CN105227512B - 一种ofdm水声通信系统中的脉冲噪声估计方法 - Google Patents

一种ofdm水声通信系统中的脉冲噪声估计方法 Download PDF

Info

Publication number
CN105227512B
CN105227512B CN201510678864.3A CN201510678864A CN105227512B CN 105227512 B CN105227512 B CN 105227512B CN 201510678864 A CN201510678864 A CN 201510678864A CN 105227512 B CN105227512 B CN 105227512B
Authority
CN
China
Prior art keywords
doppler frequency
frequency shift
iteration
redundancy
value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201510678864.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105227512A (zh
Inventor
李程程
李有明
常生明
李婷
闫玉芝
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Yunnan poly Tiantong underwater equipment Technology Co., Ltd
Original Assignee
Ningbo University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ningbo University filed Critical Ningbo University
Priority to CN201510678864.3A priority Critical patent/CN105227512B/zh
Publication of CN105227512A publication Critical patent/CN105227512A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105227512B publication Critical patent/CN105227512B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03821—Inter-carrier interference cancellation [ICI]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

本发明公开了一种OFDM水声通信系统中的脉冲噪声估计方法，其在接收端根据补偿冗余多普勒频移后的频域信号，对OFDM信号经水声信道传输的过程中受到的脉冲噪声进行稀疏估计，并利用空子载波对补偿冗余多普勒频移后的频域信号进行频偏补偿，考虑到水声通信中的脉冲噪声和载波频偏在抑制过程中是相互干扰的，因此在传统的稀疏贝叶斯学习的框架下，利用所有子载波和后验分布估计脉冲噪声的同时，在迭代过程中也加入了对载波频偏的补偿，并不断更新用于估计脉冲噪声的补偿冗余多普勒频移后的频域信号和观测对角线矩阵，以减小两种干扰之间的影响，且本发明方法充分利用了所有子载波估计脉冲噪声，因此提高了频谱效率和通信系统的性能。

Description

一种OFDM水声通信系统中的脉冲噪声估计方法
技术领域
本发明涉及一种脉冲噪声估计技术，尤其是涉及一种OFDM(OrthogonalFrequency Domain Multiplexing，正交频分复用)水声通信系统中的脉冲噪声估计方法。
背景技术
脉冲噪声是通信系统中常见的一种噪声，在电力线通信、无线通信和图形处理等系统中，脉冲噪声的抑制都是热门的研究方向。同样在水声通信领域，脉冲干扰也存在于水声信道上，比如热噪声、海中的波浪、海洋生物的鸣叫、船舶运输、人类在海洋中的施工等都会产生脉冲噪声。脉冲噪声具有持续时间短、能量大和随机性的特点，对声波信号的传递和接收具有严重的影响，会极大的降低水声通信系统的性能。另外，载波频率偏移导致基于正交频分复用(Orthogonal Frequency Domain Multiplexing，OFDM)信号的子载波间的干扰(Inter Carrier Interference，ICI)增大，对声波信号的正确传输带来了严峻的影响，也是水声通信系统中的一种典型干扰。在OFDM水声通信系统中，上述两者的存在都会对接收端信号造成干扰，在单独估计两者的过程中，势必会相互影响。
近期，水声通信系统中脉冲干扰的估计和抑制得到了研究，如采用门限消除方法对脉冲干扰进行抑制，但是此方法只能检测出有限的脉冲噪声，并且载波频率偏移引起的干扰会影响判决门限的设置；又如使用正交匹配追踪算法和空载波能量最小化方法联合估计脉冲噪声和载波频率偏移，但是该联合优化方法需对频偏搜索范围内的每个值进行一次脉冲干扰估计，不仅计算量大、耗时长，而且该联合优化方法中采用的传统的贪婪算法在脉冲噪声环境下的性能并不理想。
稀疏贝叶斯学习(SBL)理论通过假定未知参数先验信息、样本和总体不断更新求得后验分布，由于其具有良好的稳定性而已广泛应用于脉冲噪声估计中。但在水声通信系统中，因载波频率偏移的存在引起了ICI，在频域对脉冲噪声的估计势必会受到干扰；另一方面，脉冲噪声在时域虽然是稀疏的，但在频域的投影会对FFT(Fast FourierTransformation，快速傅氏变换)解调信号造成全局性影响，也同样会降低载波频率偏移的正确估计。目前，还没有一种能够避免脉冲噪声和载波频率偏移引起的ICI之间相互影响的脉冲噪声估计方法。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种OFDM水声通信系统中的脉冲噪声估计方法，其能够有效地减小脉冲噪声与载波频率偏移之间的相互影响，从而能够有效地提高OFDM水声通信系统的有效性。
本发明解决上述技术问题所采用的技术方案为：一种OFDM水声通信系统中的脉冲噪声估计方法，其特征在于包括以下步骤：
①在OFDM水声通信系统的发送端，发送端发送OFDM信号向量X，X经水声信道传输后到达接收端，其中，X的维数为K×1，K≥1，水声信道包括多条子路径，且每条子路径的多普勒频移因子各不相同，X经水声信道传输的过程中会受到外部干扰和内部干扰，外部干扰包括高斯白噪声和脉冲噪声，内部干扰包括多普勒频移引起的子载波间的干扰；
②在OFDM水声通信系统的接收端，接收端利用设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值，对接收到的连续时域信号进行重采样，得到设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值对应的离散时域信号；然后对设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值对应的离散时域信号进行傅里叶变换，转换得到相应的频域信号；接着对设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值对应的离散时域信号相应的频域信号中与X中的导频信号的空子载波集相对应的部分频域信号进行内积运算，得到相应的内积结果，之后从所有内积结果中选出最小的内积结果作为多普勒频移因子估计值；再利用多普勒频移因子估计值，对接收到的连续时域信号进行重采样，以减小水声通信中的多普勒扩展效应，得到对应的离散时域信号，以向量形式表示为Y，并假设Y中的每个元素的冗余多普勒频移均相同，其中，Y的维数为K×1；
③接收端将设定的冗余多普勒频移取值范围内的每个值作为冗余多普勒频移；然后利用每个冗余多普勒频移，对Y中的每个元素进行补偿，得到补偿后的频域信号；再依据能量最小化原则，对每个补偿后的频域信号中的空子载波相对应的部分频域信号进行内积，得到相应的能量结果；之后将从所有能量结果中选出的最小的能量结果对应的冗余多普勒频移作为冗余多普勒频移估计值，记为ε；接着利用冗余多普勒频移估计值ε，对Y中的每个元素进行补偿，得到补偿冗余多普勒频移后的频域信号，以向量形式表示为d，其中，d的维数为K×1；
④利用稀疏贝叶斯理论，获取脉冲噪声的最终估计值，记为具体过程为：
④-1、将脉冲噪声以向量形式表示为e，并令k表示迭代的次数，k的初始值为1，其中，e的维数为K×1；
④-2、根据最小均方误差算法，计算第k次迭代后的脉冲噪声的估计值，记为ue (k)，ue (k)＝(σ2)(k)×Σe (k)×(Φ(k))H×(d(k)-z(k))，其中，ue (k)的维数为K×1，(σ2)(k)表示第k次迭代时高斯白噪声的能量的估计值，当k＝1时(σ2)(1)＝1，Σe (k)表示第k次迭代时e的均方误差矩阵，Σe (k)的维数为K×K，Σe (k)＝((σ2)(k)×(Φ(k))H×Φ(k)+(Γ(k))-1)-1，Φ(k)表示第k次迭代时的观测对角线矩阵，Φ(k)的维数为K×K，Φ(k)＝F×θ(εe (k))，F表示傅里叶变换矩阵，F的维数为K×K，εe (k)表示第k次迭代时的冗余多普勒频移估计值，当k＝1时εe (1)＝ε，θ(εe (k))表示εe (k)对应的对角线矩阵，θ(εe (k))的维数为K×K，θ(εe (k))的对角线上的第n个元素的值为j为虚数单位，1≤n≤K，(Φ(k))H为Φ(k)的共轭转置矩阵，d(k)表示第k次迭代时所需的补偿冗余多普勒频移后的频域信号，d(k)的维数为K×1，当k＝1时d(1)＝d，z(k)表示第k次迭代时所需的抑制脉冲噪声和频率偏移后的频域有用信号，z(k)的维数为K×1，z(k)＝d(k)-Φ(k)×ue (k-1)，当k＝1时ue (k-1)的取值为零向量，Γ(k)表示第k次迭代时e的方差对角线矩阵，Γ(k)的维数为K×K，当k＝1时Γ(1)的对角线上的每个元素的值为1，(Γ(k))-1为Γ(k)的逆矩阵；
④-3、根据ue (k)对接收到的连续时域信号进行脉冲噪声抑制，得到抑制脉冲噪声后的时域信号，记为y'，y'＝Y-ue (k)，其中，y'的维数为K×1；
④-4、将设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值作为冗余多普勒频移；然后利用每个冗余多普勒频移，对y'中的每个元素进行补偿，得到补偿后的频域信号；
④-5、依据能量最小化原则，对每个补偿后的频域信号中的空子载波相对应的部分频域信号进行内积，得到相应的能量结果，将从所有能量结果中选出的最小的对应的冗余多普勒频移作为第k+1次迭代时的冗余多普勒频移估计值εe (k+1)；然后计算第k+1次迭代时的观测对角线矩阵Φ(k+1)，Φ(k+1)＝F×θ(εe (k+1))，其中，θ(εe (k+1))表示εe (k+1)对应的对角线矩阵，θ(εe (k+1))的对角线上的第n个元素的值为j为虚数单位，1≤n≤K；接着计算第k+1次迭代时所需的补偿冗余多普勒频移后的频域信号d(k+1)，d(k+1)＝Φ(k+1)×Y；之后计算第k+1次迭代时e的方差对角线矩阵Γ(k+1)，将Γ(k+1)的对角线上的第i个元素的值记为γi (k+1)，γi (k+1)＝Σe,ii (k)+|ue,i (k)|2，其中，1≤i≤K，Σe,ii (k)表示Σe (k)的对角线上的第i个元素的值，ue,i (k)表示ue (k)中的第i个元素的值，符号“||”为取绝对值符号；再计算第k+1次迭代时的高斯白噪声的能量的估计值(σ2)(k+1)，其中，γi (k)表示Γ(k)的对角线上的第i个元素的值，符号“||||”为取模运算符号；最后计算第k+1次迭代时e的均方误差矩阵Σe (k+1)和第k+1次迭代时所需的抑制脉冲噪声和频率偏移后的频域有用信号z(k+1)，Σe (k+1)＝((σ2)(k+1)×(Φ(k+1))H×Φ(k+1)+(Γ(k+1))-1)-1，z(k+1)＝d(k+1)-Φ(k+1)×ue (k)，其中，(Φ(k+1))H为Φ(k+1)的转置矩阵，(Γ(k+1))-1为Γ(k+1)的逆矩阵；
④-6、根据最小均方误差算法，计算第k+1次迭代后的脉冲噪声的估计值，记为ue (k +1)，ue (k+1)＝(σ2)(k+1)×Σe (k+1)×(Φ(k+1))H×(d(k+1)-z(k+1))；
④-7、令ue＝ue (k+1)-ue (k)，判断ue中的所有元素的值的绝对值中的最大值是否小于10-3，如果是，则将ue (k+1)作为脉冲噪声的最终估计值即否则，再判断k+1是否大于或等于设定的迭代总次数，如果k+1大于或等于设定的迭代总次数，则结束迭代过程，并将ue (k+1)作为脉冲噪声的最终估计值即如果k+1小于设定的迭代总次数，则令k＝k+1，然后返回步骤④-3继续迭代执行，其中，ue＝ue (k+1)-ue (k)、和k＝k+1中的“＝”为赋值符号，的维数为K×1。
所述的步骤①中的任一条子路径的多普勒频移因子小于或等于其中，v表示OFDM水声通信系统的接收端与发送端的相对运动速度，c为声波的运动速度，符号“||”为取绝对值符号。
所述的设定的多普勒频移因子取值范围为其中，v表示OFDM水声通信系统的接收端与发送端的相对运动速度，c为声波的运动速度，符号“||”为取绝对值符号，符号“[]”为闭区间表示符号。
所述的步骤④-7中的设定的迭代总次数为200次。
与现有技术相比，本发明的优点在于：
本发明方法在接收端根据补偿冗余多普勒频移后的频域信号，对OFDM信号经水声信道传输的过程中受到的脉冲噪声进行稀疏估计，并利用空子载波对补偿冗余多普勒频移后的频域信号进行频偏补偿，考虑到水声通信中的脉冲噪声和载波频偏在抑制过程中是相互干扰的，因此在传统的稀疏贝叶斯学习的框架下，利用所有子载波和后验分布估计脉冲噪声的同时，在迭代过程中也加入了对载波频偏的补偿，即利用空子载波和得到的脉冲噪声不断更新得到冗余多普勒频移估计值，并不断更新用于估计脉冲噪声的补偿冗余多普勒频移后的频域信号和观测对角线矩阵，以减小两种干扰之间的影响，且本发明方法充分利用了所有子载波估计脉冲噪声，因此提高了频谱效率和通信系统的性能。
附图说明
图1为本发明方法的总体实现框图；
图2a为脉冲噪声服从混合高斯分布(p＝[0.94,0.04,0.02],γ＝[1,100,1000])、空子载波的数目为96个时，基于SBL-all tone的分步估计算法、基于SBL-null tone的分步估计算法、基于BP的分步估计算法及本发明方法性能的比较；
图2b为脉冲噪声服从对称Alpha稳定分布(α＝1.6,γ＝1)、空子载波的数目为96个时，基于SBL-all tone的分步估计算法、基于SBL-null tone的分步估计算法、基于BP的分步估计算法及本发明方法性能的比较；
图3a为脉冲噪声服从混合高斯分布(p＝[0.94,0.04,0.02],γ＝[1,100,1000])、信噪比(SNR)为8dB时，基于SBL-all tone的分步估计算法、基于SBL-null tone的分步估计算法、基于BP的分步估计算法及本发明方法在不同空子载波数目(空子载波数目的范围为120到240)下性能的比较；
图3b为脉冲噪声服从对称Alpha稳定分布(α＝1.6,γ＝1)、信噪比(SNR)为8dB时，基于SBL-all tone的分步估计算法、基于SBL-null tone的分步估计算法、基于BP的分步估计算法及本发明方法在不同空子载波数目(空子载波数目的范围为120到240)下性能的比较。
具体实施方式
以下结合附图实施例对本发明作进一步详细描述。
本发明提出的一种OFDM水声通信系统中的脉冲噪声估计方法，其总体实现框图如图1所示，其包括以下步骤：
①在OFDM水声通信系统的发送端，发送端发送OFDM信号向量X，X经水声信道传输后到达接收端，其中，X的维数为K×1，K≥1，水声信道包括多条子路径，一般包括10多条子路径，且每条子路径的多普勒频移因子各不相同，X经水声信道传输的过程中会受到外部干扰和内部干扰，外部干扰包括高斯白噪声和脉冲噪声，内部干扰包括多普勒频移引起的子载波间的干扰。
在本实施例中，任一条子路径的多普勒频移因子小于或等于其中，v表示OFDM水声通信系统的接收端与发送端的相对运动速度，v的值已知，c为声波的运动速度，符号“||”为取绝对值符号。
②在OFDM水声通信系统的接收端，接收端利用设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值，对接收到的连续时域信号进行重采样，得到设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值对应的离散时域信号；然后对设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值对应的离散时域信号进行傅里叶变换，转换得到相应的频域信号；接着对设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值对应的离散时域信号相应的频域信号中与X中的导频信号的空子载波集相对应的部分频域信号进行内积运算，得到相应的内积结果，之后从所有内积结果中选出最小的内积结果作为多普勒频移因子估计值；再利用多普勒频移因子估计值，对接收到的连续时域信号进行重采样，以减小水声通信中的多普勒扩展效应，得到对应的离散时域信号，以向量形式表示为Y，并假设Y中的每个元素的冗余多普勒频移均相同，其中，Y的维数为K×1。
在本实施例中，设定的多普勒频移因子取值范围为其中，v表示OFDM水声通信系统的接收端与发送端的相对运动速度，v的值已知，c为声波的运动速度，符号“||”为取绝对值符号，符号“[]”为闭区间表示符号。
③接收端将设定的冗余多普勒频移取值范围内的每个值作为冗余多普勒频移；然后利用每个冗余多普勒频移，对Y中的每个元素进行补偿，得到补偿后的频域信号；再依据能量最小化原则，对每个补偿后的频域信号中的空子载波相对应的部分频域信号进行内积，得到相应的能量结果；之后将从所有能量结果中选出的最小的能量结果对应的冗余多普勒频移作为冗余多普勒频移估计值，记为ε；接着利用冗余多普勒频移估计值ε，对Y中的每个元素进行补偿，得到补偿冗余多普勒频移后的频域信号，以向量形式表示为d，其中，d的维数为K×1。
在此，设定的冗余多普勒频移取值范围为其中，T表示一个OFDM信号的持续时间，也就是说Δf是子载波间的间隔。
④利用稀疏贝叶斯理论，获取脉冲噪声的最终估计值，记为具体过程为：
④-1、将脉冲噪声以向量形式表示为e，并令k表示迭代的次数，k的初始值为1，其中，e的维数为K×1。
④-2、根据最小均方误差算法，计算第k次迭代后的脉冲噪声的估计值，记为ue (k)，ue (k)＝(σ2)(k)×Σe (k)×(Φ(k))H×(d(k)-z(k))，其中，ue (k)的维数为K×1，(σ2)(k)表示第k次迭代时高斯白噪声的能量的估计值，当k＝1时(σ2)(1)＝1，Σe (k)表示第k次迭代时e的均方误差矩阵，Σe (k)的维数为K×K，Σe (k)＝((σ2)(k)×(Φ(k))H×Φ(k)+(Γ(k))-1)-1，Φ(k)表示第k次迭代时的观测对角线矩阵，Φ(k)的维数为K×K，Φ(k)＝F×θ(εe (k))，F表示傅里叶变换矩阵，F的维数为K×K，εe (k)表示第k次迭代时的冗余多普勒频移估计值，当k＝1时εe (1)＝ε，θ(εe (k))表示εe (k)对应的对角线矩阵，θ(εe (k))的维数为K×K，θ(εe (k))的对角线上的第n个元素的值为j为虚数单位，1≤n≤K，(Φ(k))H为Φ(k)的共轭转置矩阵，d(k)表示第k次迭代时所需的补偿冗余多普勒频移后的频域信号，d(k)的维数为K×1，当k＝1时d(1)＝d，z(k)表示第k次迭代时所需的抑制脉冲噪声和频率偏移后的频域有用信号，z(k)的维数为K×1，z(k)＝d(k)-Φ(k)×ue (k-1)，当k＝1时ue (k-1)的取值为零向量，Γ(k)表示第k次迭代时e的方差对角线矩阵，Γ(k)的维数为K×K，当k＝1时Γ(1)的对角线上的每个元素的值为1，(Γ(k))-1为Γ(k)的逆矩阵。
④-3、根据ue (k)对接收到的连续时域信号进行脉冲噪声抑制，得到抑制脉冲噪声后的时域信号，记为y'，y'＝Y-ue (k)，其中，y'的维数为K×1。
④-4、将设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值作为冗余多普勒频移；然后利用每个冗余多普勒频移，对y'中的每个元素进行补偿，得到补偿后的频域信号。
④-5、依据能量最小化原则，对每个补偿后的频域信号中的空子载波相对应的部分频域信号进行内积，得到相应的能量结果，将从所有能量结果中选出的最小的对应的冗余多普勒频移作为第k+1次迭代时的冗余多普勒频移估计值εe (k+1)；然后计算第k+1次迭代时的观测对角线矩阵Φ(k+1)，Φ(k+1)＝F×θ(εe (k+1))，其中，θ(εe (k+1))表示εe (k+1)对应的对角线矩阵，θ(εe (k+1))的对角线上的第n个元素的值为j为虚数单位，1≤n≤K；接着计算第k+1次迭代时所需的补偿冗余多普勒频移后的频域信号d(k+1)，d(k+1)＝Φ(k+1)×Y；之后计算第k+1次迭代时e的方差对角线矩阵Γ(k+1)，将Γ(k+1)的对角线上的第i个元素的值记为γi (k+1)，γi (k+1)＝Σe,ii (k)+|ue,i (k)|2，其中，1≤i≤K，Σe,ii (k)表示Σe (k)的对角线上的第i个元素的值，ue,i (k)表示ue (k)中的第i个元素的值，符号“||”为取绝对值符号；再计算第k+1次迭代时的高斯白噪声的能量的估计值(σ2)(k+1)，其中，γi (k)表示Γ(k)的对角线上的第i个元素的值，符号“||||”为取模运算符号；最后计算第k+1次迭代时e的均方误差矩阵Σe (k+1)和第k+1次迭代时所需的抑制脉冲噪声和频率偏移后的频域有用信号z(k+1)，Σe (k+1)＝((σ2)(k+1)×(Φ(k+1))H×Φ(k+1)+(Γ(k+1))-1)-1，z(k+1)＝d(k+1)-Φ(k+1)×ue (k)，其中，(Φ(k+1))H为Φ(k+1)的转置矩阵，(Γ(k+1))-1为Γ(k+1)的逆矩阵。
④-6、根据最小均方误差算法，计算第k+1次迭代后的脉冲噪声的估计值，记为ue (k +1)，ue (k+1)＝(σ2)(k+1)×Σe (k+1)×(Φ(k+1))H×(d(k+1)-z(k+1))。
④-7、令ue＝ue (k+1)-ue (k)，判断ue中的所有元素的值的绝对值中的最大值是否小于10-3，如果是，则将ue (k+1)作为脉冲噪声的最终估计值即否则，再判断k+1是否大于或等于设定的迭代总次数，如果k+1大于或等于设定的迭代总次数，则结束迭代过程，并将ue (k+1)作为脉冲噪声的最终估计值即如果k+1小于设定的迭代总次数，则令k＝k+1，然后返回步骤④-3继续迭代执行，其中，ue＝ue (k+1)-ue (k)、和k＝k+1中的“＝”为赋值符号，的维数为K×1。在此，设定的迭代总次数为200次，这是在该技术方案的基础上通过多次实验确定的。
通过以下仿真实验及结果以进一步说明本发明方法的有效性。
设定OFDM信号X的子载波数为1024个，其中导频信号占256个，分别放置24个空子载波于OFDM信号X的前、后两端用于频带保护，其余空子载波放置在OFDM信号X的中间位置，发送信号采用QPSK调制方式，信道编码方式为一个64状态码率为1/2的卷积码。水声信道具有5条子路径，每条子路径的时间间隔服从指数分布，各条子路径的增益服从瑞利分布，并且随着相应的时延增大呈现指数衰减。冗余多普勒频移的取值范围为其中，T表示一个OFDM信号的持续时间，也就是说Δf是子载波间的间隔，间隔一般取0.01。在本次仿真实验中为了对比基于SBL-all tone的分步估计算法、基于SBL-null tone的分步估计算法、基于BP的分步估计算法及本发明方法抑制干扰的性能，信道参数都由基于压缩感知的基追踪(BP)算法求得，下面的仿真结果是基于MATLAB对2000次蒙特卡洛的平均实验。
图2a给出了脉冲噪声服从混合高斯分布(p＝[0.94,0.04,0.02],γ＝[1,100,1000])、空子载波的数目为96个时，基于SBL-all tone的分步估计算法、基于SBL-nulltone的分步估计算法、基于BP的分步估计算法及本发明方法性能的比较，图2b给出了脉冲噪声服从对称Alpha稳定分布(α＝1.6,γ＝1)、空子载波的数目为96个时，基于SBL-alltone的分步估计算法、基于SBL-null tone的分步估计算法、基于BP的分步估计算法及本发明方法性能的比较。其中，基于SBL-all tone的分步估计算法是指利用了全部子载波的SBL算法，基于SBL-null tone的分步估计算法是指仅利用了空子载波的SBL算法。从图2a和图2b中可以看出，BER(误码率)曲线的趋势基本一致，在低信噪比的情况下，三种分步估计算法的性能差距比较大，SBL-all tone算法明显优于其他两种分步估计算法，但在高信噪比的情况下，三种分步估计算法的BER几乎相同，这是因为SBL-all tone算法在单独估计脉冲噪声方面是优于SBL-null tone算法和BP算法的，但在高信噪比的情况下，由于受到载波频偏的影响而降低了SBL-all tone算法估计脉冲噪声的准确性。但在高信噪比和低信噪比情况下，本发明方法的性能都要优于三种分步估计算法，具有较好的稳定性。
图3a给出了脉冲噪声服从混合高斯分布(p＝[0.94,0.04,0.02],γ＝[1,100,1000])、信噪比(SNR)为8dB时，基于SBL-all tone的分步估计算法、基于SBL-null tone的分步估计算法、基于BP的分步估计算法及本发明方法在不同空子载波数目(空子载波数目的范围为120到240)下性能的比较，图3b给出了脉冲噪声服从对称Alpha稳定分布(α＝1.6,γ＝1)、信噪比(SNR)为8dB时，基于SBL-all tone的分步估计算法、基于SBL-null tone的分步估计算法、基于BP的分步估计算法及本发明方法在不同空子载波数目(空子载波数目的范围为120到240)下性能的比较。从图3a和图3b中可以看出，本发明方法的性能明显优于其他三种分步估计算法，并且随着空子载波数目的增加，本发明方法的BER曲线和另外三种分步估计算法各自的BER曲线差距越大，这是因为随着空子载波数目的增加，本发明方法越能有效的估计出冗余多普勒频移，从而减小了频偏对脉冲噪声估计的影响；且在空子载波数目较多的情况下，三种分步估计算法得到的BER越来越接近，而本发明方法相应的BER要越来越低。
由上述仿真结果可得出，本发明方法的性能要优于现有的多种分步估计算法，且具有良好的鲁棒性。

Claims (3)

1.一种OFDM水声通信系统中的脉冲噪声估计方法，其特征在于包括以下步骤：
①在OFDM水声通信系统的发送端，发送端发送OFDM信号向量X，X经水声信道传输后到达接收端，其中，X的维数为K×1，K≥1，水声信道包括多条子路径，且每条子路径的多普勒频移因子各不相同，X经水声信道传输的过程中会受到外部干扰和内部干扰，外部干扰包括高斯白噪声和脉冲噪声，内部干扰包括多普勒频移引起的子载波间的干扰；
②在OFDM水声通信系统的接收端，接收端利用设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值，对接收到的连续时域信号进行重采样，得到设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值对应的离散时域信号；然后对设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值对应的离散时域信号进行傅里叶变换，转换得到相应的频域信号；接着对设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值对应的离散时域信号相应的频域信号中与X中的导频信号的空子载波集相对应的部分频域信号进行内积运算，得到相应的内积结果，之后从所有内积结果中选出最小的内积结果作为多普勒频移因子估计值；再利用多普勒频移因子估计值，对接收到的连续时域信号进行重采样，以减小水声通信中的多普勒扩展效应，得到对应的离散时域信号，以向量形式表示为Y，并假设Y中的每个元素的冗余多普勒频移均相同，其中，Y的维数为K×1；
所述的设定的多普勒频移因子取值范围为其中，v表示OFDM水声通信系统的接收端与发送端的相对运动速度，c为声波的运动速度，符号“| |”为取绝对值符号，符号“[]”为闭区间表示符号；
③接收端将设定的冗余多普勒频移取值范围内的每个值作为冗余多普勒频移；然后利用每个冗余多普勒频移，对Y中的每个元素进行补偿，得到补偿后的频域信号；再依据能量最小化原则，对每个补偿后的频域信号中的空子载波相对应的部分频域信号进行内积，得到相应的能量结果；之后将从所有能量结果中选出的最小的能量结果对应的冗余多普勒频移作为冗余多普勒频移估计值，记为ε；接着利用冗余多普勒频移估计值ε，对Y中的每个元素进行补偿，得到补偿冗余多普勒频移后的频域信号，以向量形式表示为d，其中，d的维数为K×1；
所述的设定的冗余多普勒频移取值范围为其中，T表示一个OFDM信号的持续时间，也就是说Δf是子载波间的间隔；
④利用稀疏贝叶斯理论，获取脉冲噪声的最终估计值，记为具体过程为：
④-1、将脉冲噪声以向量形式表示为e，并令k表示迭代的次数，k的初始值为1，其中，e的维数为K×1；
④-2、根据最小均方误差算法，计算第k次迭代后的脉冲噪声的估计值，记为ue (k)，ue (k)＝(σ2)(k)×Σe (k)×(Φ(k))H×(d(k)-z(k))，其中，ue (k)的维数为K×1，(σ2)(k)表示第k次迭代时高斯白噪声的能量的估计值，当k＝1时(σ2)(1)＝1，Σe (k)表示第k次迭代时e的均方误差矩阵，Σe (k)的维数为K×K，Σe (k)＝((σ2)(k)×(Φ(k))H×Φ(k)+(Γ(k))-1)-1，Φ(k)表示第k次迭代时的观测对角线矩阵，Φ(k)的维数为K×K，Φ(k)＝F×θ(εe (k))，F表示傅里叶变换矩阵，F的维数为K×K，εe (k)表示第k次迭代时的冗余多普勒频移估计值，当k＝1时εe (1)＝ε，θ(εe (k))表示εe (k)对应的对角线矩阵，θ(εe (k))的维数为K×K，θ(εe (k))的对角线上的第n个元素的值为j为虚数单位，1≤n≤K，(Φ(k))H为Φ(k)的共轭转置矩阵，d(k)表示第k次迭代时所需的补偿冗余多普勒频移后的频域信号，d(k)的维数为K×1，当k＝1时d(1)＝d，z(k)表示第k次迭代时所需的抑制脉冲噪声和频率偏移后的频域有用信号，z(k)的维数为K×1，z(k)＝d(k)-Φ(k)×ue (k-1)，当k＝1时ue (k-1)的取值为零向量，Γ(k)表示第k次迭代时e的方差对角线矩阵，Γ(k)的维数为K×K，当k＝1时Γ(1)的对角线上的每个元素的值为1，(Γ(k))-1为Γ(k)的逆矩阵；
④-3、根据ue (k)对接收到的连续时域信号进行脉冲噪声抑制，得到抑制脉冲噪声后的时域信号，记为y'，y'＝Y-ue (k)，其中，y'的维数为K×1；
④-4、将设定的多普勒频移因子取值范围内的每个值作为冗余多普勒频移；然后利用每个冗余多普勒频移，对y'中的每个元素进行补偿，得到补偿后的频域信号；
④-5、依据能量最小化原则，对每个补偿后的频域信号中的空子载波相对应的部分频域信号进行内积，得到相应的能量结果，将从所有能量结果中选出的最小的对应的冗余多普勒频移作为第k+1次迭代时的冗余多普勒频移估计值εe (k+1)；然后计算第k+1次迭代时的观测对角线矩阵Φ(k+1)，Φ(k+1)＝F×θ(εe (k+1))，其中，θ(εe (k+1))表示εe (k+1)对应的对角线矩阵，θ(εe (k+1))的对角线上的第n个元素的值为j为虚数单位，1≤n≤K；接着计算第k+1次迭代时所需的补偿冗余多普勒频移后的频域信号d(k+1)，d(k+1)＝Φ(k+1)×Y；之后计算第k+1次迭代时e的方差对角线矩阵Γ(k+1)，将Γ(k+1)的对角线上的第i个元素的值记为γi (k+1)，γi (k+1)＝Σe,ii (k)+|ue,i (k)|2，其中，1≤i≤K，Σe,ii (k)表示Σe (k)的对角线上的第i个元素的值，ue,i (k)表示ue (k)中的第i个元素的值，符号“| |”为取绝对值符号；再计算第k+1次迭代时的高斯白噪声的能量的估计值(σ2)(k+1)，其中，γi(k)表示Γ(k)的对角线上的第i个元素的值，符号“|| ||”为取模运算符号；最后计算第k+1次迭代时e的均方误差矩阵Σe (k+1)和第k+1次迭代时所需的抑制脉冲噪声和频率偏移后的频域有用信号z(k+1)，Σe (k+1)＝((σ2)(k+1)×(Φ(k+1))H×Φ(k+1)+(Γ(k+1))-1)-1，z(k+1)＝d(k+1)-Φ(k+1)×ue (k)，其中，(Φ(k+1))H为Φ(k+1)的转置矩阵，(Γ(k+1))-1为Γ(k+1)的逆矩阵；
④-6、根据最小均方误差算法，计算第k+1次迭代后的脉冲噪声的估计值，记为ue (k+1)，ue (k+1)＝(σ2)(k+1)×Σe (k+1)×(Φ(k+1))H×(d(k+1)-z(k+1))；
④-7、令ue＝ue (k+1)-ue (k)，判断ue中的所有元素的值的绝对值中的最大值是否小于10-3，如果是，则将ue (k+1)作为脉冲噪声的最终估计值即否则，再判断k+1是否大于或等于设定的迭代总次数，如果k+1大于或等于设定的迭代总次数，则结束迭代过程，并将ue (k +1)作为脉冲噪声的最终估计值即如果k+1小于设定的迭代总次数，则令k＝k+1，然后返回步骤④-3继续迭代执行，其中，ue＝ue (k+1)-ue (k)、和k＝k+1中的“＝”为赋值符号，的维数为K×1。
2.根据权利要求1所述的一种OFDM水声通信系统中的脉冲噪声估计方法，其特征在于所述的步骤①中的任一条子路径的多普勒频移因子小于或等于其中，v表示OFDM水声通信系统的接收端与发送端的相对运动速度，c为声波的运动速度，符号“| |”为取绝对值符号。
3.根据权利要求1所述的一种OFDM水声通信系统中的脉冲噪声估计方法，其特征在于所述的步骤④-7中的设定的迭代总次数为200次。
CN201510678864.3A 2015-10-19 2015-10-19 一种ofdm水声通信系统中的脉冲噪声估计方法 Active CN105227512B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510678864.3A CN105227512B (zh) 2015-10-19 2015-10-19 一种ofdm水声通信系统中的脉冲噪声估计方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510678864.3A CN105227512B (zh) 2015-10-19 2015-10-19 一种ofdm水声通信系统中的脉冲噪声估计方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105227512A CN105227512A (zh) 2016-01-06
CN105227512B true CN105227512B (zh) 2018-03-27

Family

ID=54996203

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510678864.3A Active CN105227512B (zh) 2015-10-19 2015-10-19 一种ofdm水声通信系统中的脉冲噪声估计方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN105227512B (zh)

Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105915476A (zh) * 2016-04-15 2016-08-31 电子科技大学 一种基于贝叶斯的相噪补偿方法
CN106789766B (zh) * 2016-11-28 2019-09-13 杭州电子科技大学 基于同伦法的稀疏ofdm信道估计方法
CN107317781B (zh) * 2017-06-19 2020-05-12 杭州电子科技大学 一种水下通信中多普勒扩展抑制方法
CN107426120B (zh) * 2017-07-24 2021-03-19 哈尔滨工程大学 一种基于最小均方误差的水声ofdm-mfsk信道均衡方法
CN107911133B (zh) * 2017-11-17 2019-08-23 厦门大学 一种移动水声通信的多普勒因子估计及补偿方法
CN110198282B (zh) * 2018-02-27 2020-06-23 上海诺基亚贝尔股份有限公司 用于信道均衡的方法、设备和计算机可读介质
CN108616314B (zh) * 2018-05-10 2020-01-21 宁波大学 一种基于ofdm的水声通信系统脉冲噪声抑制方法
CN108880698B (zh) * 2018-06-06 2023-06-06 天津大学 基于鲸类叫声脉冲时间长度的通信方法及装置
CN108900455B (zh) * 2018-07-02 2021-01-12 深圳大学 一种基于稀疏贝叶斯学习的载波频偏处理方法及系统
CN109194596A (zh) * 2018-10-15 2019-01-11 哈尔滨工程大学 一种基于稀疏贝叶斯学习的水声ofdm时变信道估计方法
CN109729035B (zh) * 2018-11-07 2021-08-03 宁波大学 一种正交频分复用技术通信系统中的脉冲噪声抑制方法
CN109361633B (zh) * 2018-12-04 2020-12-18 电子科技大学 一种编码ofdm系统的抗时域脉冲干扰接收方法
CN111385229B (zh) * 2018-12-29 2022-10-11 中兴通讯股份有限公司 多普勒频移的确定方法及装置
CN110059401B (zh) * 2019-04-15 2022-10-25 青岛科技大学 一种ofdm系统水声信道冲激响应重构方法
CN110311872B (zh) * 2019-06-06 2020-09-08 中国科学院声学研究所 一种水声稀疏信道估计方法、系统、设备及存储介质
CN110493151B (zh) * 2019-07-04 2021-10-19 宁波大学 电力线中稀疏迭代协方差估计的脉冲噪声抑制方法
CN110636017B (zh) * 2019-08-19 2022-02-15 江苏大学 一种基于变分贝叶斯推断的大规模mimo系统的下行链路信道估计方法
CN110808937B (zh) * 2019-09-30 2021-11-30 宁波大学 水声通信系统中脉冲噪声与多普勒频偏联合抑制方法
CN110808928B (zh) * 2019-10-31 2021-12-10 苏州桑泰海洋仪器研发有限责任公司 基于信道稀疏度检测的正交多载波多普勒估计计算方法
CN112995078B (zh) * 2019-12-13 2022-11-15 丽水青达科技合伙企业(有限合伙) 一种ofdma上行链路的频偏补偿算法
CN111147407B (zh) * 2019-12-31 2022-09-09 哈尔滨哈船海洋信息技术有限公司 基于信道预测的tmsbl水声ofdm时变信道估计方法
CN112653640B (zh) * 2020-12-18 2022-05-17 哈尔滨工程大学青岛船舶科技有限公司 一种脉冲噪声抑制水声信道估计方法
CN114172775A (zh) * 2021-10-28 2022-03-11 宁波大学 Ofdm系统中的信道和异步脉冲噪声联合估计方法
CN114285495B (zh) * 2021-12-30 2022-12-02 电子科技大学 基于消息传递的水声ofdm通信系统接收信号处理方法
CN115208483B (zh) * 2022-06-30 2023-02-10 哈尔滨工程大学 一种极地脉冲干扰下的水声通信方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102571677A (zh) * 2012-02-27 2012-07-11 华南理工大学 基于辅助导频的多子带水声抗多普勒调制解调方法与装置
CN102624666A (zh) * 2012-03-05 2012-08-01 哈尔滨工程大学 稀疏信道模型下多路收发的正交多载波水声通信循环译码方法
CN103095639A (zh) * 2013-01-15 2013-05-08 哈尔滨工程大学 Ofdm水声通信并行迭代ici消除方法
CN103441962A (zh) * 2013-07-17 2013-12-11 宁波大学 一种基于压缩感知的ofdm系统脉冲干扰抑制方法
CN103716275A (zh) * 2013-12-05 2014-04-09 国家电网公司 一种电力线正交频分复用通信系统中消除脉冲干扰的方法
CN104580055A (zh) * 2014-12-10 2015-04-29 华南理工大学 一种基于构造目标导函数确定区间搜索的多普勒估计方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102571677A (zh) * 2012-02-27 2012-07-11 华南理工大学 基于辅助导频的多子带水声抗多普勒调制解调方法与装置
CN102624666A (zh) * 2012-03-05 2012-08-01 哈尔滨工程大学 稀疏信道模型下多路收发的正交多载波水声通信循环译码方法
CN103095639A (zh) * 2013-01-15 2013-05-08 哈尔滨工程大学 Ofdm水声通信并行迭代ici消除方法
CN103441962A (zh) * 2013-07-17 2013-12-11 宁波大学 一种基于压缩感知的ofdm系统脉冲干扰抑制方法
CN103716275A (zh) * 2013-12-05 2014-04-09 国家电网公司 一种电力线正交频分复用通信系统中消除脉冲干扰的方法
CN104580055A (zh) * 2014-12-10 2015-04-29 华南理工大学 一种基于构造目标导函数确定区间搜索的多普勒估计方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Carrier frequency offset and impulse noise estimation for underwater acoustic orthogonal frequency division multiplexing;SUN Haixin 等;《Chinese Journal of Acoustics》;20140930;第33卷(第3期);289-298 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN105227512A (zh) 2016-01-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105227512B (zh) 一种ofdm水声通信系统中的脉冲噪声估计方法
CN109450486B (zh) 异步同时同频全双工水声通信系统数字自干扰抵消方法
US8626069B2 (en) Apparatus and method for beamforming considering interference amount in broadband wireless communication system
CN109039960A (zh) 一种水声稀疏信道估计变步长稀疏度自适应匹配追踪方法
JP2001320344A (ja) チャネル推定を用いるクラスタ化されたｏｆｄｍ
CN111147407B (zh) 基于信道预测的tmsbl水声ofdm时变信道估计方法
KR101622798B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치
Zakharov et al. Data packet structure and modem design for dynamic underwater acoustic channels
CN101018219B (zh) 一种空频信号处理方法
CN107317781B (zh) 一种水下通信中多普勒扩展抑制方法
JP4869142B2 (ja) アダプティブアンテナ
Rodriguez-Pineiro et al. Experimental validation of ICI-aware OFDM receivers under time-varying conditions
EP1976059A1 (en) Method and apparatus for controlling array antenna, and computer readable storage medium
Bai et al. Impulsive noise mitigation with interleaving based on MUSIC in power line communication
CN111726309B (zh) 用于移动正交频分复用系统的信道估计方法及其估计装置
JP5083330B2 (ja) 受信処理方法および受信装置
US8204465B2 (en) Receiver, transmitter, transmission system, and transmission method
CN110784428B (zh) 水声通信网络中基于morl-FFT的自适应多普勒补偿方法
CN110798416A (zh) OFDM系统中基于局部搜索Capon的CFO估计算法
Manzoor et al. Novel SNR estimation technique in Wireless OFDM systems
CN110661735B (zh) 一种基于正交匹配追踪稀疏信道估计的时延估计方法
CN101001223A (zh) 提高无线移动通信中信道估计精度的盲方法
CN108599817B (zh) 一种多小区mimo-ofdm同频干扰信道估计方法
CN114500192B (zh) 一种信道估计方法及终端设备
Xiang et al. An underwater acoustic OFDM communication system based on cyclic shift keying and chirp spread spectrum

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20210527

Address after: 650300 room 211, No.8 Tai'an Road, taipingxincheng Street office, Anning City, Kunming City, Yunnan Province

Patentee after: Yunnan poly Tiantong underwater equipment Technology Co., Ltd

Address before: 315211, Fenghua Road, Jiangbei District, Zhejiang, Ningbo 818

Patentee before: Ningbo University