CN102833208B - 增强型区块混合码分多址接入方法 - Google Patents

Abstract

增强型区块混合码分多址接入方法，涉及一种多址接入方法，它是为了克服OFDM系统中利用CP抑制多径干扰的缺点。下行链路：发射端：将用户的数据采用哈达玛序列进行扩频，然后调制输出。接收端：接收到的信号解调后再进行与发射端反变换的处理后判决输出。上行链路：发射端：用户的数据采用哈达玛序列进行扩频，然后调制输出。接收端：基站将接收到的信号解调后再进行与发射端反变换的处理后判决输出。本发明提出一种新的多址接入系统模型，克服了OFDM系统中利用CP抑制多径干扰的缺点，大幅度提高频带利用率的同时能够抑制多径干扰。本发明适用于进行无线通信。

Description

增强型区块混合码分多址接入方法

技术领域

本发明涉及一种多址接入方法。

背景技术

在正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)系统中，若要克服多径干扰，需要在所传输的符号中加入循环前缀(Cyclic Prefix,CP)，而且CP的长度也有严格的限制，如果CP的长度小于最大时延，就会造成非常严重的码间干扰(Inter-SymbolInterference,ISI)和载波间干扰(Inter-Carrier Interference,ICI)。由于CP的加入，会使频带利用率降低。

发明内容

本发明是为了克服OFDM系统中利用CP抑制多径干扰的缺点，从而提供一种增强型区块混合码分多址接入方法。

增强型区块混合码分多址接入方法，它是基于OFDM系统实现的，

该系统的下行链路中发射端的信号发射方法：

当发送用户的第i个符号时，均进行以下操作：

步骤A1、将第i个符号采用哈达玛序列进行扩频，并将扩频后的数据进行串/并转换，获得M路并行数据；

步骤A2、将步骤A1中获得的M路并行数据分别与M路子载波相乘，获得M路处理后的数据；所述M路子载波是M路码序列经FFT输出的离散数据；

步骤A3、将步骤A2中每个用户获得的M路处理后的数据进行并/串转换，获得一路串行数据；

步骤A4、将步骤A3获得的一路串行数据分别进行数/模转换，获得转换后的一路模拟信号；

步骤A5、将步骤A4获得的一路模拟信号分别进行载波调制，获得调制后的一路调制信号；

步骤A6、将步骤A5获得的一路调制信号分别进行带通滤波，获得一路带通滤波后的信号；

步骤A7、将步骤A6获得的一路带通滤波后的信号发射至信道；

该系统的下行链路中接收端的信号接收方法：

步骤B1、采用接收天线接收下行链路发射端发出的调制信号，并将所述信号进行带通滤波，获得一路带通滤波后的信号；

步骤B2、将步骤B1获得的一路带通滤波后的信号进行解调，获得一路解调后的信号；

步骤B3、将步骤B2获得一路解调后的信号进行低通滤波，获得一路低通滤波后的信号；

步骤B4、将步骤B3获得的一路低通滤波后的信号进行模/数转换，获得一路数字数据；

步骤B5、将步骤B4获得的一路数字数据进行串/并转换，获得M路并行的数据；

步骤B6、将步骤B5获得的M路并行的数据与M路子载波相乘，获得M路处理后的数据；所述M路子载波是M路码序列经IFFT输出的离散数据；

步骤B7、将步骤B6获得的M路处理后的数据进行低通滤波，获得M路低通滤波后的数据；

步骤B8、将步骤B7获得的M路低通滤波后的数据进行并/串转换，获得一路串行数据；

步骤B9、将步骤B8获得的一路串行数据采用哈达玛序列进行解扩，并将解扩后的符号通过相关器，获得判决量，根据获得的判决量进行判决，并输出；

步骤A2中M路码序列与步骤B6中的M路码序列相同；每个扩频码对应多个码序列；

该系统的上行链路中发射端的信号发射方法：

当发送用户的第i个符号时，均进行以下操作：

步骤C1、将第i个符号采用哈达玛序列进行扩频，并将扩频后的数据进行串/并转换，获得M路并行数据；

步骤C2、将步骤C1获得的M路并行的数据分别与M路子载波相乘，获得M路处理后的数据；所述M路子载波是M路码序列经FFT输出的离散数据；

步骤C3、将步骤C2获得的M路处理后的数据分别进行并/串转换，获得一路串行信号；

步骤C4、将步骤C3获得的一路串行信号进行数/模转换，获得一路模拟信号；

步骤C5、将步骤C4获得的一路模拟信号进行载波调制，获得一路调制信号；

步骤C6、将步骤C5获得的一路调制信号进行带通滤波，获得一路带通滤波后的信号，并发射至信道；

该系统的上行链路的信号接收方法：

步骤D1、采用接收天线接收上行链路发射端发射的调制信号，并将所述调制信号进行带通滤波，获得带通滤波后的信号；

步骤D2、将步骤D1获得的带通滤波后的信号进行解调，获得一路解调后的信号；

步骤D3、将步骤D2获得一路解调后的信号进行低通滤波，获得一路低通滤波后的信号；

步骤D4、将步骤D3获得的一路低通滤波后的信号进行模/数转换，获得一路数字数据；

步骤D5、将步骤D4获得的一路数字数据进行串/并转换，获得M路并行的数据；

步骤D6、将步骤D5获得的M路并行的数据与M路子载波相乘，获得M路处理后的数据；所述M路子载波是M路码序列经IFFT输出的离散数据；

步骤D7、将步骤D6获得的M路处理后的数据进行低通滤波，获得M路低通滤波后的数据；

步骤D8、将步骤D7获得的M路低通滤波后的数据进行并/串转换，获得一路串行数据；

步骤D9、将步骤D8获得的一路串行数据采用哈达玛序列进行解扩，并将解扩后的符号通过相关器，获得判决量，根据获得的判决量进行判决，并输出；

步骤C2中M路码序列与步骤D6中的M路码序列相同；每个扩频码对应多个码序列；

M均为正整数。

步骤A3中每个用户获得的一路串行信号能够分为实部和虚部分别进行数/模转换、载波调制和带通滤波，然后相加在一起成为一路带通滤波后的信号。

本发明优点：本发明提出一种新的多址接入系统的数据传输方式，克服了OFDM系统中利用CP抑制多径干扰的缺点，大幅度提高频带利用率的同时能够抑制多径干扰；具有较强的抗多址干扰(Multiple Access Interference,MAI)的能力；在相同的信噪比下，误码率较低，可靠性高。

附图说明

图1是下行链路的原理示意图；图2是本发明的下行链路中发射端的信号处理流程示意图；图3是本发明的下行链路中接收端的信号处理流程示意图；图4是上行链路原理示意图；图5是本发明的上行链路中发射端的信号处理流程示意图；图6是本发明的上行链路中接收端的信号处理流程示意图；图7是具体实施方式一中的系统误码率仿真示意图；图8是本发明采用实部和虚部分别处理信号的发射端的信号处理流程示意图；图9是采用实部和虚部分别处理信号方式对应的接收端的信号处理流程示意图；图10是下行链路中接收端的FFT模块简化形式的原理示意图。

具体实施方式

具体实施方式一、结合图1至图10说明本具体实施方式，增强型区块混合码分多址接入方法，增强型区块混合码分多址方法，它是基于OFDM系统实现的，

该系统的下行链路中发射端的信号发射方法：

当发送用户的第i个符号时，均进行以下操作：

步骤A1、将第i个符号采用哈达玛序列进行扩频，并将扩频后的数据进行串/并转换，获得M路并行数据；

步骤A2、将步骤A1中获得的M路并行数据分别与M路子载波相乘，获得M路处理后的数据；所述M路子载波是M路码序列经FFT输出的离散数据；

步骤A3、将步骤A2中每个用户获得的M路处理后的数据进行并/串转换，获得一路串行数据；

步骤A4、将步骤A3获得的一路串行数据分别进行数/模转换，获得转换后的一路模拟信号；

步骤A5、将步骤A4获得的一路模拟信号分别进行载波调制，获得调制后的一路调制信号；

步骤A6、将步骤A5获得的一路调制信号分别进行带通滤波，获得一路带通滤波后的信号；

步骤A7、将步骤A6获得的一路带通滤波后的信号发射至信道；

该系统的下行链路中接收端的信号接收方法：

步骤B1、采用接收天线接收下行链路发射端发出的调制信号，并将所述信号进行带通滤波，获得一路带通滤波后的信号；

步骤B2、将步骤B1获得的一路带通滤波后的信号进行解调，获得一路解调后的信号；

步骤B3、将步骤B2获得一路解调后的信号进行低通滤波，获得一路低通滤波后的信号；

步骤B4、将步骤B3获得的一路低通滤波后的信号进行模/数转换，获得一路数字数据；

步骤B5、将步骤B4获得的一路数字数据进行串/并转换，获得M路并行的数据；

步骤B6、将步骤B5获得的M路并行的数据与M路子载波相乘，获得M路处理后的数据；所述M路子载波是M路码序列经IFFT输出的离散数据；

步骤B7、将步骤B6获得的M路处理后的数据进行低通滤波，获得M路低通滤波后的数据；

步骤B8、将步骤B7获得的M路低通滤波后的数据进行并/串转换，获得一路串行数据；

步骤B9、将步骤B8获得的一路串行数据采用哈达玛序列进行解扩，并将解扩后的符号通过相关器，获得判决量，根据获得的判决量进行判决，并输出；

步骤A2中M路码序列与步骤B6中的M路码序列相同；每个扩频码对应多个码序列；

该系统的上行链路中发射端的信号发射方法：

当发送用户的第i个符号时，均进行以下操作：

步骤C1、将第i个符号采用哈达玛序列进行扩频，并将扩频后的数据进行串/并转换，获得M路并行数据；

步骤C2、将步骤C1获得的M路并行的数据分别与M路子载波相乘，获得M路处理后的数据；所述M路子载波是M路码序列经FFT输出的离散数据；

步骤C3、将步骤C2获得的M路处理后的数据分别进行并/串转换，获得一路串行信号；

步骤C4、将步骤C3获得的一路串行信号进行数/模转换，获得一路模拟信号；

步骤C5、将步骤C4获得的一路模拟信号进行载波调制，获得一路调制信号；

步骤C6、将步骤C5获得的一路调制信号进行带通滤波，获得一路带通滤波后的信号，并发射至信道；

该系统的上行链路的信号接收方法：

步骤D1、采用接收天线接收上行链路发射端发射的调制信号，并将所述调制信号进行带通滤波，获得带通滤波后的信号；

步骤D2、将步骤D1获得的带通滤波后的信号进行解调，获得一路解调后的信号；

步骤D3、将步骤D2获得一路解调后的信号进行低通滤波，获得一路低通滤波后的信号；

步骤D4、将步骤D3获得的一路低通滤波后的信号进行模/数转换，获得一路数字数据；

步骤D5、将步骤D4获得的一路数字数据进行串/并转换，获得M路并行的数据；

步骤D6、将步骤D5获得的M路并行的数据与M路子载波相乘，获得M路处理后的数据；所述M路子载波是M路码序列经IFFT输出的离散数据；

步骤D7、将步骤D6获得的M路处理后的数据进行低通滤波，获得M路低通滤波后的数据；

步骤D8、将步骤D7获得的M路低通滤波后的数据进行并/串转换，获得一路串行数据；

步骤D9、将步骤D8获得的一路串行数据采用哈达玛序列进行解扩，并将解扩后的符号通过相关器，获得判决量，根据获得的判决量进行判决，并输出；

步骤C2中M路码序列与步骤D6中的M路码序列相同；每个扩频码对应多个码序列；

M均为正整数。

原理：本发明的区块混合多址接入(Block Scrambling Multiple Access,BSMA)系统提出一种新的多址接入系统模型。

其下行链路的示意图如图1所示，图中BS代表基站，User1~User K代表K个用户终端，如手机。在下行链路中，BS作为发送端，用T_x表示。User作为接收端，用R_x表示。

发射端：当发射端发送第i个符号时，其信号处理过程如图2所示，

在图2中，为哈达玛序列，k_a是的序列号，k_a=1,2,…,K_a,K_a和FFT的长度M是相等的。是码序列，k_b是码序列的序列号，k_b=1,2,…K_b，K_b受到码序列间隔α的影响，K_b＝M/α。k_a和k_b组成一个二维向量(k_a,k_b)，(k_a,k_b)是用户的序列号。换而言之，用户(k_a,k_b)所对应的哈达玛序列为用户(k_a,k_b)所对应的码序列为当k_a和k_b取不同值的时候代表不同的用户，例如，(1,1)、(1,2)、(2,1)和(2,2)代表四个不同的用户，所以总共可以支持K_a×K_b个用户。是用户(k_a,k_b)的第i个比特的数据，然后将其与相乘，便可得到经串并转换后，信号变为 是指用户(k_a,k_b)中的第i个比特的第m个码片。每个码片流都会乘以它的载波 是码序列快速傅里叶变换的结果。经过并/串转换和数/模转换后，得到 是用户(k_a,k_b)第i个比特的数据流，与载波A_c cos(2πf_ct)相乘，经低通滤波后，就可以得到所要传输的信号在这里，FFT输出的第一个数据没有用到。

码序列的说明：为了克服多径干扰，需要引入码序列。用户不同，码序列也不相同。记用户(k_a,k_b)的码序列为k_b=1,2,…,K_b；记码序列之间的保护间隔为α，要求α大于最大时延拓展。需要指明的一点是，α加在了码序列之间，而不是用户的数据之间，从而没有降低数据的有效传输速率，这一点是与OFDM系统中的保护间隔是不同的。下面，以为研究对象进行说明。码序列定义为：

${\stackrel{\→}{x}}^{\left(1\right)}={\left\{x_n^{\left(1\right)}\right\}}_{n=0}^M=\{x_0^{\left(1\right)},x_1^{\left(1\right)},x_2^{\left(1\right)},\·\·\·,x_M^{\left(1\right)}\}={[\mathrm{0,1,0},\·\·\·,0]}_{(M+1)\×1}$

那么与用户(k_a,k_b)相邻的用户(k_a,k_b+1)的码序列为如下式所示：

对用户的码序列进行FFT处理，结果如下所示：

$X_m^{\left(k_b\right)}=\underset{n=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n^{\left(k_b\right)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{mn}},m=\mathrm{0,1},...M---\left(3\right)$

FFT输出的结果为

${\left\{X_m^{\left(k_b\right)}\right\}}_{m=0}^M=\{X_0^{\left(k_b\right)},X_1^{\left(k_b\right)},X_2^{\left(k_b\right)},\·\·\·,X_M^{\left(k_b\right)}\}---\left(4\right)$

哈达玛序列的说明：在本系统中，采用哈达玛序列作为扩频码，k_a=1,2,…K_a，哈达玛序列主要用于克服多址干扰，并对其作如下定义：

$C^{\left(k_a\right)}={\left\{c_m^{\left(k_a\right)}\right\}}_{m=1}^M---\left(5\right)$

记码片时间为T_c，那么就可以定义为

$c_m^{\left(k_a\right)}\left(t\right)=c_m^{\left(k_a\right)}p{T}_c(m-T_c)---\left(6\right)$

其中，

根据式(5)-(8)，扩频码就可以定义为

$C^{\left(k_a\right)}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{c}_m^{\left(k_a\right)}p{T}_c(t-m{T}_c)---\left(8\right)$

接收端的系统模型：EBS-CDMA系统接收端的系统架构如图3所示。在图3中，为哈达玛序列，q_a是的序列号，q_a=1,2,…K_a。是码序列，q_b是码序列的序列号，q_b=1,2,…K_b。q_a和q_b组成一个二维向量(q_a,q_b)，(q_a,q_b)是用户的序列号。换而言之，用户(q_a,q_b)所对应的哈达玛序列为用户(q_a,q_b)所对应的码序列为当q_a和q_b取不同值的时候代表不同的用户，例如，(1,1)、(1,2)、(2,1)和(2,2)代表四个不同的用户，所以总共可以支持K_a×K_b个用户。r(t)为用户(q_a,q_b)接受到的信号，经过带通滤波处理后，信号变为η(t)，然后再与相乘，经低通滤波后，就可以得到β(t)。然后对β(t)进行模数转换，得到β[n]。在串并转换之后，每一个码元流都会乘以子载波以实现解调。和是一组共轭变换对，而是码序列进行FFT之后的结果。将解调后的信号进行低通滤波，就可以得到经过并串转换后，得到的会和扩频码相乘，然后通过相关器，得到判决变量最后经过判决器后，就可以恢复出有用信号

其中：①FFT输出的第一个数据没有用到。②整个过程没有考虑同步问题，即对该系统的说明是在完全同步的条件下进行的。

码序列的说明：为了克服多径干扰，需要引入码序列。用户不同，码序列也不相同。记用户(q_a,q_b)的码序列为q_b=1,2,…K_b；记码序列之间的保护间隔为α，要求α大于最大时延拓展。需要指明的一点是，α加在了码序列之间，而不是用户的数据之间，从而没有降低数据的有效传输速率，这点是与OFDM系统中的保护间隔是不同的。下面，以为研究对象进行说明。码序列定义为

那么与用户(q_a,q_b)相邻的用户(q_a,q_b+1)的码序列为如下式所示：

对用户的码序列进行FFT处理，结果如下：

$X_m^{\left(q_b\right)}=\underset{n=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n^{\left(q_b\right)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{mn}},$ m=0,1,…M    (11)

FFT输出的结果为

${\left\{X_m^{\left(q_b\right)}\right\}}_{m=0}^M=\{X_0^{\left(q_b\right)},X_1^{\left(q_b\right)},X_2^{\left(q_b\right)},\·\·\·,X_M^{\left(q_b\right)}\}---\left(12\right)$

3.哈达玛序列的说明

在EBS-CDMA系统的接收端，采用哈达玛序列(t)作为扩频码，q_a=1,2,…K_a，哈达玛序列主要用于克服多址干扰，并对其作如下定义：

$C^{\left(q_b\right)}={\left\{c_m^{\left(q_b\right)}\right\}}_{m=1}^M---\left(13\right)$

记码片时间为T_c，那么就可以定义为

$c_m^{\left(q_b\right)}\left(t\right)=c_m^{\left(q_b\right)}p{T}_c(m-T_c)---\left(14\right)$

其中，

根据式(12)-(16)，扩频码就可以定义为

$C^{\left(q_b\right)}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{c}_m^{\left(q_b\right)}p{T}_c(t-m{T}_c)---\left(16\right)$

上行链路的示意图如图4所示：在图4中，BS代表基站，User1~UserK代表K个用户终端，如手机。在上行链路中，User作为发送端，用T_x表示；BS作为接收端，用R_x表示。

发送端：在上行链路中，对EBS-CDMA的发送端进行说明，当发射端发送第i个符号时，其系统架构如图5所示：

在图5中，为哈达玛序列，k_a是的序列号，k_a=1,2,…K_a,K_a和FFT的长度M是相等的。是码序列，k_b是码序列的序列号，k_b=1,2,…K_b，K_b受到码序列间隔α的影响，K_b＝M/α。k_a和k_b组成一个二维向量(k_a,k_b)，(k_a,k_b)是用户的序列号。换而言之，用户(k_a,k_b)所对应的哈达玛序列为用户(k_a,k_b)所对应的码序列为当k_a和k_b取不同值的时候代表不同的用户，例如，(1,1)、(1,2)、(2,1)和(2,2)代表四个不同的用户，所以总共可以支持K_a×K_b个用户。是用户(k_a,k_b)的第i个比特的数据，然后将其与相乘，便可得到其中，为哈达玛序列，该代码的作用是把用户区分开来。经串并转换后，信号变为 是指用户(k_a,k_b)中的第i个比特的第m个码片。每个码片流都会乘以它的载波 是码序列快速傅里叶变换的结果。经过并串转换和数模转换后，得到 是第i个比特的数据流，与A_c cos(2πf_ct)相乘，经低通滤波后，就可以得到所要传输的信号在这里，FFT输出的第一个数据没有用到。

码序列的说明：为了克服多径干扰，需要引入码序列。用户不同，码序列也不相同。记用户(k_a,k_b)的码序列为k_b=1,2,…K_b；记码序列之间的保护间隔为α，要求α大于最大时延拓展。需要指明的一点是，α加在了码序列之间，而不是用户的数据之间，从而没有降低数据的有效传输速率，这一点是与OFDM系统中的保护间隔是不同的。下面，以为研究对象进行说明。码序列定义为

${\stackrel{\→}{x}}^{\left(1\right)}={\left\{x_n^{\left(1\right)}\right\}}_{n=0}^M=\{x_0^{\left(1\right)},x_1^{\left(1\right)},x_2^{\left(1\right)},\·\·\·,x_M^{\left(1\right)}\}={[\mathrm{0,1,0},\·\·\·,0]}_{(M+1)\×1}$

那么与用户k_b相邻的用户k_b+1的码序列为如下式所示：

对用户的码序列进行FFT处理，结果如下：

$X_m^{\left(k_b\right)}=\underset{n=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n^{\left(k_b\right)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{mn}},$ m=0,1,…M    (19)

FFT输出的结果为

${\left\{X_m^{\left(k_b\right)}\right\}}_{m=0}^M=\{X_0^{\left(k_b\right)},X_1^{\left(k_b\right)},X_2^{\left(k_b\right)},\·\·\·,X_M^{\left(k_b\right)}\}---\left(20\right)$

3.哈达玛序列的说明

在本系统中，采用哈达玛序列作为扩频码，k_a=1,2,…K_a，哈达玛序列主要用于克服多址干扰，并对其作如下定义：

$C^{\left(k_a\right)}={\left\{c_m^{\left(k_a\right)}\right\}}_{m=1}^M---\left(21\right)$

记码片时间为T_c，那么就可以定义为：

$c_m^{\left(k_a\right)}\left(t\right)=c_m^{\left(k_a\right)}p{T}_c(m-T_c)---\left(22\right)$

其中，

根据式(21)-(24)，扩频码就可以定义为

$C^{\left(k_a\right)}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{c}_m^{\left(k_a\right)}p{T}_c(t-m{T}_c)---\left(24\right)$

接收端的系统模型：EBS-CDMA的接收端的系统架构如图6所示。在图6中，为哈达玛序列，q_a是的序列号，q_a=1,2,…K_a。是码序列，q_b是码序列的序列号，q_b=1,2,…K_b。q_a和q_b组成一个二维向量(q_a,q_b)，(q_a,q_b)是用户的序列号。换而言之，用户(q_a,q_b)所对应的哈达玛序列为用户(q_a,q_b)所对应的码序列为当q_a和q_b取不同值的时候代表不同的用户，例如，(1,1)、(1,2)、(2,1)和(2,2)代表四个不同的用户，所以总共可以支持K_a×K_b个用户。r(t)为用户(q_a,q_b)接受到的信号，经过带通滤波处理后，信号变为η(t)，然后再与相乘，经低通滤波后，就可以得到β(t)。然后对β(t)进行模数转换，得到β[n]。在串并转换之后，每一个码元流都会乘以子载波以实现解调。和是一组共轭变换对，而是码序列进行FFT之后的结果。将解调后的信号进行低通滤波，就可以得到经过并串转换后，得到的会和扩频码相乘，然后通过相关器，得到判决变量最后经过判决器后，就可以恢复出有用信号

其中：①FFT输出的第一个数据没有用到。②整个过程没有考虑同步问题，即对该系统的说明是在完全同步的条件下进行的。

码序列的说明：为了克服多径干扰，需要引入码序列。用户不同，码序列也不相同。记用户(q_a,q_b)的码序列为q_b=1,2,…K_b；记码序列之间的保护间隔为α，要求α大于最大时延拓展。需要指明的一点是，α加在了码序列之间，而不是用户的数据之间，从而没有降低数据的有效传输速率，这一点是与OFDM系统中的保护间隔是不同的。下面，以为研究对象进行说明。码序列定义为

那么与用户(q_a,q_b)相邻的用户(q_a,q_b+1)的码序列为如下式所示：

对用户的码序列进行FFT处理，结果如下：

$X_m^{\left(q_b\right)}=\underset{n=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n^{\left(q_b\right)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{mn}},$ m=0,1,...M    (27)

FFT输出的结果为

${\left\{X_m^{\left(q_b\right)}\right\}}_{m=0}^M=\{X_0^{\left(q_b\right)},X_1^{\left(q_b\right)},X_2^{\left(q_b\right)},\·\·\·,X_M^{\left(q_b\right)}\}---\left(28\right)$

哈达玛序列的说明：在EBS-CDMA系统的接收端，采用哈达玛序列作为扩频码，q_a=1,2,…K_a，哈达玛序列主要用于克服多址干扰，并对其作如下定义：

$C^{\left(q_b\right)}={\left\{c_m^{\left(q_b\right)}\right\}}_{m=1}^M---\left(29\right)$

记码片时间为T_c，那么就可以定义为

$c_m^{\left(q_b\right)}\left(t\right)=c_m^{\left(q_b\right)}p{T}_c(m-T_c)---\left(30\right)$

其中，

根据式(29)-(32)，扩频码就可以定义为

$C^{\left(q_b\right)}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{c}_m^{\left(q_b\right)}p{T}_c(t-m{T}_c)---\left(32\right)$

发明效果：对于EBS-CDMA系统的性能，主要对频带利用率和抗干扰的性能两个方面进行说明。

1.频带利用率

EBS-CDMA系统不需要循环前缀（CP）克服多径干扰，减小了频带浪费，提高了频带利用率。

OFDM系统的频带利用率定义如下：

其中，T_s为符号时间，T_CP为循环前缀的时间。

EBS-CDMA的频带利用率定义如下：

其中，T_b是位持续时间。

为了更加直接地比较OFDM和EBS-CDMA的频带利用率，特列出下式：

$\mathrm{\κ}=\frac{{\mathrm{\η}}_{\mathrm{EBS}-\mathrm{CDMA}}}{{\mathrm{\η}}_{\mathrm{OFDM}}}=\frac{\frac{M\×K_b}{M+1}}{\frac{{\log }_{2}Q}{1+T_{\mathrm{CP}}/T_s}}=\frac{M\×K_b\×(1+T_{\mathrm{CP}}/T_s)}{2\×(M+1)}---\left(35\right)$

如果FFT的长度是M比较大时，只要K_b>2，那么就会发现κ>1，所以在实际应用时，EBS-CDMA的频带利用率明显比OFDM的频带利用率高。

2.抗噪声的性能

码序列用于克服多径干扰，哈达玛序列用来实现多址接入。所以，EBS-CDMA系统不仅能克服多径干扰，也能克服多址干扰，可以支持较多的用户数量。

EBS-CDMA系统对高斯白噪声也有很好的抑制作用，FFT的长度越长，对噪声的抑制能力越强。T_c为码片时间，信噪比表示如下：

$\mathrm{\γ}=\frac{E_b}{N_0}=\frac{M{A}_c^2{T}_c}{2N_0}---\left(36\right)$

误码率随信噪比的变化曲线如图7所示。

在图7中，横坐标代表信噪比；纵坐标代表误码率。频带宽度为8MHz，用户数为1，采用的是6抽头典型城市(6-tap typical urban，6-TU)信道模型，具体参数请参见表1。

表16-TU信道模型的时延参数

具体实施方式二、本具体实施方式与具体实施方式的区别在于，步骤A3中每个用户获得的一路串行信号能够分为实部和虚部分别进行数/模转换、载波调制和带通滤波，然后相加在一起成为一路带通滤波后的信号。

EBS-CDMA在理论上具有可实施性，但是若要把它放在实际的工程应用中，在某些具体的环节上可能会存在一定的困难。例如，FFT的输出中，含有复指数函数。为了使该系统具有实际的意义，下面针对具体实施方式进行说明。

由于在上行链路和下行链路中，EBS-CDMA的实现方式并无区别，所以以下只针上行链路的发送端和接收端进行说明。

发送端的系统结构：首先，对EBS-CDMA发送端的实施方式进行说明，见图8。

在图8中，为哈达玛序列，k_a是的序列号，k_a=1,2,…K_a,K_a和FFT的长度是相等的。是码序列，k_b是码序列的序列号，k_b=1,2,…K_b，K_b受到码序列间隔α的影响，K_b＝M/α。k_a和k_b组成一个二维向量(k_a,k_b)，(k_a,k_b)是用户的序列号。换而言之，用户(k_a,k_b)所对应的哈达玛序列为用户(k_a,k_b)所对应的码序列为当k_a和k_b取不同值的时候代表不同的用户，例如，(1,1)、(1,2)、(2,1)和(2,2)代表四个不同的用户，所以总共可以支持K_a×K_b个用户。是用户(k_a,k_b)的第i个比特的数据，然后将其与相乘，便可得到经串并转换后，信号变为 是指用户(k_a,k_b)中的第i个比特的第m个码片。每个码片流都会乘以它的载波 是码序列快速傅里叶变换的结果。FFT输出的结果含有复指数函数，可以分为实部和虚部分别进行传输，实部称为同相分量，虚部称为正交分量。经过数模转换后，用A_c cos(2πf_ct)乘以同相分量用-A_c sin(2πf_ct)乘以正交分量经过带通滤波后，再将这两个信号加在一起。最后，所有用户的数据加在一起进行传输。在这里，需要指明的点是，整个过程中没有用到X₀。在这里，FFT输出的第一个数据没有用到。

码序列的说明：为了克服多径干扰，需要引入码序列。用户不同，码序列也不相同。记用户(q_a,q_b)的码序列为q_b=1,2,…K_b；记码序列之间的保护间隔为α，要求α大于最大时延拓展。需要指明的一点是，α加在了码序列之间，而不是用户的数据之间，从而没有降低数据的有效传输速率，这一点是与OFDM系统中的保护间隔是不同的。下面，以为研究对象进行说明。码序列定义为

${\stackrel{\→}{x}}^{\left(1\right)}={\left\{x_n^{\left(1\right)}\right\}}_{n=0}^M=\{x_0^{\left(1\right)},x_1^{\left(1\right)},x_2^{\left(1\right)},\·\·\·,x_M^{\left(1\right)}\}={[\mathrm{0,1,0},\·\·\·,0]}_{(M+1)\×1}$

那么与用户k_b相邻的用户k_b+1的码序列为如下式所示：

对用户的码序列进行FFT处理，结果如下：

$X_m^{\left(k_b\right)}=\underset{n=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n^{\left(k_b\right)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{mn}},$ m=0,1,...M    (39)

FFT输出的结果为

${\left\{X_m^{\left(k_b\right)}\right\}}_{m=0}^M=\{X_0^{\left(k_b\right)},X_1^{\left(k_b\right)},X_2^{\left(k_b\right)},\·\·\·,X_M^{\left(k_b\right)}\}---\left(40\right)$

哈达玛序列的说明：在本系统中，采用哈达玛序列作为扩频码，k_a=1,2,…K_a，哈达玛序列主要用于克服多址干扰，并对其作如下定义：

$C^{\left(k_a\right)}={\left\{c_m^{\left(k_a\right)}\right\}}_{m=1}^M---\left(41\right)$

记码片时间为T_c，那么就可以定义为

$c_m^{\left(k_a\right)}\left(t\right)=c_m^{\left(k_a\right)}p{T}_c(m-T_c)---\left(42\right)$

其中，

根据式(41)-(44)，扩频码就可以定义为

$C^{\left(k_a\right)}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{c}_m^{\left(k_a\right)}p{T}_c(t-m{T}_c)---\left(44\right)$

接收端的系统结构：EBS-CDMA系统发送端的实施方法进行分析，如图9所示。在发送端，由于复指数函数的存在，信号被分为实部和虚部两部分。用余弦函数传输信号的实部；用正弦函数传输信号的虚部。那么在接收端，同样需要对接收到的信号分为两部分。

在图9中，为哈达玛序列，q_a是的序列号，q_a=1,2,…K_a。是码序列，q_b是码序列的序列号，q_b=1,2,…K_b。q_a和q_b组成一个二维向量(q_a,q_b)，(q_a,q_b)是用户的序列号。换而言之，用户(q_a,q_b)所对应的哈达玛序列为用户(q_a,q_b)所对应的码序列为当q_a和q_b取不同值的时候代表不同的用户，例如，(1,1)、(1,2)、(2,1)和(2,2)代表四个不同的用户，所以总共可以支持K_a×K_b个用户。r(t)为用户(q_a,q_b)接受到的信号，经过带通滤波处理后，信号变为η(t)，将信号与相乘，然后经过低通滤波就可以得到β_I(t)；将信号与相乘，然后经过低通滤波就可以得到β_Q(t)；然后，β_Q(t)与-j相乘，再与β_I(t)相加，就可以得到β(t)，经模数转换后，就得到β[n]。

其中：①FFT输出的第一个数据没有用到。②整个过程没有考虑同步问题，即对该系统的说明是在完全同步的条件下进行的。

另外，在下行链路中EBS-CDMA系统的接收端，FFT和共轭变换的这两个模块可以用一个IFFT模块进行替换，见图10。

在图10中，可以发现在信号的解调中，不再需要共轭变换的环节，并且将FFT的模块换成IFFT的模块。图中的如下式所示：

$Y_m^{\left(q_b\right)}=\underset{n=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n^{\left(q_b\right)}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{mn}},$ m=0,1,…,M    (45)

码序列的说明：为了克服多径干扰，需要引入码序列。用户不同，码序列也不相同。记用户(q_a,q_b)的码序列为q_b=1,2,…K_b；记码序列之间的保护间隔为α，要求α大于最大时延拓展。需要指明的一点是，码序列间的保护间隔α没有降低数据的有效传输速率，这一点是与OFDM系统中的保护间隔是不同的。下面，以为研究对象进行说明。

码序列定义为

那么与用户(q_a,q_b)相邻的用户(q_a,q_b+1)的码序列为如下式所示：

对用户的码序列进行FFT处理，结果如下：

$X_m^{\left(q_b\right)}=\underset{n=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n^{\left(q_b\right)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{mn}},$ m=0,1,...M    (48)

FFT输出的结果为

${\left\{X_m^{\left(q_b\right)}\right\}}_{m=0}^M=\{X_0^{\left(q_b\right)},X_1^{\left(q_b\right)},X_2^{\left(q_b\right)},\·\·\·,X_M^{\left(q_b\right)}\}---\left(49\right)$

哈达玛序列的说明：在EBS-CDMA系统的接收端，在本系统中，采用哈达玛序列作为扩频码，q_a=1,2,…K_a，哈达玛序列主要用于克服多址干扰，并对其作如下定义：

$C^{\left(q_b\right)}={\left\{c_m^{\left(q_b\right)}\right\}}_{m=1}^M---\left(50\right)$

记码片时间为T_c，那么就可以定义为

$c_m^{\left(q_b\right)}\left(t\right)=c_m^{\left(q_b\right)}p{T}_c(m-T_c)---\left(51\right)$

其中，

根据式(50)-(53)，扩频码就可以定义为：

$C^{\left(q_b\right)}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{c}_m^{\left(q_b\right)}p{T}_c(t-m{T}_c)---\left(53\right)$

本发明的方法具有以下优点：

1.可以避免OFDM系统中利用CP抑制多径干扰的缺点，使得频带利用率大幅度提高。

2.具有较强的抗多址干扰(Multiple Access Interference,MAI)的能力。

3.在相同的信噪比下，误码率较低，可靠性高。

Claims (2)

1.增强型区块混合码分多址接入方法，它是基于OFDM系统实现的，其特征是：

该系统的下行链路中发射端的信号发射方法：

当发送用户的第i个符号时，i为正整数，均进行以下操作：

步骤A1、将第i个符号采用哈达玛序列进行扩频，并将扩频后的数据进行串/并转换，获得M路并行数据；

步骤A2、将步骤A1中获得的M路并行数据分别与M路子载波相乘，获得M路处理后的数据；所述M路子载波是M路码序列经FFT输出的离散数据；

步骤A3、将步骤A2中每个用户获得的M路处理后的数据进行并/串转换，获得一路串行数据；

步骤A4、将步骤A3获得的一路串行数据分别进行数/模转换，获得转换后的一路模拟信号；

步骤A5、将步骤A4获得的一路模拟信号分别进行载波调制，获得调制后的一路调制信号；

步骤A6、将步骤A5获得的一路调制信号分别进行带通滤波，获得一路带通滤波后的信号；

步骤A7、将步骤A6获得的一路带通滤波后的信号发射至信道；

该系统的下行链路中接收端的信号接收方法：

步骤B1、采用接收天线接收下行链路发射端发出的信号，并将所述信号进行带通滤波，获得一路带通滤波后的信号；

步骤B2、将步骤B1获得的一路带通滤波后的信号进行解调，获得一路解调后的信号；

步骤B3、将步骤B2获得一路解调后的信号进行低通滤波，获得一路低通滤波后的信号；

步骤B4、将步骤B3获得的一路低通滤波后的信号进行模/数转换，获得一路数字数据；

步骤B5、将步骤B4获得的一路数字数据进行串/并转换，获得M路并行的数据；

步骤B6、将步骤B5获得的M路并行的数据与M路子载波相乘，获得M路处理后的数据；所述M路子载波是M路码序列经IFFT输出的离散数据；

步骤B7、将步骤B6获得的M路处理后的数据进行低通滤波，获得M路低通滤波后的数据；

步骤B8、将步骤B7获得的M路低通滤波后的数据进行并/串转换，获得一路串行数据；

步骤B9、将步骤B8获得的一路串行数据采用哈达玛序列进行解扩，并将解扩后的符号通过相关器，获得判决量，根据获得的判决量进行判决，并输出；

步骤A2中M路码序列与步骤B6中的M路码序列相同；每个扩频码对应多个码序列；

该系统的上行链路中发射端的信号发射方法：

当发送用户的第i个符号时，均进行以下操作：

步骤C1、将第i个符号采用哈达玛序列进行扩频，并将扩频后的数据进行串/并转换，获得M路并行数据；

步骤C2、将步骤C1获得的M路并行的数据分别与M路子载波相乘，获得M路处理后的数据；所述M路子载波是M路码序列经FFT输出的离散数据；

步骤C3、将步骤C2获得的M路处理后的数据分别进行并/串转换，获得一路串行信号；

步骤C4、将步骤C3获得的一路串行信号进行数/模转换，获得一路模拟信号；

步骤C5、将步骤C4获得的一路模拟信号进行载波调制，获得一路调制信号；

步骤C6、将步骤C5获得的一路调制信号进行带通滤波，获得一路带通滤波后的信号，并发射至信道；

该系统的上行链路的信号接收方法：

步骤D1、采用接收天线接收上行链路发射端发射的信号，并将所述信号进行带通滤波，获得带通滤波后的信号；

步骤D2、将步骤D1获得的带通滤波后的信号进行解调，获得一路解调后的信号；

步骤D3、将步骤D2获得一路解调后的信号进行低通滤波，获得一路低通滤波后的信号；

步骤D4、将步骤D3获得的一路低通滤波后的信号进行模/数转换，获得一路数字数据；

步骤D5、将步骤D4获得的一路数字数据进行串/并转换，获得M路并行的数据；

步骤D6、将步骤D5获得的M路并行的数据与M路子载波相乘，获得M路处理后的数据；所述M路子载波是M路码序列经IFFT输出的离散数据；

步骤D7、将步骤D6获得的M路处理后的数据进行低通滤波，获得M路低通滤波后的数据；

步骤D8、将步骤D7获得的M路低通滤波后的数据进行并/串转换，获得一路串行数据；

步骤D9、将步骤D8获得的一路串行数据采用哈达玛序列进行解扩，并将解扩后的符号通过相关器，获得判决量，根据获得的判决量进行判决，并输出；

步骤C2中M路码序列与步骤D6中的M路码序列相同；每个扩频码对应多个码序列；

M均为正整数；

用户不同，码序列也不相同，码序列之间的保护间隔为α，α大于最大时延拓展。

2.根据权利要求1所述的增强型区块混合码分多址接入方法，其特征在于步骤A3中每个用户获得的一路串行信号能够分为实部和虚部分别进行数/模转换、载波调制和带通滤波，然后相加在一起成为一路带通滤波后的信号。