}^{\left(g\right)}\left(j\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left[h_m^{\left(k\right)}\right]}^{*}}{{\left|h_m^{\left(k\right)}\right|}^2+\frac{{\mathrm{MN}}_0}{N_u{E}_b}}{y}_m^{\left(g\right)}\left(j\right)---\left(2\right)$

其中，g≠k,g=1,2,...,K，N_u表示活动的用户数；N₀表示加性高斯白噪声的功率谱密度，表示信道系数的幅值，表示信道系数的复共轭。

步骤二所述的根据获得估计的干扰用户的数据集合恢复出干扰信号，并逐个对M个载波进行并行干扰消除，获得M个消除干扰后的信号r_pic,m的具体过程为：

根据估计的干扰用户的数据集合，采用公式：

$r_{\mathrm{pic},m}\left(t\right)=r_m\left(t\right)-h_m^{\left(k\right)}\sqrt{p}\underset{g=1,g\≠k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=0}{\overset{B-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{I}}^{\left(g\right)}\left(j\right)C_m^{\left(g\right)}(t-{\mathrm{jT}}_b)---\left(\text{3}\right)$

获得第m个载波消除干扰后的信号r_pic,m；

其中，B表示数据块的长度。

步骤三所述的对M个消除干扰后的信号r_pic,m进行互补码解扩及合并的具体过程为：

将获得的M个消除干扰后的信号分别经过用户k的签名码C^(k)∈C(K,M,N)对应的滤波器组，根据最小均方误差合并准则，合并滤波器组输出的M组信号：

${\hat{b}}^{\left(k\right)}\left(j\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_m{\∫}_0^{T_b}{r}_{\mathrm{pic},,m}(t+{\mathrm{jT}}_b)C_m^{\left(k\right)}\left(t\right)---\left(4\right)$

其中，β_m为最小均方误差合并准则下第m路信号对应的合并系数。

本发明针对多载波互补码系统提出信号干扰消除方法，该方法为一种基于最小均方误差合并（minimum mean square error combining，MMSEC）准则下逐载波并行干扰消除方法。达到了频率选择性衰落信道中的多载波互补码CDMA系统中多用户干扰的抑制，进而获得更高的误码率性能的目的，当系统存在8个用户时，独立频选衰落信道下，本发明多载波互补码CDMA系统比传统正交恢复合并下的多载波互补码CDMA系统在达到10^-2的误码率时，信噪比降低了约9dB。

附图说明

图1为多载波互补码CDMA系统的接收端信号干扰消除方法的流程图；

图2为多载波互补码CDMA系统实现框图，图中LPF表示低通滤波器；

图3为干扰消除的原理框图；

图4为图3中匹配滤波器组的放大原理图；

图5为本发明的互补码CDMA系统与传统正交恢复合并下互补码CDMA系统误码率的对比曲线图，横坐标的E_b表示比特能量，N₀表示加性高斯白噪声的功率谱密度；图中表示单用户的传统互补码CDMA系统的误码率；表示8个用户的传统互补码CDMA系统的误码率；表示单用户下本发明多载波互补码CDMA系统的误码率；表示8个用户下本发明多载波互补码CDMA系统的误码率；表示分集增益8的理论误码率曲线。

具体实施方式

具体实施方式一、结合图1具体说明本实施方式，本实施方式所述的多载波互补码CDMA系统的接收端信号干扰消除方法，在多载波互补码CDMA系统中，发送端采用一族互补码C(K,M,N)作为用户签名码，每个用户对应一个签名码，每个用户的数据采用该用户所分配的签名互补码的M个子码分别进行扩频，扩频后的M个信号分别采用M个载波进行传输；

其中，K为该族互补码支持的正交互补码的数量，也对应于系统支持的最大用户数，M为任一互补码所包含的子码数，N为任一子码的码长，K、M、N均为正整数；

其特征在于：用户k的接收端的信号检测过程中的干扰消除方法包括下述步骤：

步骤一、用户k的接收端接收到发射端发射的M个载波上的M路信号，所述的M路信号分别经过载波解调后，通过互补码解扩及最小均方误差准则合并进行干扰估计，获得估计的干扰用户的数据集合 $\left\{{\hat{I}}^{\left(g\right)}\right|g\≠k,g=\mathrm{1,2},...,K\};$

其中，k表示第k个用户，k∈{1,2,…,K}；g表示第g个干扰用户，该用户对应的签名码为C^(g)∈C(K,M,N)，g≠k，g∈{1,2,…,K}；

步骤二、根据获得估计的干扰用户的数据集合恢复出干扰信号，并逐个对M个载波进行并行干扰消除，获得M个消除干扰后的信号r_pic,m；

其中，m表示第m个载波，m∈{1,2,…,M}；

步骤三、对M个消除干扰后的信号r_pic,m进行互补码解扩及合并，获得一路信号；并将该路信号进行判决，获得用户k原始发送数据的估计值。

在多载波互补码CDMA系统中发送端将k个用户的数据分别分配给该用户所对应的签名码的M个子码进行扩频，并将扩频后的数据分别采用M个载波发送至接收端；

接收端将接收到的M个载波分别作载波解调，得到r_m，将r_m进行信号干扰消除处理实现对有用信号b^(k)的检测，

其中，m∈{1,2,…,M}。

多载波互补码CDMA系统如图2所示，分配给用户k的签名码写作C^(k)∈C(K,M,N)，k∈{1,2,…,K}，为一个互补码，即该签名码包含M个子码，写作 为其第m个子码，m∈{1,2,…,M}，其元素n∈{1,2,…,N}。该族互补码具有如下理想相关特性：

其中，k,g∈{1,2,…,K},0≤δ<N为本地相关器与接收到的信号间的相对码片位移，由异步通信或多径衰落引起。表示用户k和用户g第m个子码位移为0≤δ<N的非周期相关函数。

设b^(k)(i)为用户k发送的双极性初始数据，有b^(k)(i)∈{1,-1}，i∈{0,1,…,B-1}，B为数据块的长度。该数据分别被用户k的签名码的M个子码扩频，如（6）所示。

$s_m^{\left(k\right)}\left(t\right)=\sqrt{p}\underset{i=0}{\overset{B-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}^{\left(k\right)}\left(i\right)C_m^{\left(k\right)}(t-{\mathrm{iT}}_b),---\left(6\right)$

其中，p=E_b/(MNT_c)为数据的发送功率，E_b为比特能量，T_c为码片间隔，T_b=NT_c为比特间隔。为第m个子码的码片波形，如式（7）所示。

$C_m^{\left(k\right)}\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{m,n}^{\left(k\right)}q(t-{\mathrm{nT}}_c+T_c),---\left(7\right)$

其中，q(t)为码片波形成形函数的冲击响应，如式（8）所示。

$q\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{\sqrt{T_c}}& 0\&le;t<T_c\\ 0,& \mathrm{elsewhere}\end{array}.---\left(8\right)\right.$

随后，M个扩频后的信号将分别被调制到M个载波f₁,f₂,…,f_M上，如图2所示。考虑CDMA下行通信系统，假设这M个子带是连续的或者是占用一段离散的频谱。假设由多径衰落引起的信道的时延扩展大于该系统的整个带宽，因此整个系统带宽呈现频率选择性衰落。对于多载波互补码CDMA系统，我们可以通过选择合适的M值，保证每个子带内呈现平坦的衰落。因此，假定信道的相干带宽大于每个子带的带宽，即每个子带内的信道是平坦的。假定系统中存在K个用户，在B个比特的传输时间内，信道参数保持恒定，则在用户k的接收机端，第m个载波f_m上经过载波解调、低通滤波（LPF）后的信号表示为：

$r_m\left(t\right)=h_m^{\left(k\right)}\underset{g=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{s}_m^{\left(g\right)}\left(t\right)+n_m\left(t\right),---\left(9\right)$

其中，为由基站到用户k的接收机载波m经历的信道系数。n_m(t)为载波f_m对应的零均值、方差为的高斯白噪声。其中，N₀为加性高斯白噪声（AdditiveWhite Complex Gaussian Noise，AWGN）的功率谱密度。

具体实施方式二、本实施方式与具体实施方式一所述的多载波互补码CDMA系统的接收端信号干扰消除方法的区别在于，步骤一所述的获得估计的干扰用户的数据集合 $\left\{{\hat{I}}^{\left(g\right)}\right|g\&NotEqual;k,g=\mathrm{1,2},...,K\}$ 的具体过程为：

当估计干扰用户g对用户k干扰时，采用干扰用户g的签名码C^(g)∈C(K,M,N)对应的匹配滤波器组分别对M个载波解调后的信号进行滤波，滤波后的信号为：

$\begin{array}{c}{y}_m^{\left(g\right)}\left(j\right)={\&Integral;}_0^{T_b}{r}_m(t+{\mathrm{jT}}_b)C_m^{\left(g\right)}\left(t\right)\mathrm{dt}\\ =h_m^{\left(k\right)}\sqrt{p}\underset{i=2}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}^{\left(i\right)}\left(j\right){\widetilde{\mathrm{\&rho;}}}_{i,g,0}^{\left(m\right)}+v_m\end{array}---\left(1\right)$

其中，m∈{1,2,…,M,}，r_m(t)表示第m个载波f_m上接收到的信号经过载波解调和低通滤波后的信号，t表示时间；为用户g的签名码C^(g)的第m个子码 $c_m^{\left(g\right)}=[c_{m,1}^{\left(g\right)},c_{m,2}^{\left(g\right)},...,c_{m,N}^{\left(g\right)}]$ 对应的码片波形，即 $C_m^{\left(g\right)}\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{m,n}^{\left(g\right)}q(t-{\mathrm{nT}}_c+T_c),$ q(t)为码片波形成形函数的冲击响应，T_c为码片间隔；为由基站到用户k的接收机载波m经历的信道系数；v_m为白噪声采样；p=E_b/(MNT_c)为数据的发送功率，E_b为比特能量，T_b为比特间隔；b⁽ⁱ⁾(j)表示第i个用户的j个数据比特；表示用户i和用户g的签名码的第m个子码位移为0的非周期相关函数；

将滤波后的信号采用最小均方误差合并准则进行合并获得干扰用户g的估计数据

${\hat{I}}^{\left(g\right)}\left(j\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{{\left[h_m^{\left(k\right)}\right]}^{*}}{{\left|h_m^{\left(k\right)}\right|}^2+\frac{{\mathrm{MN}}_0}{N_u{E}_b}}{y}_m^{\left(g\right)}\left(j\right)---\left(2\right)$

其中，g≠k,g=1,2,...,K，Nu表示活动的用户数；N₀表示加性高斯白噪声的功率谱密度，表示信道系数的幅值，表示信道系数的复共轭。

本实施方式以检测用户k的信号为例，基于最小均方误差合并（minimum mean squareerror combining，MMSEC）准则下逐载波并行干扰消除模块如图3和图4所示。利用各载波解调后信号分别进入干扰用户g,g≠k对应于其签名码C^(g)的滤波组，如图3和图4所示。假定理想的载波、码、比特同步，用户g的第m个载波对应的匹配滤波过程如式（1）所示。

与传统的CDMA系统不同的是，互补码系统必须将M个子码解扩后的信号等增益的叠加起来，实现互不相关后，才能进行判决。以往的互补码CDMA系统均采用等增益（EqualGain Combining，EGC）的合并方式，因为其假定M个载波将经历相同的信道衰落。然而，在上述假定的频率选择性衰落下，EGC无法恢复互补码的正交性，系统的抗干扰特性也将损失。因此本发明采用MMSEC合并准则估计干扰信号，在该合并准则下，估计的干扰数据如式（2）所示。

具体实施方式三、本实施方式与具体实施方式一或二所述的多载波互补码CDMA系统的接收端信号干扰消除方法的区别在于，步骤二所述的根据获得估计的干扰用户的数据集合恢复出干扰信号，并逐个对M个载波进行并行干扰消除，获得M个消除干扰后的信号r_pic,m的具体过程为：

根据估计的干扰用户的数据集合采用公式：

$r_{\mathrm{pic},m}\left(t\right)=r_m\left(t\right)-h_m^{\left(k\right)}\sqrt{p}\underset{g=1,g\&NotEqual;k}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{j=0}{\overset{B-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{I}}^{\left(g\right)}\left(j\right)C_m^{\left(g\right)}(t-{\mathrm{jT}}_b)---\left(\text{3}\right)$

获得第m个载波消除干扰后的信号r_pic,m；

其中，B表示数据块的长度。

具体实施方式四、本实施方式与具体实施方式三所述的多载波互补码CDMA系统的接收端信号干扰消除方法的区别在于，步骤三所述的对M个消除干扰后的信号r_pic,m进行互补码解扩及合并的具体过程为：

将获得的M个消除干扰后的信号分别经过用户k的签名码C^(k)∈C(K,M,N)对应的滤波器组，根据最小均方误差合并准则，合并滤波器组输出的M组信号：

${\hat{b}}^{\left(k\right)}\left(j\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&beta;}}_m{\&Integral;}_0^{T_b}{r}_{\mathrm{pic},,m}(t+{\mathrm{jT}}_b)C_m^{\left(k\right)}\left(t\right)---\left(4\right)$

其中，β_m为最小均方误差合并准则下第m路信号对应的合并系数，有，

${\mathrm{\&beta;}}_m=\frac{{\left[h_m^{\left(k\right)}\right]}^{*}}{{\left|h_m^{\left(k\right)}\right|}^2+\frac{{\mathrm{MN}}_0}{N_u{E}_b}}.---\left(10\right)$

采用本发明抗干扰技术的多载波互补码CDMA系统与传统的采用正交恢复合并（Orthogonal Restoring Combining，ORC）的多载波互补码CDMA系统的误码率对比如图5所示。仿真采用超级互补码C(8,8,8)作为系统的签名码及未编码的BPSK调制。仿真信道条件为各子带内平坦、整个带宽频率选择性衰落的信道，并假定各子带经历相互独立同分布的Rayleigh平坦衰落。由图5可见，传统的多载波互补码系统仅考虑恢复互补码的正交性，以达到完全消除多用户干扰的目的。因此，在单用户和多用户条件下，系统的误码率性能相同，即完全没有多用户干扰。而本发明的系统同时考虑到了多用户干扰的消除及频率分集增益的获得。因此，在单用户的情况下，系统性能接近分集增益为8的Rayleigh平坦信道的理论误码率。而在多用户情况下，系统的误码率性能依然优于传统系统。

Claims (1)

1.多载波互补码CDMA系统的接收端信号干扰消除方法，在多载波互补码CDMA系统中，发送端采用一族互补码C(K,M,N)作为用户签名码，每个用户对应一个签名码，每个用户的数据采用该用户所分配的签名互补码的M个子码分别进行扩频，扩频后的M个信号分别采用M个载波进行传输；

其中，K为该族互补码支持的正交互补码的数量，也对应于系统支持的最大用户数，M为任一互补码所包含的子码数，N为任一子码的码长，K、M、N均为正整数；

其特征在于：用户k的接收端的信号检测过程中的干扰消除方法包括下述步骤：

步骤一、用户k的接收端接收到发射端发射的M个载波上的M路信号，所述的M路信号分别经过载波解调后，通过互补码解扩及最小均方误差准则合并进行干扰估计，获得估计的干扰用户的数据集合

其中，k表示第k个用户，k∈{1,2,…,K}；g表示第g个干扰用户，该用户对应的签名码为C^(g)∈C(K,M,N)，g≠k，g∈{1,2,…,K}；

所述的获得估计的干扰用户的数据集合的具体过程为：

当估计干扰用户g对用户k干扰时，采用干扰用户g的签名码C^(g)∈C(K,M,N)对应的匹配滤波器组分别对M个载波解调后的信号进行滤波，滤波后的信号为：

$\begin{array}{c}{y}_m^{\left(g\right)}\left(j\right)={\&Integral;}_0^{T_b}{r}_m(t+j{T}_b)C_m^{\left(g\right)}\left(t\right)\mathrm{dt}\\ =h_m^{\left(k\right)}\sqrt{p}\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}^{\left(i\right)}\left(j\right){\widetilde{\mathrm{\&rho;}}}_{i,g,0}^{\left(m\right)}+v_m\end{array}---\left(1\right)$

其中，m∈{1,2,…,M,}，r_m(t)表示第m个载波f_m上接收到的信号经过载波解调和低通滤波后的信号，t表示时间；为用户g的签名码C^(g)的第m个子码 $c_m^{\left(g\right)}=[c_{m,1}^{\left(g\right)},c_{m,2}^{\left(g\right)},...,c_{m,N}^{\left(g\right)}]$ 对应的码片波形，即 $C_m^{\left(g\right)}\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{m,n}^{\left(g\right)}q(t-n{T}_c+T_c),$ q(t)为码片波形成形函数的冲击响应，T_c为码片间隔；为由基站到用户k的接收机载波m经历的信道系数；v_m为白噪声采样；p＝E_b/(MNT_c)为数据的发送功率，E_b为比特能量，T_b为比特间隔；b⁽ⁱ⁾(j)表示第i个用户的j个数据比特；表示用户i和用户g的签名码的第m个子码位移为0的非周期相关函数；

将滤波后的信号采用最小均方误差合并准则进行合并获得干扰用户g的估计数据

${\hat{I}}^{\left(g\right)}\left(j\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{{\left[h_m^k\right]}^{*}}{{\left|h_m^{\left(k\right)}\right|}^2+\frac{M{N}_0}{N_u{E}_b}}{y}_m^{\left(g\right)}\left(j\right)---\left(2\right)$

其中，g≠k,g＝1,2,...,K，N_u表示活动的用户数；N₀表示加性高斯白噪声的功率谱密度，表示信道系数的幅值，表示信道系数的复共轭；

步骤二、根据获得估计的干扰用户的数据集合恢复出干扰信号，并逐个对M个载波进行并行干扰消除，获得M个消除干扰后的信号r_pic,m；

其中，m表示第m个载波，m∈{1,2,…,M}；

所述的根据获得估计的干扰用户的数据集合恢复出干扰信号，并逐个对M个载波进行并行干扰消除，获得M个消除干扰后的信号r_pic,m的具体过程为：

根据估计的干扰用户的数据集合采用公式：

$r_{\mathrm{pic},m}\left(t\right)=r_m\left(t\right)-h_m^{\left(k\right)}\sqrt{p}\underset{g=1,g\&NotEqual;k}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{j=0}{\overset{B-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{I}}^{\left(g\right)}\left(j\right)C_m^{\left(g\right)}(t-j{T}_b)---\left(3\right)$

获得第m个载波消除干扰后的信号r_pic,m；

其中，B表示数据块的长度；

步骤三、对M个消除干扰后的信号r_pic,m进行互补码解扩及合并，获得一路信号；并将该路信号进行判决，获得用户k原始发送数据的估计值；

所述的对M个消除干扰后的信号r_pic,m进行互补码解扩及合并的具体过程为：

将获得的M个消除干扰后的信号分别经过用户k的签名码C^(k)∈C(K,M,N)对应的滤波器组，根据最小均方误差合并准则，合并滤波器组输出的M组信号：

${\hat{b}}^{\left(k\right)}\left(j\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&beta;}}_m{\&Integral;}_0^{T_b}{r}_{\mathrm{pic},m}(t+j{T}_b)C_m^{\left(k\right)}\left(t\right)---\left(4\right)$

其中，β_m为最小均方误差合并准则下第m路信号对应的合并系数。